JPH1070518A

JPH1070518A - ディジタル放送用受信機

Info

Publication number: JPH1070518A
Application number: JP8242664A
Authority: JP
Inventors: Hidemi Usuha; 英巳薄葉
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1996-08-26
Filing date: 1996-08-26
Publication date: 1998-03-10

Abstract

(57)【要約】【課題】伝送信号中の一部に受信機側にて既知の情報
を含ませる送受信システムに関し、特に、音声圧縮（高
能率符号化）を用いた移動体向けのディジタル放送の復
調に関する。【解決手段】ディジタル放送用受信機において、受信
機の制御の基準周波数を発生するためのクロック発生部
と、クロック発生部の基準周波数に基づき伝送される信
号を順次サンプリングするＡ／Ｄ変換器と、参照シンボ
ル並びにデータシンボルを復調するためのサンプリング
データ群をＡ／Ｄ変換器のサンプリングデータ群の中か
ら順次確定する制御部と、確定されたサンプリングデー
タ群について高速フーリエ変換を施すことで、複数のキ
ャリア各々の位相情報を得る手段と、参照シンボルにつ
いてのインパルス応答を求める手段とを有し、制御部は
求めたインパルス応答に基づき、参照シンボル並びにデ
ータシンボルを復調するためのサンプリングデータ群を
順次確定するようにしたディジタル放送用受信機。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は、伝送信号中の一部に受
信機側にて既知の情報を含ませる送受信システムに関
し、特に、音声圧縮（高能率符号化）を用いた移動体向
けのディジタル放送の復調に関する。

【０００３】

【０００２】

【０００４】

【従来の技術】ディジタル放送に採用する変調方式とし
てＯＦＤＭ（Orthogonal FrequencyDivision Multiplex
：直交周波数分割多重）方式が適していることが知ら
れている。ＯＦＤＭ方式とは、多数の搬送波（キャリ
ア）を用いる多搬送波変調方式であり、その各搬送波は
直交関係にある。このため、ＯＦＤＭ方式は周波数利用
効率が高いという利点を持つ。

【０００５】

【０００３】欧州で開発されたＤＡＢ（DIGITAL AUDIO
BROADCASTING）システムを例にとれば、送信機側では、
データ圧縮（高能率符号化）を施された入力データがシ
リアル−パラレル変換にてパラレルデータに変換された
後、パラレルデータは差動符号化によりπ／４シフトＱ
ＰＳＫシンボルに変換される。

【０００６】かかる処理にて、シンボルを構成する各キ
ャリアに各々２ビットのデータをのせることが可能とな
る。

【０００７】そして、このシンボルには高速逆フーリエ
変換（ＩＦＦＴ）が施され、ベースバンド信号の同相成
分、直交成分が各々得られる。ＩＦＦＴの各出力はＤ／
Ａ変換を経て局部発振器からの発振信号（ＲＦ信号）に
より直交変調がなされると共に、所望の周波数帯域の伝
送信号に周波数変換され、アンテナより送信信号として
送信される。

【０００８】

【０００４】一方、受信機側では送信側と逆の処理が行
われる。即ち、アンテナにて得られた信号は直交復調器
を介して（または、更に周波数変換段を介して）ベース
バンド信号の同相成分及び直交成分を各々生成する。

【０００９】この出力はＡ／Ｄ変換器にて所定のサンプ
リング周波数にて順次サンプリングされ、離散データと
して高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）に入力される。

【００１０】更に、フーリエ変換によって搬送波毎の信
号が得られ、その後、搬送波毎に差動復号器によって差
動復号がなされる。

【００１１】差動復号器の出力信号はパラレル−シリア
ル変換器でシリアルデータとされ、これが受信したデー
タとなる。実際にはこのシリアルデータはエラー訂正、
データ圧縮の復調などのデータ処理が施され、アナログ
信号に変換される。

【００１２】

【０００５】かかるＤＡＢシステムにおいては、時間軸
上、図１１に模式的に示されるようなフォーマットで送
信信号が形成される。即ち、フレーム単位でデータが伝
送されると共に、１フレーム内に、順次、ヌルシンボ
ル、参照シンボル（リファレンスシンボル）、及び複数
のシンボル列からなるデータシンボル部が形成される。
ヌルシンボルは、伝送信号の存在しない期間であり、ヌ
ルシンボルを検出することでフレームの始まりを大まか
に識別することができる。参照シンボルは差動復号のた
めの基準位相を担い、データシンボルには本来伝送すべ
き音声信号などの主情報が割り当てられる。

【００１３】また、各シンボルは、マルチパスの影響に
よる符号間干渉を避けるために設けられているガードイ
ンターバルと、これに後続する有効シンボルとから構成
されている。ガードインターバルは、これに続く有効シ
ンボルの約１／４の繰り返しである。受信機側では、例
えば、有効シンボル区間に対してＦＦＴ処理を行う。

【００１４】

【０００６】また、ＤＡＢシステムにおいては、図１２
に示されるような４つの伝送モードが規定されている。
これによれば、伝送モードによって、有効シンボル長や
キャリア数等が異なっていることが分かる。

【００１５】従って、複数の伝送モードに対応するよう
に構成された受信機においては、手動、または自動的に
送信モードを認識し、ＦＦＴ処理を行うシンボルの位置
を受信モードに応じて適切に確定するといった内部処理
が必要となる。なお、伝送モードを自動的に識別する手
法の１つは欧州特許公報（ＥＰ−０６６６６６１Ａ２）
などに詳細に開示されており、ここでは、説明は割愛す
る。

【００１６】

【０００７】ところが、受信機にて正確にデータ復調を
行うためには、ＦＦＴ処理を各シンボル区間に対して正
確に行うことが必要となり、送信側との同期は不可欠と
なる。受信機においては、送信データ中のヌルシンボル
にてフレームの始まりを検出することはできるが、受信
状態の変化の激しい移動体においては、電界の変動にて
送信信号がヌルシンボルのような落ち込みを示すことも
ある。従って、ヌルシンボル区間を正確に認識すること
は難しく、ヌルシンボルの検出のみでは、例えば、ＦＦ
Ｔの実施区間が同一シンボル内に設定できず、隣接する
シンボル間にわたるサンプリングデータ群に対してＦＦ
Ｔ処理が実施され、ＦＦＴ処理を各シンボルに対して正
確に実施することが難しくなる。また、受信機にては上
述の通り同相成分（Ｉ成分）、直交成分（Ｑ成分）をＡ
／Ｄ変換器にてディジタル化するがこの時のサンプリン
グクロックは、受信機側の制御の基準となる発振器によ
って生成される。更に、この発振器はＦＦＴの実施区間
（ＦＦＴの窓位置）を決定する基準としても動作する。

【００１７】ところが、この受信機側の発振器の周波数
が送信機側の発振器の周波数と一致していない場合に
は、時間の経過と共にＦＦＴの窓位置が送信データの各
シンボルに対して順次ずれていくということになる。Ｆ
ＦＴの窓位置は有効シンボル長と同じであり、同一シン
ボル内であればどの位置にＦＦＴの窓位置を設定しても
問題はないが、このようなずれがあると、結果として、
ＦＦＴの窓位置が隣接するシンボルを含むようになるの
で、正確な復調の妨げとなり、受信品質を悪化させる原
因となる。

【００１８】

【０００８】

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
を解決すべくなされたものであり、その目的とするとこ
ろは、送受信間の精密な同期をとることができるディジ
タル放送用受信機を具体的に提供することにある。

【００２０】

【０００９】

【００２１】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の本発明
は、受信機側にて既知の情報を担う参照シンボルと、伝
送すべき複数のデータシンボルと、フレームの開始を示
すヌルシンボルからなるシンボル群で１つのフレームを
構成し、かつ、所望の周波数帯域内の複数キャリア各々
を位相変調することで、参照シンボル並びにデータシン
ボルを構成するようにしたデジタル放送を受信可能なデ
ィジタル放送用受信機であって、ディジタル放送用受信
機は、基準周波数を発生するためのクロック発生部と、
クロック発生部の基準周波数に基づき伝送される信号を
順次サンプリングするＡ／Ｄ変換器と、参照シンボル並
びにデータシンボルを復調するためのサンプリングデー
タ群をＡ／Ｄ変換器のサンプリングデータ群の中から順
次確定する制御部と、確定されたサンプリングデータ群
について高速フーリエ変換を施すことで、複数のキャリ
ア各々の位相情報を得る手段と、参照シンボルについて
のインパルス応答を求める手段と、を有し、制御部は求
めたインパルス応答に基づき、参照シンボル並びにデー
タシンボルを復調するためのサンプルデータ群を順次確
定することを特徴とする。

【００２２】

【００１０】請求項２に記載の発明は、請求項１記載の
ディジタル放送用受信機であって、制御部は、現在受信
中のフレームについての参照シンボルのインパルス応答
と、現在受信中のフレームからｍ（ｍは１以上）フレー
ム後の参照シンボルのインパルス応答と、を求めるよう
に、インパルス応答を求める手段を制御し、得られたイ
ンパルス応答を比較し、その変化量に基づきクロック発
生部の基準周波数を確定することを特徴とする。

【００２３】

【００１１】請求項３に記載の発明は、受信機側にて既
知の情報を担う参照シンボルと、伝送すべき複数のデー
タシンボルと、フレームの開始を示すヌルシンボルから
なるシンボル群で１つのフレームを構成し、かつ、所望
の周波数帯域内の複数キャリア各々を位相変調すること
で参照シンボル並びにデータシンボルを構成するように
したデジタル放送を受信可能なディジタル放送用受信機
であって、ディジタル放送用受信機は、基準周波数を発
生するためのクロック発生部と、クロック発生部の基準
周波数に基づき伝送される信号を順次サンプリングする
Ａ／Ｄ変換器と、参照シンボル並びにデータシンボルを
復調するためのサンプリングデータ群をＡ／Ｄ変換器の
サンプリングデータ群の中から順次確定する制御部と、
確定されたサンプリングデータ群について高速フーリエ
変換を施すことで、複数のキャリア各々の位相情報を得
る手段と、参照シンボルについてのインパルス応答を求
める手段と、を有し、制御部は、現在受信中のフレーム
についての参照シンボルのインパルス応答と、現在受信
中のフレームからｍ（ｍは１以上）フレーム後の参照シ
ンボルのインパルス応答と、を求めるように、インパル
ス応答を求める手段を制御し得られたインパルス応答を
比較し、その変化量に基づきクロック発生部の基準周波
数を確定することを特徴とする。

【００２４】

【００１２】

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しつつ詳細に説明する。

【００２６】図１は、本発明のディジタル放送用受信機
の一実施例であるＯＦＤＭ方式のＤＡＢ受信機の概略構
成を示している。

【００２７】図１において、アンテナ１にて受信したＲ
Ｆ（Radio Frequency ）信号は、同調手段としてのフロ
ントエンド３に供給される。

【００２８】フロントエンド３は、ＲＦ信号の内の所望
の周波数帯域の信号に同調し、更に、同調したＲＦ信号
を中間周波数信号に変換し直交復調器４に供給する。

【００２９】

【００１３】直交復調器４は、例えば２つの混合器、移
相器等を含み、局部発振信号と中間周波数信号とを一方
の混合器にて混合して、ベースバンド信号の同相成分Ｉ
を出力する。他方の混合器には、局部発振信号を移相器
によって９０度だけ位相シフトさせた信号と中間周波数
信号とが入力され、ベースバンド信号の直交成分Ｑを出
力する。

【００３０】

【００１４】同相成分Ｉは、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）５Ｉを介してＡ／Ｄ変換器６Ｉに供給され、直交成
分Ｑは、ＬＰＦ５Ｑを介してＡ／Ｄ変換器６Ｑに供給さ
れる。

【００３１】Ａ／Ｄ変換器６Ｉ、６Ｑは、クロック発生
部１６にて生成されたクロック周波数に基づく入力信号
のサンプリングを、システム制御回路１５の制御の下に
行い、入力同相成分Ｉ、入力直交成分Ｑをディジタル信
号に変換し、離散データとしてＦＦＴ（高速フーリエ変
換器）７に供給する。

【００３２】ＦＦＴ７は、周波数成分の解析手段を担
い、Ａ／Ｄ変換器６Ｉ、６Ｑより供給される同相及び直
交成分のサンプリングデータを保持する保持部を含み、
保持されたデータに対してフーリエ変換による時間軸か
ら周波数軸上への変換を行う。

【００３３】この変換は、後述のシステム制御回路１５
からの制御信号に応じて設定された期間（ＦＦＴの窓位
置）についての変換であり、例えばＦＦＴの窓位置を１
ｍｓ、サンプリング周波数を２．０４８ＭＨＺとすれ
ば、モード１で規定される１ＫＨｚステップで１５３６
個のキャリアについての位相情報Ｙk が得られる。

【００３４】

【００１５】ＦＦＴ処理により求められた位相情報Ｙk
は差動復号器８に入力される。差動復号器８では、各々
のキャリアの位相情報に対して位相差が求められる。即
ち、ＦＦＴ処理にて得られた位相情報を（ｉｎ、ｑｎ）
とすれば、前回シンボルの位相情報（ｉn-1 、ｑn-1 ）
の共役複素数と、今回シンボルの位相情報（ｉｎ、ｑ
ｎ）との乗算が行われるのである。

【００３５】このようにして求められたキャリア毎の位
相差の情報を担う差動復号器８出力信号は、ビタビ復号
器９により、最も確からしい値のデータ列信号として確
定され、この確定されたデータ列信号が音声復号器１０
に送出される。

【００３６】

【００１６】音声復号器１０は、ビタビ復号器９からの
データ列信号に施されている音声圧縮を復号し、復号デ
ータは図示しないＤ／Ａ変換器を経て通常のアナログ音
声信号に変換される。

【００３７】尚、実際には差動復号器８の後段の処理と
してデインターリーブ等の処理も含まれるが本発明には
直接関係しないのでその説明は省略する。

【００３８】

【００１７】ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑの出力信号はまたヌル検
出器１１にも供給される。ヌル検出器１１は、各ＬＰＦ
の出力に基づき、伝送される信号（図１１参照）中のヌ
ル部の可能性のある無信号部分を検出して、ヌル検出信
号をシステム制御回路１５に供給する。ヌル検出器１１
においては、例えば入力信号のエンベロープに基づいた
ヌル検出がなされる。即ち、ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑから得ら
れる同相成分Ｉ´及び直交成分Ｑ´より（Ｉ´²＋Ｑ´
²）を算出し、その算出値が基準値以下である時をヌル
部の検出時としてヌル検出信号を発生する。

【００３９】

【００１８】システム制御回路１５は、得られたヌル検
出信号に応答して、伝送モードを確定し、続いて、ＦＦ
Ｔの窓位置、並びにＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数
を正確に入力信号に同期させる処理を行う。

【００４０】かかる処理は、更に、後述する伝達関数算
出部１２と、ＩＦＦＴ部１３と、インパルス応答評価部
１４と、クロック発生部１６を用いることで達成され、
上述の処理はシステム制御回路１５の制御の下で行われ
る。

【００４１】

【００１９】以上が受信機の概略構成である。次に、本
発明におけるシステム制御回路１５の動作について図２
を用いて詳述する。

【００４２】

【００２０】１フレーム目まず、システム制御回路１５は、ステップＳ１にて、入
力信号の１フレームの始まりを検出する。これは、ヌル
検出器１１からのヌル検出信号を所定のタイミングで監
視することで検出できる。

【００４３】ステップＳ１にて１フレームのヌル部が検
出された時には、続いてステップＳ２にて伝送モードの
確定を行う。これは、例えば、ヌル部の時間（ヌル
長）、連続するヌル部の間隔（フレーム長）等をヌル検
出信号より求め、４つの伝送モードのいずれに最も近い
か否かを判定することで受信モードを確定することがで
きる。受信モードが決定されると、続いてステップＳ３
にて、有効シンボル長のＦＦＴの窓位置を差し当たりＦ
ＦＴ７に対して設定する。

【００４４】

【００２１】ヌル検出信号の出力のみでは、ＦＦＴ７の
窓位置を正確に同一シンボル内に設定することは難しい
ので、当然、図３のようにＦＦＴ７の窓位置は正確にシ
ンボルと一致せず、ずれることが多い。このＦＦＴ７の
窓位置のずれは、伝送路の伝達関数Ｈk によるものと見
なせるので、ｋ番目のキャリアに重畳され、送信される
べき位相情報をＸk 、受信機によって実際に復調される
位相情報をＹk とすれば、Ｙk ＝Ｈk ・Ｘk と表すことができる。上式より、伝達関数Ｈk は次式の
ように表せる。

【００４５】Ｈk ＝Ｙk ・Ｘk ^* 但し、記号Ｘk ^*はＸk の共役複素数を示す。

【００４６】

【００２２】他方、Ｋをキャリア数、Ｔを有効シンボル
長とすれば、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の信号ｙ
（ｔ）は、以下の式（１）で表される。

【００４７】

【００２３】

【００４８】

【数１】

【００４９】

【００２４】受信機において、ｙ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換
器にてＴ／Ｎの周期でサンプリングされるので、時刻ｎ
（ｎ＝０、１、……Ｎ−１）における有効シンボル区間
の信号ｙｎは、ｙｎ＝ｙ（ｎＴ／Ｎ）で表せる。

【００５０】更に受信機ではＦＦＴが施されるので、受
信機によって復調される情報ベクトルＹk は、以下の式
（２）で表される。

【００５１】

【００２５】

【００５２】

【数２】

【００５３】

【００２６】但し、記号Ｆはフーリエ変換を示す。

【００５４】従って、伝送路のインパルスｈn （ｔ）応
答は以下の式（３）で表される。

【００５５】

【００２７】

【００５６】

【数３】

【００５７】

【００２８】但し、記号Ｆ^-1は、逆フーリエ変換（ＩＦ
ＦＴ）を示す。

【００５８】インパルス応答ｈn （ｔ）を求めるために
は、伝送される位相情報Ｘk が受信側で既知であること
が必要である。ＤＡＢでは、ヌル部に続く参照シンボル
は、受信機側においても既知の情報で規定されているの
で、受信機にて予め既知の情報となっている参照シンボ
ルに限り伝送路のインパルス応答は得ることが出来る。
このようにして求めたインパルス応答の例を図４に示
す。

【００５９】この図４では、インパルス応答のピーク位
置がデータサンプリング数１６個分の時間分だけ遅れて
いる例である。即ち、インパルス応答のピーク位置を評
価することで、この図４であれば伝送路による信号の遅
延時間を知ることができる。このことは、シンボルに対
する正確なＦＦＴウインドウの位置を求めることと同じ
である。尚、この図４では説明を簡単にするためにマル
チパスなどの影響による遅延波のインパルス応答につい
ては、割愛している。

【００６０】

【００２９】従って、システム制御回路１５はステップ
Ｓ４にて、伝達関数算出部１２、ＩＦＦＴ部１３、イン
パルス応答評価部１４、を制御しＦＦＴ７の窓位置の補
正量を確定する。詳述すれば、まず、ヌルシンボルに続
く参照シンボルに対して、伝達関数算出部１２にて、受
信した位相情報Ｙk と本来受信すべき位相情報Ｘk に基
づき、伝送路の伝達関数Ｈk を求めるよう制御する。

【００６１】続いて、かかる伝達関数Ｈk より伝送路の
インパルス応答ｈn （ｔ）を求めるようにＩＦＦＴ部１
３を制御する。

【００６２】更に、インパルス応答評価部１４を制御
し、伝送路による信号の遅れ（進み）時間（サンプル
数）を求める。即ち、この評価結果がＦＦＴの窓位置の
有効シンボルに対するずれ量となるのである。

【００６３】

【００３０】従って、例えば、図４のインパルス応答で
あれば、１６サンプル分の遅延が生じているのでＦＦＴ
の窓位置のずれ量が１６サンプルと決定され、例えば、
ＦＦＴの窓位置を現状より１６サンプル分だけ補正し、
正確に有効シンボルとＦＦＴの窓位置とが一致するよう
に制御が行われる。

【００６４】尚、同一シンボル内にＦＦＴの窓位置があ
れば、正確な復調ができるので、この補正量は、必ずし
も正確に有効シンボル区間に対してＦＦＴの窓位置を設
定するような補正に限定されないことは言うまでもな
い。即ち、同一シンボル内にＦＦＴの窓位置が設定され
るように補正出来ればよい。

【００６５】

【００３１】２フレーム目以降１フレーム目にてＦＦＴの窓位置の補正量が確定する
と、２フレーム目はこの補正量に基づきＦＦＴの処理が
行われるように、ステップＳ５にて、システム制御回路
１５は、ＦＦＴ７に対して補正したＦＦＴの窓位置制御
信号を出力する。

【００６６】仮にＡ／Ｄ変換器６Ｉ、６Ｑのサンプリン
グ周波数ｆｓが、送信側のサンプリング周波数と完全に
一致していれば、以後、受信機にての内部同期、即ち、
サンプル数をカウントし、このカウント値に基づきＦＦ
Ｔの窓位置を設定しても、永久にシンボルに対して正確
にＦＦＴの窓位置を設定することができる（インパルス
応答の位置は常に同じ値となる）。

【００６７】

【００３２】しかし、両者のサンプリング周波数にずれ
がある場合、ＦＦＴの窓位置を一旦シンボルに対して正
確に合わせたとしても、フレーム毎のインパルス応答ｈ
n（ｔ）のピーク位置は順次、少しづつずれていくこと
になる。

【００６８】即ち、このずれが送受信間のサンプリング
周波数の相違に基づくものであるので、このずれを補正
するためにサンプリング周波数を正確に送信側のサンプ
リング周波数に合わせる補正を行う必要がある。ここ
で、インパルス応答の前回値からのずれ（変化量）をｎ
サンプルとし、送信側とのサンプリング周波数のずれ分
をδ（ｐｐｍ）とすれば、現在の受信側のサンプリング
周波数は、（１＋δ）ｆｓで表され、更に、サンプリン
グ周波数のずれ分δは、 δ＝−ｎ・１０⁶／（Ｎframe ＋ｎ）で表すことができる。ここでＮframe は、フレームのサ
ンプル数である。

【００６９】

【００３３】図１２のモード２を例にとれば、受信側の
サンプリング周波数をｆｓ＝２．０４８ＭＨｚ相当と
し、１フレーム間でのインパルス応答の変化量が１サン
プルであったときには、Ｎframe ＝２．０４８（ＭＨｚ）・２４（ｍｓ）／１
（Ｓ）＝４９１５２となり、変化量δ＝２０．３４５（ｐｐｍ）である。

【００７０】この値は、Δｆｓ＝４１．７Ｈｚに相当す
る。

【００７１】よって、以後のＡ／Ｄ変換器のサンプリン
グ周波数をｆｓ＋Δｆｓに設定することで送受信間のサ
ンプリング周波数を正確に同期させることが可能とな
る。

【００７２】但し、この処理にはインパルス応答の前回
値が必要となるので、２フレーム目以降においてのみ実
施可能な処理である。

【００７３】

【００３４】従って、かかる処理はシステム制御回路１
５の制御の下２フレーム目のステップＳ６〜Ｓ８にて行
なわれている。システム制御回路１５は、まず、内部カ
ウンタにて１フレームの終了を判定し、ステップＳ５に
て、ＦＦＴの窓位置を修正する。続いて２フレーム目の
ヌルシンボルに対して補正された窓位置でのＦＦＴ処理
を行う。次いで、その結果に基づきヌルシンボルの電力
評価を行う（ステップＳ６）。

【００７４】信号電力Ｐは、下記の式（４）にてＦＦＴ
出力の基づき求めることができる。

【００７５】

【００３５】

【００７６】

【数４】

【００７７】

【００３６】ここでＮは、ＦＦＴのポイント数である。

【００７８】ヌルシンボルの信号電力をＰ１とし、デー
タシンボルの信号電力をＰ２とすれば、両電力の比を求
めることで、フレームに同期しているか否かの判定をな
すことができるのである。尚、この処理を行う場合は、
図１に示す信号電力算出部１７を含む破線部の構成が必
要となる。

【００７９】ステップＳ６では、ステップＳ５のヌル部
の電力評価に基づきフレームに正しく同期しているかが
判断される。

【００８０】また、これに限らず、ヌル検出器１１を監
視することでもヌルシンボルの評価は可能である。

【００８１】

【００３７】電力評価にてヌル部が検出されていないと
判断されることは、フレームに正しく同期していないこ
とを示している。この場合、第１フレーム目にて判定し
たヌル部が受信状況によって誤判断した可能性があると
して、ステップＳ１に戻り、再度同期処理をやり直す
（ステップＳ７：ＮＯ）。

【００８２】フレームに正しく同期していると考えられ
る場合（ステップＳ７：ＹＥＳ）は、更に、ステップＳ
８にて、２フレーム目の参照シンボルについて１フレー
ム目のステップＳ４と同様にインパルス応答ｈn （ｔ）
を求めると共にＦＦＴウインドウの位置に修正の必要が
あれば補正するための補正量を確定する。

【００８３】前述のように、送受信間でのサンプリング
周波数が完全に一致していればサンプリング周波数にず
れはないので、遅延波などの受信状況の変化がなければ
補正量は０となる。

【００８４】

【００３８】しかし、送受信間でのサンプリング周波数
にずれδ（オフセット）があれば、インパルス応答の変
化量としてとらえることができるので、ステップＳ９に
て、サンプリング周波数（１＋δ）ｆｓを補正するよう
にクロック発生部１６を制御しＡ／Ｄ変換器のサンプリ
ング周波数を送信側のサンプリング周波数ｆｓに正確に
同期させる。そして、内部カウンタにて１フレームの終
了を判定しステップＳ５に戻り、ＦＦＴの窓位置を更新
する。

【００８５】尚、１フレーム経過時のインパルス応答の
変化量が、１サンプル以下であるときには、インパルス
応答のピーク位置のずれとして判別されないので、次式
を用いて複数フレームを単位として、インパルス応答を
監視することで、より正確な補正が可能となり、更に分
解能を上げることができる。

【００８６】 δm ＝−ｎ・１０⁶／（ｍ・Ｎframe ＋ｎ）ここで記号ｍは、対象とするフレームの数を示す。

【００８７】

【００３９】この処理は、例えば、ステップＳ９を更に
図５のように変更することで容易に実現できる。図５で
は、ｍフレームを単位とするオフセット量δm の算出
（ステップＳ９３）を実施する制御例である。尚、記号
Ｃ、はカウンタの値を示し、初期設定は０に設定されて
いる。

【００８８】

【００４０】ところが、実際には、図４のインパルス応
答には、マルチパスなどの影響による遅延波のインパル
ス応答も考慮する必要がある。

【００８９】以下、この点につき説明する。図６は、１
波の遅延波の方が直接波よりレベルが大きい場合のイン
パルス応答の一例である。

【００９０】この場合、複数のインパルス応答から、Ｆ
ＦＴの窓位置を正確にシンボル内に位置するように設定
するように制御する必要がある。

【００９１】例えば、図６の窓位置１のように設定すれ
ば問題はないが、インパルス応答の値が直接波より大な
る間接波に対して、図６の窓位置２のように設定する
と、図６の区間Ｅにおいて、直接波の後続のシンボルが
ＦＦＴの区間に入るためエラー率の悪化が生じる。この
区間Ｅが広くなるほどエラー率は悪化する。

【００９２】移動体受信では遅延波が生じる状況は、度
々発生するのでこのような遅延波を考慮した同期処理が
必要となる。

【００９３】

【００４１】図７は、このような問題点を解決する同期
処理の一例を示すフローチャートである。かかる処理は
システム制御回路１５にて行われ、図２のステップＳ
４、Ｓ８の処理の一部として実施される。

【００９４】システム制御回路１５では、インパルス応
答を求めた後に、大別して、遅延波の影響を無視できる
範囲（ガードインターバル範囲）内でシンボルパワーが
最大となる区域の決定処理と、そこで決定された区間の
中で干渉ノイズが最小となる区域の決定処理から構成さ
れる。

【００９５】まず、ステップＳ１０１にて、シンボルパ
ワーが大となる区域が決定される。ここで、本発明で
は、シンボルパワーＳＰを、ガードインターバル長分の
インパルス応答の積算値と定義する。

【００９６】インパルス応答ｈ（ｎ）は、図８のよう
に、ｎポイント（−Ｎ／２≦ｎ≦（Ｎ／２）−１：Ｎは
ＦＦＴのポイント数）で得られるので、ガードインター
バル長をｇ、区間ｉのシンボルパワーをＳＰとすれば、
以下の式（５）で与えられる。

【００９７】

【００４２】

【００９８】

【数５】

【００９９】

【００４３】従って、ｉ＝−Ｎ／２、（−Ｎ／２）＋
１、……、（Ｎ／２）−ｇ＋１各々についてのシンボル
パワー、ＳＰ（−Ｎ／２）、……、ＳＰ（（−Ｎ／２）
−ｇ＋１）を順次、求めることができる。

【０１００】ステップＳ１０１では、このようにして求
めたシンボルパワーＳＰ（ｉ）にて、最大（または最大
から順に上位複数個）のシンボルパワーを得た区間ｉ´
（単数、または複数個）を確定、保持する。

【０１０１】

【００４４】続いて、ステップＳ１０２ではステップＳ
１０１で求めた所定個の区間データｉ´の中でシンボル
間干渉が最小となる区間データｉ″を決定する。

【０１０２】ガードインターバル長で設定された区間
外、即ち、上式にて積分されなかったインパルス応答は
全て干渉ノイズとみなせる。

【０１０３】この干渉ノイズのパワーは積分範囲からの
距離（時間）に比例する。図８を用いて説明すると、例
えば区間データｉで与えられる区間の左端ｈ（ｉ）から
ｍ個分左方向に外れたｈ（ｉ−ｍ）は、干渉ノイズであ
り、そのノイズパワーはｈ（ｉ−ｍ）・ｍで与えられる
ことになる。また、同様に、区間の右端ｈ（ｉ＋ｇ−
１）から右方向にｋ個分はずれたｈ（ｉ＋ｇ−１＋ｋ）
も干渉ノイズであり、そのノイズパワーはｈ（ｉ＋ｇ−
１＋ｋ）・ｋで与えられる。

【０１０４】よって、任意の区間ｉにおけるノイズパワ
ーＮ（ｉ）は、以下の式（６）で与えられる。

【０１０５】

【００４５】

【０１０６】

【数６】

【０１０７】

【００４６】但し、−Ｎ／２＝ｉ−Ｍ、（Ｎ／２）−１
＝ｉ＋ｇ−１＋ｋである。

【０１０８】よって、ステップＳ１０２にてステップＳ
１０１で決定された１または複数の区間ｉ´について、
各々ノイズパワーＮ（ｉ´）をもとめ、ステップＳ１０
３にてシンボル間干渉ノイズＮ（ｉ´）が最も小さい区
間を求めることで、シンボルパワーが大きく、且つ、干
渉ノイズパワーが最も小さい確定区間データｉ″が確定
する。

【０１０９】

【００４７】ここで確定された、区間データｉ″が持つ
意味を説明する。

【０１１０】ガードインターバルを越えない同一シンボ
ルの重ね合わせは、位相並びに振幅に変位を与えるが、
位相の変位はＦＦＴ処理により求められた位相データの
差動を求めることで復調に影響を与えない。

【０１１１】即ち、区間ｉ″内に発生するインパルス応
答は、復調の妨げにならないといえる。よって、区間
ｉ″の最も時間的に早い所（図８で示される区間で説明
すれば最も左側に位置するｈ（ｉ））をＦＦＴの窓位置
の始点とすれば、復調に支障は生じないことになる。

【０１１２】また、上述の処理で求められた区間ｉ″は
そのシンボルパワーが最高、又は、比較的大きいものと
なるので、復調に適しているといえる。

【０１１３】

【００４８】従って、求められた区間ｉ″の先端をＦＦ
Ｔの窓位置の開始点と設定することで、正確な復調が可
能となる。

【０１１４】また、干渉ノイズが最小となるように区間
ｉ″を設定するのでエラー率の悪化が最も小さくなるよ
うにＦＦＴの窓位置を設定できる。即ち、図９に示すよ
うなａ、ｂ、ｃの３波が存在する時は、本手法ではシン
ボルパワーが最大且つ、干渉ノイズパワーが最小となる
ように区間データｉ″が確定されるので、図９のｇ１の
区間が決定される。この決定に伴い設定されたＦＦＴの
窓位置１と干渉ノイズパワーを考慮しない窓位置２とを
比較すると、区間ｇ１とｇ２では、シンボルパワーが同
じであるが、窓位置２の方がａ波の後続シンボルの影響
を受ける領域（図９の斜線の部分）が大となり、窓位置
２の方がＣ／Ｎの悪化が大きくエラー率が悪化する。よ
って、本手法の方がエラー率の悪化を効果的に抑制でき
ると言える。従って、本手法を受信フレームに対して順
次適用することで、受信状況の変化に的確に適応できる
ことになるのである。

【０１１５】

【００４９】尚、実際には、図１０で示すように、同一
のシンボルパワーをとる区間が複数生じる場合が多い。
図１０にてｈ（ｉ＋ｃ−１）とｈ（ｉ＋ｇ−１）のみに
インパルス応答が生じているとすれば、シンボルパワー
が最大となる区間は、連続する区間ｇｆ〜区間ｇｂであ
る。尚、ここで記号ｃは同じシンボルパワーを持つ区間
ｉの数の総数である。

【０１１６】この各々の区間について、順次干渉ノイズ
パワーを求めることで良好な区間ｉ″を求めてもよい
が、計算量が膨大となる。

【０１１７】ここで干渉ノイズに着目すると、例えば、
図１０のｈ（ｉ−ｍ）の所に干渉ノイズがあると考える
と、干渉ノイズの影響が最も少ない区間はｇｆとなる。

【０１１８】他方、図１０のｈ（ｉ＋ｃ＋ｇ−２＋ｋ）
の所に干渉ノイズがあると考えると、干渉ノイズの影響
が最も少ない区間は、ｇｂとなる。

【０１１９】

【００５０】従って、干渉ノイズがある場合は、区間ｇ
ｆまたは、区間ｇｂしか良好な区間ｉ″にならないこと
が分かる。よって、区間ｇｍａｘの左右の区間ｇ´並び
にｇ″の干渉ノイズを各々求めその差（ｇ´−ｇ″）を
求めることで、図１０の左右どちらの区間の干渉ノイズ
が大きいかを調べ、区間ｇ´の方が大きい場合は、区間
ｇｆを選択し、区間ｇ″の方が大きい場合は、区間ｇｂ
を選択するように制御することで計算量を削減可能であ
る。この処理をステップＳ１０２に追加することで、同
一シンボルパワーで連続する区間ｇｍａｘ部分の干渉ノ
イズ計算処理を簡素化できる。この処理を、例えば、ス
テップＳ１０１にて実施することで、ステップＳ１０２
移行の計算量が削減できる。

【０１２０】

【００５１】

【０１２１】

【発明の効果】以上の如く、本発明によれば、受信状況
に応じた最適のＦＦＴウインド位置の確定が可能とな
り、エラー率の悪化を抑制することができる。

【０１２２】また、送受信間のサンプリング周波数を正
確に合せることが可能となるので、内部同期による復調
の信頼性をより一層上げることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による１実施例のＯＦＤＭ方式ＤＡＢ受
信機のが概略構成を示すブロック図である。

【図２】本発明による同期処理の手順の一例を示す図で
ある。

【図３】受信波とＦＦＴの窓位置の相対関係の一例を示
す図である。

【図４】受信波のインパルス応答の一例を示す図であ
る。

【図５】本発明による同期処理を示す図である。

【図６】遅延波と直接波の関係の一例を示す図である。

【図７】本発明による同期処理を示す図である。

【図８】インパルス応答と、シンボルパワーとの関係を
示す図である。

【図９】ＦＦＴの窓位置と干渉ノイズとの関係を示す図
である。

【図１０】インパルス応答と、シンボルパワーとの関係
を示す図である。

【図１１】ＤＡＢシステムの伝送信号のフォーマットを
示す図である。

【図１２】ＤＡＢシステムの伝送モードを示す図であ
る。

【符号の説明】

１・・・アンテナ３・・・フロントエンド４・・・直交復調器５Ｉ、５Ｑ・・・ＬＰＦ６Ｉ、６Ｑ・・・Ａ／Ｄ変換器７・・・ＦＦＴ８・・・差動復号器９・・・ビタビ復号器１０・・音声復号器１１・・ヌル検出器１２・・伝達関数算出部１３・・ＩＦＦＴ部１４・・インパルス応答評価部１５・・システム制御回路１６・・クロック発生部１７・・信号電力算出部

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成９年５月３０日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】発明の詳細な説明

【補正方法】変更

【補正内容】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００２】

【従来の技術】ディジタル放送に採用する変調方式とし
てＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ
ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波
数分割多重）方式が適していることが知られている。Ｏ
ＦＤＭ方式とは、多数の搬送波（キャリア）を用いる多
搬送波変調方式であり、その各搬送波は直交関係にあ
る。このため、ＯＦＤＭ方式は周波数利用効率が高いと
いう利点を持つ。

【０００３】欧州で開発されたＤＡＢ（ＤＩＧＩＴＡＬ
ＡＵＤＩ０ＢＲＯＡＤＣＡＳＴＩＮＧ）システムを
例にとれば、送信機側では、データ圧縮（高能率符号
化）を施された入力データがシリアル−パラレル変換に
てパラレルデータに変換された後、パラレルデータは差
動符号化によりπ／４シフトＱＰＳＫシンボルに変換さ
れる。かかる処理にて、シンボルを構成する各キャリア
に各々２ビットのデータをのせることが可能となる。そ
して、このシンボルには高速逆フーリエ変換（ＩＦＦ
Ｔ）が施され、ベースバンド信号の同相成分、直交成分
が各々得られる。ＩＦＦＴの各出力はＤ／Ａ変換を経て
局部発振器からの発振信号（ＲＦ信号）により直交変調
がなされると共に、所望の周波数帯域の伝送信号に周波
数変換され、アンテナより送信信号として送信される。

【０００４】一方、受信機側では送信側と逆の処理が行
われる。即ち、アンテナにて得られた信号は直交復調器
を介して（または、更に周波数変換段を介して）ベース
バンド信号の同相成分及び直交成分を各々生成する。こ
の出力はＡ／Ｄ変換器にて所定のサンプリング周波数に
て順次サンプリングされ、離散データとして高速フーリ
エ変換器（ＦＦＴ）に入力される。更に、フーリエ変換
によって搬送波毎の信号が得られ、その後、搬送波毎に
差動復号器によって差動復号がなされる。差動復号器の
出力信号はパラレル−シリアル変換器でシリアルデータ
とされ、これが受信したデータとなる。実際にはこのシ
リアルデータはエラー訂正、データ圧縮の復調などのデ
ータ処理が施され、アナログ信号に変換される。

【０００５】かかるＤＡＢシステムにおいては、時間軸
上、図１１に模式的に示されるようなフォーマットで送
信信号が形成される。即ち、フレーム単位でデータが伝
送されると共に、１フレーム内に、順次、ヌルシンボ
ル、参照シンボル（リファレンスシンボル）、及び複数
のシンボル列からなるデータシンボル部が形成される。
ヌルシンボルは、伝送信号の存在しない期間であり、ヌ
ルシンボルを検出することでフレームの始まりを大まか
に識別することができる。参照シンボルは差動復号のた
めの基準位相を担い、データシンボルには本来伝送すべ
き音声信号などの主情報が割り当てられる。また、各シ
ンボルは、マルチパスの影響による符号間干渉を避ける
ために設けられているガードインターバルと、これに後
続する有効シンボルとから構成されている。ガードイン
ターバルは、これに続く有効シンボルの約１／４の繰り
返しである。受信機側では、例えば、有効シンボル区間
に対してＦＦＴ処理を行う。

【０００６】また、ＤＡＢシステムにおいては、図１２
に示されるような４つの伝送モードが規定されている。
これによれば、伝送モードによって、有効シンボル長や
キャリア数等が異なっていることが分かる。従って、複
数の伝送モードに対応するように構成された受信機にお
いては、手動、または自動的に送信モードを認識し、Ｆ
ＦＴ処理を行うシンボルの位置を受信モードに応じて適
切に確定するといった内部処理が必要となる。なお、伝
送モードを自動的に識別する手法の１つは欧州特許公報
（ＥＰ−０６６６６６１Ａ２）などに詳細に開示されて
おり、ここでは、説明は割愛する。

【０００７】ところが、受信機にて正確にデータ復調を
行うためには、ＦＦＴ処理を各シンボル区間に対して正
確に行うことが必要となり、送信側との同期は不可欠と
なる。受信機においては、送信データ中のヌルシンボル
にてフレームの始まりを検出することはできるが、受信
状態の変化の激しい移動体においては、電界の変動にて
送信信号がヌルシンボルのような落ち込みを示すことも
ある。従って、ヌルシンボル区間を正確に認識すること
は難しく、ヌルシンボルの検出のみでは、例えば、ＦＦ
Ｔの実施区間が同一シンボル内に設定できず、隣接する
シンボル間にわたるサンプリングデータ群に対してＦＦ
Ｔ処理が実施され、ＦＦＴ処理を各シンボルに対して正
確に実施することが難しくなる。また、受信機にては上
述の通り同相成分（Ｉ成分）、直交成分（Ｑ成分）をＡ
／Ｄ変換器にてディジタル化するがこの時のサンプリン
グクロックは、受信機側の制御の基準となる発振器によ
って生成される。更に、この発振器はＦＦＴの実施区間
（ＦＦＴの窓位置）を決定する基準としても動作する。
ところが、この受信機側の発振器の周波数が送信機側の
発振器の周波数と一致していない場合には、時間の経過
と共にＦＦＴの窓位置が送信データの各シンボルに対し
て順次ずれていくということになる。ＦＦＴの窓位置は
有効シンボル長と同じであり、同一シンボル内であれば
どの位置にＦＦＴの窓位置を設定しても問題はないが、
このようなずれがあると、結果として、ＦＦＴの窓位置
が隣接するシンボルを含むようになるので、正確な復調
の妨げとなり、受信品質を悪化させる原因となる。

【０００８】

【０００９】

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しつつ詳細に説明する。図１は、本発明のディジ
タル放送用受信機の一実施例であるＯＦＤＭ方式のＤＡ
Ｂ受信機の概略構成を示している。図１において、アン
テナ１にて受信したＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ）信号は、同調手段としてのフロントエンド３に供
給される。フロントエンド３は、ＲＦ信号の内の所望の
周波数帯域の信号に同調し、更に、同調したＲＦ信号を
中間周波数信号に変換し直交復調器４に供給する。

【００１４】同相成分Ｉは、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）５１を介してＡ／Ｄ変換器６１に供給され、直交成
分Ｑは、ＬＰＦ５Ｑを介してＡ／Ｄ変換器６Ｑに供給さ
れる。Ａ／Ｄ変換器６Ｉ、６Ｑは、クロック発生部１６
にて生成されたクロック周波数に基づく入力信号のサン
プリングを、システム制御回路１５の制御の下に行い、
入力同相成分Ｉ、入力直交成分Ｑをディジタル信号に変
換し、離散データとしてＦＦＴ（高速フーリエ変換器）
７に供給する。ＦＦＴ７は、周波数成分の解析手段を担
い、Ａ／Ｄ変換器６１、６Ｑより供給される同相及び直
交成分のサンプリングデータを保持する保持部を含み、
保持されたデータに対してフーリエ変換による時間軸か
ら周波数軸上への変換を行う。この変換は、後述のシス
テム制御回路１５からの制御信号に応じて設定された期
間（ＦＦＴの窓位置）についての変換であり、例えばＦ
ＦＴの窓位置を１ｍｓ、サンプリング周波数を２．０４
８ＭＨＺとすれば、モード１で規定される１ＫＨｚステ
ップで１５３６個のキャリアについての位相情報Ｙｋが
得られる。

【００１５】ＦＦＴ処理により求められた位相情報Ｙｋ
は差動復号器８に入力される。差動復号器８では、各々
のキャリアの位相情報に対して位相差が求められる。即
ち、ＦＦＴ処理にて得られた位相情報を（ｉｎ、ｑｎ）
とすれば、前回シンボルの位相情報（ｉｎ−１、ｑｎ−
１）の共役複素数と、今回シンボルの位相情報（ｉｎ、
ｑｎ）との乗算が行われるのである。このようにして求
められたキャリア毎の位相差の情報を担う差動復号器８
出力信号は、ビタビ復号器９により、最も確からしい値
のデータ列信号として確定され、この確定されたデータ
列信号が音声復号器１０に送出される。

【００１６】音声復号器１０は、ビタビ復号器９からの
データ列信号に施されている音声圧縮を復号し、復号デ
ータは図示しないＤ／Ａ変換器を経て通常のアナログ音
声信号に変換される。尚、実際には差動復号器８の後段
の処理としてデインターリーブ等の処理も含まれるが本
発明には直接関係しないのでその説明は省略する。

【００１７】ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑの出力信号はまたヌル検
出器１１にも供給される。ヌル検出器１１は、各ＬＰＦ
の出力に基づき、伝送される信号（図１１参照）中のヌ
ル部の可能性のある無信号部分を検出して、ヌル検出信
号をシステム制御回路１５に供給する。ヌル検出器１１
においては、例えば入力信号のエンベロープに基づいた
ヌル検出がなされる。即ち、ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑから得ら
れる同相成分Ｉ´及び直交成分Ｑ´より（Ｉ´^２＋Ｑ´
^２）を算出し、その算出値が基準値以下である時をヌル
部の検出時としてヌル検出信号を発生する。

【００１８】システム制御回路１５は、得られたヌル検
出信号に応答して、伝送モードを確定し、続いて、ＦＦ
Ｔの窓位置、並びにＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数
を正確に入力信号に同期させる処理を行う。かかる処理
は、更に、後述する伝達関数算出部１２と、ＩＦＦＴ部
１３と、インパルス応答評価部１４と、クロック発生部
１６を用いることで達成され、上述の処理はシステム制
御回路１５の制御の下で行われる。

【００２０】１フレーム目まず、システム制御回路１５は、ステップＳ１にて、入
力信号の１フレームの始まりを検出する。これは、ヌル
検出器１１からのヌル検出信号を所定のタイミングで監
視することで検出できる。ステップＳ１にて１フレーム
のヌル部が検出された時には、続いてステップＳ２にて
伝送モードの確定を行う。これは、例えば、ヌル部の時
間（ヌル長）、連続するヌル部の間隔（フレーム長）等
をヌル検出信号より求め、４つの伝送モードのいずれに
最も近いか否かを判定することで受信モードを確定する
ことができる。受信モードが決定されると、続いてステ
ップＳ３にて、有効シンボル長のＦＦＴの窓位置を差し
当たりＦＦＴ７に対して設定する。

【００２１】ヌル検出信号の出力のみでは、ＦＦＴ７の
窓位置を正確に同一シンボル内に設定することは難しい
ので、当然、図３のようにＦＦＴ７の窓位置は正確にシ
ンボルと一致せず、ずれることが多い。このＦＦＴ７の
窓位置のずれは、伝送路の伝達関数Ｈｋによるものと見
なせるので、ｋ番目のキャリアに重畳され、送信される
べき位相情報をＸｋ、受信機によって実際に復調される
位相情報をＹｋとすれば、Ｙｋ＝Ｈｋ・Ｘｋと表すことができる。上式より、伝達関数Ｈｋは次式の
ように表せる。Ｈｋ＝Ｙｋ・Ｘｋ^＊但し、記号Ｘｋ^＊はＸｋの共役複素数を示す。

【００２３】

【数１】

【００２４】受信機において、ｙ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換
器にてＴ／Ｎの周期でサンプリングされるので、時刻ｎ
（ｎ＝０、１、……Ｎ−１）における有効シンボル区間
の信号ｙｎは、ｙｎ＝ｙ（ｎＴ／Ｎ）で表せる。更に受信機ではＦＦＴが施されるので、受信
機によって復調される情報ベクトルＹｋは、以下の式
（２）で表される。

【００２５】

【数２】

【００２６】但し、記号Ｆはフーリエ変換を示す。従っ
て、伝送路のインパルスｈｎ（ｔ）応答は以下の式
（３）で表される。

【００２７】

【数３】

【００２８】但し、記号Ｆ^−１は、逆フーリエ変換（Ｉ
ＦＦＴ）を示す。インパルス応答ｈｎ（ｔ）を求めるた
めには、伝送される位相情報Ｘｋが受信側で既知である
ことが必要である。ＤＡＢでは、ヌル部に続く参照シン
ボルは、受信機側においても既知の情報で規定されてい
るので、受信機にて予め既知の情報となっている参照シ
ンボルに限り伝送路のインパルス応答は得ることが出来
る。このようにして求めたインバルス応答の例を図４に
示す。この図４では、インパルス応答のピーク位置がデ
ータサンプリング数１６個分の時間分だけ遅れている例
である。即ち、インパルス応答のピーク位置を評価する
ことで、この図４であれば伝送路による信号の遅延時間
を知ることができる。このことは、シンボルに対する正
確なＦＦＴウインドウの位置を求めることと同じであ
る。尚、この図４では説明を簡単にするためにマルチパ
スなどの影響による遅延波のインパルス応答について
は、割愛している。

【００２９】従って、システム制御回路１５はステップ
Ｓ４にて、伝達関数算出部１２、ＩＦＦＴ部１３、イン
パルス応答評価部１４、を制御しＦＦＴ７の窓位置の補
正量を確定する。詳述すれば、まず、ヌルシンボルに続
く参照シンボルに対して、伝達関数算出部１２にて、受
信した位相情報Ｙｋと本来受信すべき位相情報Ｘｋに基
づき、伝送路の伝達関数Ｈｋを求めるよう制御する。続
いて、かかる伝達関数Ｈｋより伝送路のインパルス応答
ｈｎ（ｔ）を求めるようにＩＦＦＴ部１３を制御する。
更に、インパルス応答評価部１４を制御し、伝送路によ
る信号の遅れ（進み）時間（サンプル数）を求める。即
ち、この評価結果がＦＦＴの窓位置の有効シンボルに対
するずれ量となるのである。

【００３０】従って、例えば、図４のインパルス応答で
あれば、１６サンプル分の遅延が生じているのでＦＦＴ
の窓位置のずれ量が１６サンプルと決定され、例えば、
ＦＦＴの窓位置を現状より１６サンプル分だけ補正し、
正確に有効シンボルとＦＦＴの窓位置とが一致するよう
に制御が行われる。尚、同一シンボル内にＦＦＴの窓位
置があれば、正確な復調ができるので、この補正量は、
必ずしも正確に有効シンボル区間に対してＦＦＴの窓位
置を設定するような補正に限定されないことは言うまで
もない。即ち、同一シンボル内にＦＦＴの窓位置が設定
されるように補正出来ればよい。

【００３１】２フレーム目以降１フレーム目にてＦＦＴの窓位置の補正量が確定する
と、２フレーム目はこの補正量に基づきＦＦＴの処理が
行われるように、ステップＳ５にて、システム制御回路
１５は、ＦＦＴ７に対して補正したＦＦＴの窓位置制御
信号を出力する。仮にＡ／Ｄ変換器６１、６Ｑのサンプ
リング周波数ｆｓが、送信側のサンプリング周波数と完
全に一致していれば、以後、受信機にての内部同期、即
ち、サンプル数をカウントし、このカウント値に基づき
ＦＦＴの窓位置を設定しても、永久にシンボルに対して
正確にＦＦＴの窓位置を設定することができる（インパ
ルス応答の位置は常に同じ値となる）。

【００３２】しかし、両者のサンプリング周波数にずれ
がある場合、ＦＦＴの窓位置を一旦シンボルに対して正
確に合わせたとしても、フレーム毎のインパルス応答ｈ
ｎ（ｔ）のピーク位置は順次、少しづつずれていくこと
になる。即ち、このずれが送受信間のサンプリング周波
数の相違に基づくものであるので、このずれを補正する
ためにサンプリング周波数を正確に送信側のサンプリン
グ周波数に合わせる補正を行う必要がある。ここで、イ
ンパルス応答の前回値からのずれ（変化量）をｎサンプ
ルとし、送信側とのサンプリング周波数のずれ分をδ
（ｐｐｍ）とすれば、現在の受信側のサンプリング周波
数は、（１＋δ）ｆｓで表され、更に、サンプリング周
波数のずれ分δは、 δ＝−ｎ・１０^６／（Ｎｆｒａｍｅ＋ｎ）で表すことができる。ここでＮｆｒａｍｅは、フレーム
のサンプル数である。

【００３３】図１２のモード２を例にとれば、受信側の
サンプリング周波数をｆｓ＝２．０４８ＭＨｚ相当と
し、１フレーム間でのインパルス応答の変化量が１サン
プルであったときには、Ｎｆｒａｍｅ＝２．０４８（ＭＨｚ）・２４（ｍｓ）／
１（Ｓ）＝４９１５２となり、変化量δ＝２０．３４５（ｐｐｍ）である。この値は、Δｆｓ＝４１．７Ｈｚに相当する。
よって、以後のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数をｆ
ｓ＋Δｆｓに設定することで送受信間のサンプリング周
波数を正確に同期させることが可能となる。但し、この
処理にはインパルス応答の前回値が必要となるので、２
フレーム目以降においてのみ実施可能な処理である。

【００３４】従って、かかる処理はシステム制御回路１
５の制御の下２フレーム目のステップＳ６〜Ｓ８にて行
なわれている。システム制御回路１５は、まず、内部カ
ウンタにて１フレームの終了を判定し、ステップＳ５に
て、ＦＦＴの窓位置を修正する。続いて２フレーム目の
ヌルシンボルに対して補正された窓位置でのＦＦＴ処理
を行う。次いで、その結果に基づきヌルシンボルの電力
評価を行う（ステップＳ６）。信号電力Ｐは、下記の式
（４）にてＦＦＴ出力の基づき求めることができる。

【００３５】

【数４】

【００３６】ここでＮは、ＦＦＴのポイント数である。
ヌルシンボルの信号電力をＰ１とし、データシンボルの
信号電力をＰ２とすれば、両電力の比を求めることで、
フレームに同期しているか否かの判定をなすことができ
るのである。尚、この処理を行う場合は、図１に示す信
号電力算出部１７を含む破線部の構成が必要となる。ス
テップＳ６では、ステップＳ５のヌル部の電力評価に基
づきフレームに正しく同期しているかが判断される。ま
た、これに限らず、ヌル検出器１１を監視することでも
ヌルシンボルの評価は可能である。

【００３７】電力評価にてヌル部が検出されていないと
判断されることは、フレームに正しく同期していないこ
とを示している。この場合、第１フレーム目にて判定し
たヌル部が受信状況によって誤判断した可能性があると
して、ステップＳ１に戻り、再度同期処理をやり直す
（ステップＳ７：ＮＯ）。フレームに正しく同期してい
ると考えられる場合（ステップＳ７：ＹＥＳ）は、更
に、ステップＳ８にて、２フレーム目の参照シンボルに
ついて１フレーム目のステップＳ４と同様にインパルス
応答ｈｎ（ｔ）を求めると共にＦＦＴウインドウの位置
に修正の必要があれば補正するための補正量を確定す
る。前述のように、送受信間でのサンプリング周波数が
完全に一致していればサンプリング周波数にずれはない
ので、遅延波などの受信状況の変化がなければ補正量は
０となる。

【００３８】しかし、送受信間でのサンプリング周波数
にずれδ（オフセット）があれば、インパルス応答の変
化量としてとらえることができるので、ステップＳ９に
て、サンプリング周波数（１＋δ）ｆｓを補正するよう
にクロック発生部１６を制御しＡ／Ｄ変換器のサンプリ
ング周波数を送信側のサンプリング周波数ｆｓに正確に
同期させる。そして、内部カウンタにて１フレームの終
了を判定しステップＳ５に戻り、ＦＦＴの窓位置を更新
する。尚、１フレーム経過時のインパルス応答の変化量
が、１サンプル以下であるときには、インパルス応答の
ピーク位置のずれとして判別されないので、次式を用い
て複数フレームを単位として、インバルス応答を監視す
ることで、より正確な補正が可能となり、更に分解能を
上げることができる。 δｍ＝−ｎ・１０^６／（ｍ・Ｎｆｒａｍｅ＋ｎ）ここで記号ｍは、対象とするフレームの数を示す。

【００３９】この処理は、例えば、ステップＳ９を更に
図５のように変更することで容易に実現できる。図５で
は、ｍフレームを単位とするオフセット量δｍの算出
（ステップＳ９３）を実施する制御例である。尚、記号
ｃ、はカウンタの値を示し、初期設定は０に設定されて
いる。

【００４０】ところが、実際には、図４のインパルス応
答には、マルチパスなどの影響による遅延波のインパル
ス応答も考慮する必要がある。以下、この点につき説明
する。図６は、１波の遅延波の方が直接波よりレベルが
大きい場合のインパルス応答の一例である。この場合、
複数のインパルス応答から、ＦＦＴの窓位置を正確にシ
ンボル内に位置するように設定するように制御する必要
がある。例えば、図６の窓位置１のように設定すれば問
題はないが、インパルス応答の値が直接波より大なる間
接波に対して、図６の窓位置２のように設定すると、図
６の区間Ｅにおいて、直接波の後続のシンボルがＦＦＴ
の区間に入るためエラー率の悪化が生じる。この区間Ｅ
が広くなるほどエラー率は悪化する。移動体受信では遅
延波が生じる状況は、度々発生するのでこのような遅延
波を考慮した同期処理が必要となる。

【００４１】図７は、このような問題点を解決する同期
処理の一例を示すフローチャートである。かかる処理は
システム制御回路１５にて行われ、図２のステップＳ
４、Ｓ８の処理の一部として実施される。システム制御
回路１５では、インパルス応答を求めた後に、大別し
て、遅延波の影響を無視できる範囲（ガードインターバ
ル範囲）内でシンボルバワーが最大となる区域の決定処
理と、そこで決定された区間の中で干渉ノイズが最小と
なる区域の決定処理から構成される。まず、ステップＳ
１０１にて、シンボルパワーが大となる区域が決定され
る。ここで、本発明では、シンボルパワーＳＰを、ガー
ドインターバル長分のインパルス応答の積算値と定義す
る。インパルス応答ｈ（ｎ）は、図８のように、ｎポイ
ント（−Ｎ／２≦ｎ≦（Ｎ／２）−１：ＮはＦＦＴのポ
イント数）で得られるので、ガードインターバル長を
ｇ、区間ｉのシンボルパワーをＳＰとすれば、以下の式
（５）で与えられる。

【００４２】

【数５】

【００４３】従って、ｉ＝−Ｎ／２、（−Ｎ／２）＋
１、……、（Ｎ／２）−ｇ＋１各々についてのシンボル
パワー、ＳＰ（−Ｎ／２）、……、ＳＰ（（−Ｎ／２）
−ｇ＋１）を順次、求めることができる。ステップＳ１
０１では、このようにして求めたシンボルパワ−ＳＰ
（ｉ）にて、最大（または最大から順に上位複数個）の
シンボルパワーを得た区間ｉ´（単数、または複数個）
を確定、保持する。

【００４４】続いて、ステップＳ１０２ではステップＳ
１０１で求めた所定個の区間データｉ´の中でシンボル
間干渉が最小となる区間データｉ″を決定する。ガード
インターバル長で設定された区間外、即ち、上式にて積
分されなかったインパルス応答は全て干渉ノイズとみな
せる。この干渉ノイズのパワーは積分範囲からの距離
（時間）に比例する。図８を用いて説明すると、例えば
区間データｉで与えられる区間の左端ｈ（ｉ）からｍ個
分左方向に外れたｈ（ｉ−ｍ）は、干渉ノイズであり、
そのノイズパワーはｈ（ｉ−ｍ）・ｍで与えられること
になる。また、同様に、区間の右端ｈ（ｉ＋ｇ−１）か
ら右方向にｋ個分はずれたｈ（ｉ＋ｇ−１＋ｋ）も干渉
ノイズであり、そのノイズパワーはｈ（ｉ＋ｇ−１＋
ｋ）・ｋで与えられる。よって、任意の区間ｉにおける
ノイズパワーＮ（ｉ）は、以下の式（６）で与えられ
る。

【００４５】

【数６】

【００４６】但し、−Ｎ／２＝ｉ−Ｍ、（Ｎ／２）−１
＝ｉ＋ｇ−１＋ｋである。よって、ステップＳ１０２にてステップＳ１０
１で決定された１または複数の区間ｉ´について、各々
ノイズパワ−Ｎ（ｉ´）をもとめ、ステップＳ１０３に
てシンボル間干渉ノイズＮ（ｉ´）が最も小さい区間を
求めることで、シンボルパワーが大きく、且つ、干渉ノ
イズパワーが最も小さい確定区間データｉ″が確定す
る。

【００４７】ここで確定された、区間データｉ″が持つ
意味を説明する。ガードインターバルを越えない同一シ
ンボルの重ね合わせは、位相並びに振幅に変位を与える
が、位相の変位はＦＦＴ処理により求められた位相デー
タの差動を求めることで復調に影響を与えない。即ち、
区間ｉ″内に発生するインパルス応答は、復調の妨げに
ならないといえる。よって、区間ｉ″の最も時間的に早
い所（図８で示される区間で説明すれば最も左側に位置
するｈ（ｉ））をＦＦＴの窓位置の始点とすれば、復調
に支障は生じないことになる。また、上述の処理で求め
られた区間ｉ″はそのシンボルパワーが最高、又は、比
較的大きいものとなるので、復調に適しているといえ
る。

【００４８】従って、求められた区間ｉ″の先端をＦＦ
Ｔの窓位置の開始点と設定することで、正確な復調が可
能となる。また、干渉ノイズが最小となるように区間
ｉ″を設定するのでエラー率の悪化が最も小さくなるよ
うにＦＦＴの窓位置を設定できる。即ち、図９に示すよ
うなａ、ｂ、ｃの３波が存在する時は、本手法ではシン
ボルパワーが最大且つ、干渉ノイズパワーが最小となる
ように区間データｉ″が確定されるので、図９のｇ１の
区間が決定される。この決定に伴い設定されたＦＦＴの
窓位置１と干渉ノイズパワーを考慮しない窓位置２とを
比較すると、区間ｇ１とｇ２では、シンボルパワーが同
じであるが、窓位置２の方がａ波の後続シンボルの影響
を受ける領域（図９の斜線の部分）が大となり、窓位置
２の方がＣ／Ｎの悪化が大きくエラー率が悪化する。よ
って、本手法の方がエラー率の悪化を効果的に抑制でき
ると言える。従って、本手法を受信フレームに対して順
次適用することで、受信状況の変化に的確に適応できる
ことになるのである。

【００４９】尚、実際には、図１０で示すように、同一
のシンボルパワーをとる区間が複数生じる場合が多い。
図１０にてｈ（ｉ＋ｃ−１）とｈ（ｉ＋ｇ−１）のみに
インパルス応答が生じているとすれば、シンボルパワー
が最大となる区間は、連続する区間ｇｆ〜区間ｇｂであ
る。尚、ここで記号ｃは同じシンボルパワーを持つ区間
ｉの数の総数である。この各々の区間について、順次干
渉ノイズパワーを求めることで良好な区間ｉ″を求めて
もよいが、計算量が膨大となる。ここで干渉ノイズに着
目すると、例えば、図１０のｈ（ｉ−ｍ）の所に干渉ノ
イズがあると考えると、干渉ノイズの影響が最も少ない
区間はｇｆとなる。他方、図１０のｈ（ｉ＋ｃ＋ｇ−２
＋ｋ）の所に干渉ノイズがあると考えると、干渉ノイズ
の影響が最も少ない区間は、ｇｂとなる。

【００５０】従って、干渉ノイズがある場合は、区間ｇ
ｆまたは、区間ｇｂしか良好な区間ｉ″にならないこと
が分かる。よって、区間ｇｍａｘの左右の区間ｇ´並び
にｇ″の干渉ノイズを各々求めその差（ｇ´−ｇ″）を
求めることで、図１０の左右どちらの区間の干渉ノイズ
が大きいかを調べ、区間ｇ´の方が大きい場合は、区間
ｇｆを選択し、区間ｇ″の方が大きい場合は、区間ｇｂ
を選択するように制御することで計算量を削減可能であ
る。この処理をステッブＳ１０２に追加することで、同
一シンボルパワーで連続する区間ｇｍａｘ部分の干渉ノ
イズ計算処理を簡素化できる。この処理を、例えば、ス
テップＳ１０１にて実施することで、ステップＳ１０２
移行の計算量が削減できる。

【００５１】

【発明の効果】以上の如く、本発明によれば、受信状況
に応じた最適のＦＦＴウインド位置の確定が可能とな
り、エラー率の悪化を抑制することができる。また、送
受信間のサンプリング周波数を正確に合せることが可能
となるので、内部同期による復調の信頼性をより一層上
げることができる。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信機側にて既知の情報を担う参照シン
ボルと、伝送すべき複数のデータシンボルと、フレーム
の開始を示すヌルシンボルからなるシンボル群で１つの
フレームを構成し、かつ、所望の周波数帯域内の複数キ
ャリア各々を位相変調することで、前記参照シンボル並
びにデータシンボルを構成するようにしたデジタル放送
を受信可能なディジタル放送用受信機であって、前記ディジタル放送用受信機は、基準周波数を発生するためのクロック発生部と、前記クロック発生部の基準周波数に基づき前記伝送され
る信号を順次サンプリングするＡ／Ｄ変換器と、前記参照シンボル並びにデータシンボルを復調するため
のサンプリングデータ群を前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリ
ングデータ群の中から順次確定する制御部と、前記確定されたサンプリングデータ群について高速フー
リエ変換を施すことで、前記複数のキャリア各々の位相
情報を得る手段と、前記参照シンボルについてのインパルス応答を求める手
段と、を有し、前記制御部は前記求めたインパルス応答に基づき、前記
参照シンボル並びにデータシンボルを復調するためのサ
ンプルデータ群を順次確定することを特徴とするディジ
タル放送用受信機。
【請求項２】前記制御部は、現在受信中のフレームに
ついての参照シンボルのインパルス応答と、現在受信中
のフレームからｍ（ｍは１以上）フレーム後の参照シン
ボルのインパルス応答と、を求めるように、前記インパ
ルス応答を求める手段を制御し、得られたインパルス応答を比較し、その変化量に基づき
前記クロック発生部の基準周波数を確定することを特徴
とする請求項１記載のディジタル放送用受信機。
【請求項３】受信機側にて既知の情報を担う参照シン
ボルと、伝送すべき複数のデータシンボルと、フレーム
の開始を示すヌルシンボルからなるシンボル群で１つの
フレームを構成し、かつ、所望の周波数帯域内の複数キ
ャリア各々を位相変調することで前記参照シンボル並び
にデータシンボルを構成するようにしたデジタル放送を
受信可能なディジタル放送用受信機であって、前記ディジタル放送用受信機は、基準周波数を発生するためのクロック発生部と、前記クロック発生部の基準周波数に基づき前記伝送され
る信号を順次サンプリングするＡ／Ｄ変換器と、前記参照シンボル並びにデータシンボルを復調するため
のサンプリングデータ群を前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリ
ングデータ群の中から順次確定する制御部と、前記確定されたサンプリングデータ群について高速フー
リエ変換を施すことで、前記複数のキャリア各々の位相
情報を得る手段と、前記参照シンボルについてのインパルス応答を求める手
段と、を有し、前記制御部は、現在受信中のフレームについての参照シ
ンボルのインパルス応答と、現在受信中のフレームから
ｍ（ｍは１以上）フレーム後の参照シンボルのインパル
ス応答と、を求めるように、前記インパルス応答を求め
る手段を制御し得られたインパルス応答を比較し、その
変化量に基づき前記クロック発生部の基準周波数を確定
することを特徴とするディジタル放送用受信機。