JPH1070517A - ディジタル放送用受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 ＯＦＤＭ変調方式を用いたディジタル放送用
受信機の受信電力を向上する。 【解決手段】 参照シンボル並びにデータシンボルは、
各々、有効シンボル区間と前記有効シンボル区間の一部
区間の繰り返しであるガードインターバル区間とから構
成され、デジタル放送を受信するアンテナ部と、基準周
波数を発生するクロック発生部１６と、クロック発生部
の基準周波数に基づき伝送される信号を順次サンプリン
グするＡ／Ｄ変換器６と、参照シンボル並びにデータシ
ンボルを復調するサンプリングデータ群を、Ａ／Ｄ変換
器のサンプリングデータ群の中から順次確定する制御部
１５と、確定されたサンプリングデータ群について高速
フーリエ変換１３を施すことで、複数のキャリア各々の
位相情報を得る手段とを有し、複数のアンテナエレメン
ト１と、複数のアンテナエレメントにて受信される信号
を加算２するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００１】

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は、変調方式としてＯＦＤ
Ｍ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：直
交周波数分割多重）を用いたディジタル信号の送受信シ
ステムに関し、特に、音声圧縮を用いた移動体向けのデ
ィジタル放送用受信機の受信電力の向上に関する。

【０００３】

【０００２】

【０００４】

【従来の技術】受信アンテナに到達する電波は、様々な
遅延時間を有する反射波の合成と考えることが出来る。
このため、受信強度は変動し、局所的な受信強度の低下
が起こる地点も存在する。

【０００５】ディジタル放送に採用する変調方式として
ＯＦＤＭ（Orthogonal FrequencyDivision Multiplex
：直交周波数分割多重）方式が適していることが知ら
れている。このＯＦＤＭ方式は、周波数利用効率が高い
伝送方式であり、直交関係にある多数の搬送波（キャリ
ア）を用いる多搬送波変調方式である。そして、その各
々の搬送波に、例えば位相変調にて変調を施すことで情
報を伝送することが出来る。このＯＦＤＭを用いる利点
の一つに、マルチパス（遅延波）干渉による妨害が深刻
な伝送路に強いことが挙げられる。ＯＦＤＭでは、直交
性を保てる範囲であれば直接波に遅延波が加算されてい
ても各搬送波に重畳した情報を正確に復調出来る。

【０００６】

【０００３】欧州で開発されたＤＡＢ（DIGITAL AUDIO
BROADCASTING）システムを例にとれば、送信機側では、
データ圧縮（高能率符号化）を施された入力データがシ
リアル−パラレル変換にてパラレルデータに変換された
後、パラレルデータは差動符号化によりπ／４シフトＱ
ＰＳＫシンボルに変換される。

【０００７】かかる処理にて、シンボルを構成する各キ
ャリアに各々２ビットのデータをのせることが可能とな
る。

【０００８】そして、このシンボルには高速逆フーリエ
変換（ＩＦＦＴ）が施され、ベースバンド信号の同相成
分、直交成分が各々得られる。ＩＦＦＴの各出力はＤ／
Ａ変換を経て局部発振器からの発振信号（ＲＦ信号）に
より直交変調がなされると共に、所望の周波数帯域の伝
送信号に周波数変換され、アンテナより送信信号として
送信される。

【０００９】

【０００４】一方、受信機側では送信側と逆の処理が行
われる。即ち、アンテナにて得られた信号は直交復調器
を介して（または、更に周波数変換段を介して）ベース
バンド信号の同相成分及び直交成分を各々生成する。

【００１０】この出力はＡ／Ｄ変換器にて送信側のサン
プリング周波数と同期するように設定された所定のサン
プリング周波数にて順次サンプリングされされ、離散デ
ータとして高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）に入力され
る。

【００１１】更に、フーリエ変換によって搬送波毎の信
号（位相情報）が得られ、その後、隣接するシンボル間
の差動復号化器によって差動復号がなされる。

【００１２】差動復号化器の出力信号はパラレル−シリ
アル変換器でシリアルデータとされ、これが受信したデ
ータとなる。実際にはこのシリアルデータはエラー訂
正、データ圧縮の復号などのデータ処理が施され、アナ
ログ信号に変換される。

【００１３】

【０００５】かかるＤＡＢシステムにおいては、時間軸
上、図７に模式的に示されるようなフォーマットで送信
信号が形成される。即ち、フレーム単位でデータが伝送
されると共に、１フレーム内に、順次、ヌルシンボル、
参照シンボル（リファレンスシンボル）、及び複数のシ
ンボル列からなるデータシンボル部が形成される。

【００１４】ヌルシンボルは、伝送信号の存在しない期
間であり、ヌルシンボルを検出することでフレームの始
まりを大まかに識別することができる。参照シンボルは
差動復号のための基準位相を担い、データシンボルには
本来伝送すべき音声信号などの主情報が割り当てられ
る。

【００１５】

【０００６】また、ＤＡＢシステムにおいては、図８に
示されるような４つの伝送モードが規定されている。こ
れによれば、伝送モードによって、有効シンボル長やキ
ャリア数等が異なっていることが分かる。従って、複数
の伝送モードに対応するように構成された受信機におい
ては、手動、または自動的に送信モードを認識し、例え
ば、ＦＦＴを行うシンボルの位置を受信モードに応じて
適切に調整するといった内部処理が必要となる。

【００１６】尚、伝送モードを自動的に識別する手法の
１つは欧州特許公報（ＥＰ−０６６６６６１Ａ２）など
に詳細に開示されており、ここでは、説明は割愛する。

【００１７】

【０００７】ＯＦＤＭはマルチパス干渉に強いと言う特
徴を持つ伝送方式であるが、長い遅延時間にて符号間干
渉が生じた場合、情報の再生は不可能になる。

【００１８】このため、ＤＡＢシステムでは、図７に示
すように、各シンボルは、マルチパスの影響からくる遅
延波による符号間干渉を避けるために設けられているガ
ードインターバルと、これに後続する有効シンボルとに
より構成されている。

【００１９】尚、ガードインターバル区間では、後続す
る有効シンボル区間の一部区間の信号が繰り返される。

【００２０】受信機側では、例えば、有効シンボル区間
に対してＦＦＴ処理を行う。

【００２１】従って、マルチパスにより遅延波がアンテ
ナを介して入力されても、ガードインターバル区間（Δ
ｔ）を越えない範囲であれば、隣接シンボルの影響は避
けられ正確に伝送情報を再生することが出来る。尚、シ
ンボルの復調と言う意味では、ＦＦＴ処理は正確に有効
シンボル区間に対して実施しなくても、そのシンボル内
の有効シンボル長分のデータ群に対して実施できれば問
題ない。

【００２２】また、同一シンボル間の重ね合わせの部分
は差動復号を行った時点で位相変位分が消去されるので
復調には影響しない。

【００２３】

【０００８】しかし、実際には、上述の遅延波の重ね合
わせにより、振幅の変位が生じる。このため、極端に受
信電力が悪化するキャリアでは、受信波のＣ／Ｎ比が低
くなるので受信品質の悪化は避けられない。最悪の場
合、復調感度を下回り復調そのものが出来なくなってし
まう。

【００２４】このような状況に対してＤＡＢシステムで
は、周波数軸でのインターリーブ、並びに時間軸でのイ
ンターリーブを施し、マルチパスにより影響を受ける部
分を分散し、誤り訂正にて補正している。

【００２５】また、当然のことではあるが、遅延波がな
い場合であっても、タワーから移動体が離れ過ぎた場合
には直接波が低下し、同様に受信品質は悪化する。

【００２６】

【０００９】

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】このように、ＤＡＢシ
ステムでは移動体受信を考慮し、多くの手法が用いられ
ているが、受信品質、受信エリアの更なる向上のために
は、本質的に、受信機における受信電力を増加させるこ
とが重要である。

【００２８】本発明は、受信電力を増加させることで受
信品質を向上させ、受信エリアの拡大を可能とするディ
ジタル放送用受信機を提供することを課題とする。

【００２９】

【００１０】

【００３０】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
受信機側にて既知の情報を担う参照シンボルと、複数の
データシンボルと、フレームの開始を示すヌルシンボル
からなるシンボル群で１つのフレームを構成し、かつ、
所望の周波数帯域内の複数キャリア各々を位相変調する
ことで参照シンボル並びにデータシンボルを構成するよ
うにしたディジタル放送を受信可能なディジタル放送用
受信機であって、参照シンボル並びにデータシンボル
は、各々、有効シンボル区間と有効シンボル区間の一部
区間の繰り返しであるガードインターバル区間とから構
成され、ディジタル放送用受信機は、伝送されるデジタ
ル放送を受信するためのアンテナ部と、基準周波数を発
生するためのクロック発生部と、クロック発生部の基準
周波数に基づき伝送される信号を順次サンプリングする
Ａ／Ｄ変換器と、参照シンボル並びにデータシンボルを
復調するためのサンプリングデータ群を、Ａ／Ｄ変換器
のサンプリングデータ群の中から順次確定する制御部
と、確定されたサンプリングデータ群について高速フー
リエ変換を施すことで、複数のキャリア各々の位相情報
を得る手段と、を有し、アンテナ部は複数のアンテナエ
レメントと、複数のアンテナエレメントにて受信される
信号を加算する加算部を有することを特徴とする。

【００３１】

【００１１】請求項２記載の発明は、請求項１記載のデ
ィジタル放送受信機であって、複数のアンテナエレメン
トは各々フェージング相関が略０となるように配置され
ていることを特徴とする。

【００３２】

【００１２】請求項３記載の発明は、請求項１記載のデ
ィジタル放送受信機であって、複数のアンテナエレメン
トは、ガードインターバル区間で補償される遅延時間を
越えない範囲内に配置されていることを特徴とする。

【００３３】

【００１３】

【００３４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しつつ詳細に説明する。

【００３５】図１は、本発明のディジタル放送用受信機
の一実施例であるＯＦＤＭ方式のＤＡＢ受信機の概略構
成を示している。

【００３６】図１において、受信機は、アンテナを介し
て受信される。アンテナ１は、複数のアンテナ１1 〜１
n を有する。各アンテナ１1 〜１n にて受信したＲＦ
（Radio Frequency ）信号は、加算手段２にて加算さ
れ、同調手段としてのフロントエンド３に供給される。

【００３７】フロントエンド３は、ＲＦ信号の内の所望
の周波数帯域の信号に同調し、更に、同調したＲＦ信号
を中間周波数信号に変換し直交復調器４に供給する。

【００３８】

【００１４】直交復調器４は、例えば２つの混合器、移
相器等を含み、局部発振信号と中間周波数信号とを一方
の混合器にて混合して、ベースバンド信号の同相成分Ｉ
を出力する。他方の混合器には、局部発振信号を移相器
によって９０度だけ位相シフトさせた信号と中間周波数
信号とが入力され、ベースバンド信号の直交成分Ｑを出
力する。

【００３９】

【００１５】同相成分Ｉは、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）５Ｉを介してＡ／Ｄ変換器６Ｉに供給され、直交成
分Ｑは、ＬＰＦ５Ｑを介してＡ／Ｄ変換器６Ｑに供給さ
れる。

【００４０】Ａ／Ｄ変換器６Ｉ、６Ｑは、クロック発生
部１６にて生成されたクロック周波数に基づく入力信号
のサンプリングを、システム制御回路１５の制御の下に
行い、入力同相成分Ｉ、入力直交成分Ｑをディジタル信
号に変換し、離散データとしてＦＦＴ（高速フーリエ変
換器）７に供給する。

【００４１】ＦＦＴ７は、周波数成分の解析手段を担
い、Ａ／Ｄ変換器６Ｉ、６Ｑより供給される同相及び直
交成分のサンプリングデータを保持する保持部を含み、
保持されたデータに対してフーリエ変換による時間軸か
ら周波数軸上への変換を行う。

【００４２】

【００１６】この変換は、後述のシステム制御部１５か
らの制御信号に応じて設定された期間（ＦＦＴの窓位
置）についての変換であり、例えばＦＦＴの窓位置（有
効シンボル長）を１ｍｓ、サンプリング周波数を２．０
４８ＭＨｚとすれば、モード１で規定される１ＫＨｚス
テップで１５３６個のキャリアについての位相情報Ｙk
が得られる。

【００４３】ＦＦＴ処理により求められた位相情報Ｙk
は差動復号器８に入力される。差動復号器８では、各々
のキャリアの位相情報に対して位相差が求められる。

【００４４】即ち、ＦＦＴ処理にて得られた位相情報を
（ｉｎ、ｑｎ）とすれば、前回シンボルの位相情報（ｉ
n-1 、ｑn-1 ）の共役複素数と今回シンボルの位相情報
（ｉｎ、ｑｎ）との乗算が行われるのである。

【００４５】

【００１７】このようにして求められたキャリア毎の位
相差の情報を担う差動復号器８出力信号は、ビタビ復号
器９により、最も確からしい値のデータ列信号として確
定され、この確定されたデータ列信号が音声復号器１０
に送出される。

【００４６】音声復号器１０は、ビタビ復号器９からの
データ列信号に施されている音声圧縮を復号し、復号デ
ータは図示しないＤ／Ａ変換器を経て通常のアナログ音
声信号に変換される。

【００４７】尚、実際には差動復号器８の後段の処理と
してデインターリーブ等の処理も含まれるが本発明の特
徴には直接関係しないのでその詳しい説明は省略する。

【００４８】

【００１８】ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑの出力信号はまたヌル検
出器１１にも供給される。ヌル検出器１１は、各ＬＰＦ
の出力に基づき、伝送される信号（図７参照）中の無信
号区間を検出して、ヌルシンボルの可能性があるとする
ヌル検出信号をシステム制御回路１５に供給する。

【００４９】ヌル検出器１１においては、例えば入力信
号のエンベロープに基づいたヌル検出がなされる。即
ち、ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑから得られる同相成分信号Ｉ´及
び直交成分信号Ｑ´より（Ｉ^'2＋Ｑ^'2）を算出し、その
算出値が基準値以下である時をヌル部の検出時としてヌ
ル検出信号を発生する。

【００５０】システム制御回路１５は、得られたヌル検
出信号に応答して、伝送モードを確定し、続いて、ＦＦ
Ｔの窓位置、並びにＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数
を正確に入力信号に同期させる処理を行う。

【００５１】

【００１９】かかる処理は、更に、後述する伝達関数算
出部１２と、ＩＦＦＴ部１３と、インパルス応答評価部
１４とクロック発生部１６を用いることで達成され、上
述の処理はシステム制御回路１５の制御の下で行われ
る。

【００５２】次に、本発明におけるシステム制御回路１
５の動作について図２を用いて詳述する。

【００５３】

【００２０】１フレーム目 まず、システム制御回路１５は、ステップＳ１にて、入
力信号の１フレームの始まりを検出する。これは、ヌル
検出器１１からのヌル検出信号を所定のタイミングで監
視することで検出出来る。

【００５４】ステップＳ１にて１フレームのヌル部が検
出された時には、続いてステップＳ２にて伝送モードの
確定を行う。これは、例えば、ヌル部の時間（ヌル
長）、連続するヌル部の間隔（フレーム長）等をヌル検
出信号より求め、４つの伝送モードのいずれに最も近い
か否かを判定することで受信モードを確定することがで
きる。受信モードが決定されると、続いてステップＳ３
にて、有効シンボル長のＦＦＴの窓位置をＦＦＴ７に対
して設定する。ヌル検出信号の出力のみでは、ＦＦＴの
窓位置を正確に各シンボル部分に設定することは難しい
ので、当然、図３のようにＦＦＴの窓位置は正確に有効
シンボルと一致せず、ずれることが多い。

【００５５】

【００２１】このＦＦＴの窓位置のずれは、伝送路の伝
達関数Ｈk によるものと見なせるので、ｋ番目のキャリ
アに重畳され、送信されるべき位相情報をＸk 、受信機
によって実際に復調される位相情報をＹk とすれば、 Ｙk ＝Ｈk ・Ｘk と表すことが出来る。上式より、伝達関数Ｈk は、次式
のように表せる。

【００５６】Ｈk ＝Ｙk ・Ｘk ^* 但し、記号Ｘk ^* はＸk の共役複素数を示す。

【００５７】他方、Ｋをキャリア数、Ｔを有効シンボル
長とすれば、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の信号ｙ
（ｔ）は、以下に示す式（１）で表せる。

【００５８】

【００２２】

【００５９】

【数１】

【００６０】

【００２３】受信機において、ｙ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換
器にてＴ／Ｎの周期でサンプリングされるので、時刻ｎ
（ｎ＝０、１、……Ｎ−１）における有効シンボル区間
の信号ｙｎは、 ｙｎ＝ｙ（ｎＴ／Ｎ） で表せる。

【００６１】更に受信機ではＦＦＴが施されるので、受
信機によって復調される情報ベクトルＹｋ は、以下に
示す式（２）で表せる。

【００６２】

【００２４】

【００６３】

【数２】

【００６４】

【００２５】但し、記号Ｆはフーリエ変換を示す。

【００６５】従って、伝送路のインパルス応答ｈn
（ｔ）は以下に示す式（３）で表せる。

【００６６】

【００２６】

【００６７】

【数３】

【００６８】

【００２７】但し、記号Ｆ^{- 1} は、逆フーリエ変換（Ｉ
ＦＦＴ）を示す。

【００６９】インパルス応答ｈn （ｔ）を求めるために
は、伝送される位相情報Ｘk が受信側で既知であること
が必要である。ＤＡＢでは、ヌル部に続く参照シンボル
は、受信機側においても既知の情報で規定されているの
で、受信機にて予め既知の情報となっている参照シンボ
ルに限り伝送路のインパルス応答は得ることが出来る。
このようにして求めたインパルス応答の例を図４に示
す。

【００７０】この図４では、インパルス応答のピーク位
置がデータサンプリング数１６個分の時間分だけ遅れて
いる例である。ここでは、理解を簡単にするため、反射
波はないものとして示している。即ち、インパルス応答
のピーク位置を評価することで、この図４であれば伝送
路による信号の遅延時間を知ることが出来る。このこと
は、シンボルに対する正確なＦＦＴウインドウの位置を
求めることと同じである。

【００７１】

【００２８】従って、システム制御回路１５はステップ
Ｓ４にて、伝達関数算出部１２、ＩＦＦＴ部１３、イン
パルス応答評価部１４を制御し、ＦＦＴ７の窓位置の補
正量を確定する。詳述すれば、まず、ヌルシンボルに続
く参照シンボルに対して、伝達関数算出部１２にて、受
信した位相情報Ｙk と本来受信すべき位相情報Ｘk に基
づき、伝送路の伝達関数Ｈk を求めるよう制御する。

【００７２】続いて、かかる伝達関数Ｈk より伝送路の
インパルス応答ｈn （ｔ）を求めるようにＩＦＦＴ部１
３を制御する。

【００７３】更に、インパルス応答評価部１４を制御
し、伝送路による信号の遅れ（進み）時間（サンプル
数）を求める。

【００７４】即ち、この評価結果がＦＦＴの窓位置の有
効シンボルに対するずれ量となるのである。

【００７５】

【００２９】例えば、図４のインパルス応答であれば、
１６サンプル分の遅延が生じているのでＦＦＴの窓位置
の補正量が１６サンプルと決定され、ＦＦＴの窓位置を
現状より１６サンプル分だけ補正する制御が行われる。

【００７６】尚、同一シンボル内にＦＦＴの窓位置があ
れば正確な復調が出来るので、この補正量は必ずしも正
確に有効シンボル区間に対してＦＦＴの窓位置を設定す
るような補正に限定されないことは言うまでもない。要
するに、同一シンボル内にＦＦＴの窓位置が設定される
ように補正出来ればよい。

【００７７】

【００３０】２フレーム目以降 １フレーム目にてＦＦＴの窓位置の補正量が確定する
と、２フレーム目はこの補正量に基づきＦＦＴの処理が
行われるように、ステップＳ５にて、システム制御回路
１５は、ＦＦＴ７に対して補正したＦＦＴの窓位置制御
信号を出力する。

【００７８】仮にＡ／Ｄ変換器６Ｉ、６Ｑのサンプリン
グ周波数ｆｓが、送信側のサンプリング周波数と完全に
一致していれば、以後、受信機にての内部同期、即ち、
サンプル数をカウントし、このカウント値に基づきＦＦ
Ｔウインドウの位置を設定しても、永久に有効シンボル
に正確にＦＦＴの窓位置を設定することができる（イン
パルス応答は常に同じ値となる）。

【００７９】しかし、両者のサンプリング周波数にずれ
がある場合、ＦＦＴの窓位置を一旦シンボルに対して正
確に合わせたとしても、フレーム毎のインパルス応答ｈ
n（ｔ）のピーク位置は順次、少しづつずれていくこと
になる。

【００８０】

【００３１】即ち、このずれが送受信間のサンプリング
周波数の相違に基づくものであるので、このずれを補正
するためにサンプリング周波数を正確に送信側のサンプ
リング周波数に合わせる必要がある。

【００８１】ここで、インパルス応答の前回値からのず
れ（変化量）をｎサンプルとし、送信側とのサンプリン
グ周波数のずれ分をδ（ｐｐｍ）とすれば、現在の受信
側のサンプリング周波数は、（１＋δ）ｆｓで表され、
更に、サンプリング周波数のずれ分δは、δ＝−ｎ・１
０⁶ ／（Ｎframe ＋ｎ）で表すことができる。ここでＮ
frame は、フレームのサンプル数である。

【００８２】

【００３２】図８のモード２を例にとれば、受信側のサ
ンプリング周波数をｆｓ＝２．０４８ＭＨｚ相当とし、
１フレーム間でのインパルス応答の変化量が１サンプル
であったときには、Ｎframe ＝２．０４８（ＭＨｚ）・
２４（ｍｓ）／１（Ｓ）＝４９１５２となり、変化量は
以下の様になる。

【００８３】変化量δ＝２０．３４５（ｐｐｍ） この値は、Δｆｓ＝４１．７Ｈｚに相当する。

【００８４】よって、以後のＡ／Ｄ変換器のサンプリン
グ周波数をｆｓ＋Δｆｓに設定することで送受信間のサ
ンプリング周波数を正確に同期させることが可能とな
る。

【００８５】但し、この処理には、インパルス応答の前
回値が必要となるので、２フレーム目以降においてのみ
実施可能な処理である。

【００８６】

【００３３】従って、かかる処理はシステム制御部１５
にて２フレーム目のステップＳ６〜Ｓ８にて行なわれて
いる。

【００８７】システム制御回路１５は、まず、内部カウ
ンタにて１フレームの終了を判定し、ステップＳ５に
て、ＦＦＴの窓位置を修正する。続いて２フレーム目の
ヌルシンボルに対して補正された窓位置でのＦＦＴ処理
を行い、その結果に基づき、ステップＳ６にてヌルシン
ボルの電力評価を行う（ステップＳ６）。

【００８８】信号電力Ｐは、下記の式（４）で示される
ＦＦＴの出力に基づき求めることもできる。

【００８９】

【００３４】

【００９０】

【数４】

【００９１】

【００３５】ここでＮは、ＦＦＴのポイント数である。

【００９２】ヌルシンボルの信号電力をＰ１とし、デー
タシンボルの信号電力をＰ２とすれば、両電力の比を求
めることで、フレームに同期しているか否かの判定をな
すことができるのである。尚、この処理を行う場合は、
図１に示す信号電力算出部１７を含む破線部の構成が必
要となる。

【００９３】ステップＳ６では、ステップＳ５のヌル部
の電力評価に基づきフレームに正しく同期しているかが
判断される。

【００９４】また、これに限らず、ヌル検出器１１を監
視することでもヌルシンボルの評価は可能である。

【００９５】

【００３６】電力評価にてヌル部が検出されていないと
判断されることは、フレームに正しく同期していないこ
とを示している。この場合、第１フレーム目にて判定し
たヌル部が受信状況によって誤判断した可能性があると
して、ステップＳ１に戻り、再度同期処理をやり直す
（ステップＳ７：Ｎｏ）。

【００９６】フレームに正しく同期していると考えられ
る場合（ステップＳ７：ＹＥＳ）は、更に、ステップＳ
８にて、２フレーム目の参照シンボルについて１フレー
ム目のステップＳ４と同様にインパルス応答ｈn （ｔ）
を求めると共にＦＦＴウインドウの位置に修正の必要が
あれば補正するための補正量を確定する。

【００９７】前述のように、送受信間でのサンプリング
周波数が完全に一致していればサンプリング周波数にず
れはないことになるので、遅延波などの受信状況の変化
がなければ補正量は０となる。

【００９８】

【００３７】しかし、送受信間でのサンプリング周波数
にずれδ（オフセット）があれば、インパルス応答の変
化量として捕えることが出来るので、ステップＳ９に
て、サンプリング周波数（１＋δ）ｆｓを補正するよう
にクロック発生部１６を制御しＡ／Ｄ変換器のサンプリ
ング周波数を送信側のサンプリング周波数ｆｓに正確に
同期させる。そして、内部カウンタにて１フレームの終
了を判定し、ステップＳ５に戻り、ＦＦＴの窓位置を更
新する。

【００９９】尚、１フレーム経過時のインパルス応答の
変化量が、１サンプル以下であるときには、インパルス
応答のピーク位置のずれとして判別されないので、次式
を用いて複数フレームを単位として、インパルス応答を
監視することで、より正確な補正が可能となり、更に分
解能を上げることができる。

【０１００】 δm ＝−ｎ・１０⁶ ／（ｍ・Ｎframe ＋ｎ） ここで記号ｍは、対象とするフレームの数を示す。

【０１０１】

【００３８】この処理は、例えば、ステップＳ９を更に
図５のように変更することで容易に実現出来る。図５で
は、ｍフレームを単位とするオフセット量δm の算出
（ステップＳ９３）を実施する制御例である。尚、記号
Ｃは内部カウンタを示し、初期値は０に設定している。

【０１０２】

【００３９】次に、複数個のアンテナ１1 〜１n と、加
算部２を用いることにより、受信電力が増加出来ること
について説明する。

【０１０３】図６は、様々な遅延波がアンテナ１に対し
て入力される例を示した図である。

【０１０４】図６において、Δｔは各シンボルに設けら
れたガードインターバル期間を示し、Ｔｓは有効シンボ
ル期間を示す。また、この例ではＦＦＴの窓位置は有効
シンボル区間に対して設定されている。

【０１０５】前述の説明にあるように、ガードインター
バル期間（Δｔ）を設けた場合、ガードインターバル期
間を越えない遅延時間を持つ遅延波により、復調動作が
妨げられることはない。即ち、ガードインターバル期間
を越えない遅延時間を持つ遅延波の合成を行っても、直
交性は維持されるので復調に不都合は生じない。

【０１０６】他方、この遅延波と直接波との合成は、受
信電力の振幅の変化をもたらす。

【０１０７】この場合、振幅の増加が生じる場合は、遅
延波は受信に対して有効な遅延波といえる。

【０１０８】

【００４０】各アンテナ１1 〜１n 各々について、この
ような有効な遅延波が受信されると、加算部２にて、各
アンテナからの出力を更に合成することで一本のアンテ
ナで受信する場合に比べて更なる受信電力の向上が得ら
れることになる。

【０１０９】従って、複数のアンテナを用い、各々のア
ンテナの受信電力を更に加算部２にて加算することで、
受信品質の向上、受信エリアの拡大が可能となる。

【０１１０】

【００４１】次に、良好な受信状態を得るためのアンテ
ナの配置条件について説明する。

【０１１１】まず、複数のアンテナにて受信された信号
が、そのアンテナの配置のためにガードインターバル期
間を越える遅延を生じないように配置される必要があ
る。

【０１１２】光速をｃ、ガードインターバルをｔｇとす
ると、この条件を満たすアンテナ間の相対距離ｄは、ｄ
≦ｃ・ｔｇで与えられる。

【０１１３】これを、モード１に当てはめると、アンテ
ナ間の距離の上限は、モード１で７３５８２（ｍ）とな
り、実質的に、移動体における制約とはならない。

【０１１４】

【００４２】また、各アンテナの相関がない方が、受信
状況の更なる向上が図れる。

【０１１５】これは、各アンテナが相互に強い相関を持
つ場合、全てのアンテナで同様に受信電力が悪化するの
で、実質的に加算する効果が望めないと言う問題を解決
するために必要である。

【０１１６】フェージング受信波の空間相関ρ（ｄ）
は、一般に次式で与えられる。

【０１１７】ρ（ｄ）＝Ｊ0 （２πｄ／λ） このフェージング受信波の空間相関ρ（ｄ）は、空間的
に送信周波数ｆの半波長の整数倍の距離の間隔を持たせ
ることで、ほぼ０に出来る。

【０１１８】尚、記号λは波長である。

【０１１９】

【００４３】フェージング波の空間相関ρ（ｄ）がほぼ
０であるということは、ある一方アンテナの受信波の周
波数スペクトルの歪み特性が他方のアンテナの受信波の
歪み特性と相関がなくなるということを意味する。よっ
て、両方のアンテナの受信電力が同時に落ち込む可能性
が少なくなり、結果として、マルチパスによる落ち込み
による任意の１つのアンテナの受信不良を他のアンテナ
で補償することが出来るので、この結果、受信品質は向
上する。

【０１２０】ここで送信周波数をモード２の１．５（Ｇ
Ｈｚ）とすれば、 ｄ＝ｃ／２ｆ となり、アンテナ間の相対距離ｄの下限ｄmin は、約１
０ｃｍとなる。

【０１２１】このｄmin 以下においては、空間相関ρ
（ｄ）は非常に高いものとなるので、少なくとも受信に
際してはアンテナ間隔をｄmin 以上（モード２であれば
１０ｃｍ以上）とすることが望まれる。最も好適な配置
はｃ／２ｆの倍数になるような配置となる。

【０１２２】

【００４４】

【０１２３】

【発明の効果】以上の如く、本発明によれば、各アンテ
ナエレメントにて各々受信された受信信号を加算する構
成をとることによって、受信機側にて容易に受信電力を
増加させることが出来る。従って受信品質が向上し、受
信エリアの拡大が可能なディジタル放送用受信機を提供
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による１実施例のＯＦＤＭ方式ＤＡＢ受
信機の概略構成を示すブロック図である。

【図２】本発明による同期処理の手順の一例を示す図で
ある。

【図３】受信波とＦＦＴの窓位置の相対関係の一例を示
す図である。

【図４】受信波のインパルス応答の一例を示す図であ
る。

【図５】本発明による同期処理の手順の他の一例を示す
図である。

【図６】アンテナに入力される直接波と遅延波の一例を
示す図である。

【図７】ＤＡＢシステムの伝送信号のフォーマットを示
す図である。

【図８】ＤＡＢシステムの伝送モードを示す図である。

【符号の説明】

１・・・アンテナ ２・・・加算手段 ３・・・フロントエンド ４・・・直交復調器 ５Ｉ、５Ｑ・・・ＬＰＦ ６Ｉ、６Ｑ・・・Ａ／Ｄ変換器 ７・・・ＦＦＴ ８・・・差動復号器 ９・・・ビタビ復号器 １０・・音声復号器 １１・・ヌル検出器 １２・・伝達関数算出部 １３・・ＩＦＦＴ部 １４・・インパルス応答評価部 １５・・システム制御部 １６・・クロック発生部 １７・・信号電力検出部

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成９年５月３０日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】発明の詳細な説明

【補正方法】変更

【補正内容】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、変調方式としてＯＦＤ
Ｍ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉ
ｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多
重）を用いたディジタル信号の送受信システムに関し、
特に、音声圧縮を用いた移動体向けのディジタル放送用
受信機の受信電力の向上に関する。

【０００２】

【従来の技術】受信アンテナに到達する電波は、様々な
遅延時間を有する反射波の合成と考えることが出来る。
このため、受信強度は変動し、局所的な受信強度の低下
が起こる地点も存在する。ディジタル放送に採用する変
調方式としてＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ：
直交周波数分割多重）方式が適していることが知られて
いる。このＯＦＤＭ方式は、周波数利用効率が高い伝送
方式であり、直交関係にある多数の搬送波（キャリア）
を用いる多搬送波変調方式である。そして、その各々の
搬送波に、例えば位相変調にて変調を施すことで情報を
伝送することが出来る。このＯＦＤＭを用いる利点の一
つに、マルチパス（遅延波）干渉による妨害が深刻な伝
送路に強いことが挙げられる。ＯＦＤＭでは、直交性を
保てる範囲であれば直接波に遅延波が加算されていても
各搬送波に重畳した情報を正確に復調出来る。

【０００３】欧州で開発されたＤＡＢ（ＤＩＧＩＴＡＬ
ＡＵＤＩＯ ＢＲＯＡＤＣＡＳＴＩＮＧ）システムを
例にとれば、送信機側では、データ圧縮（高能率符号
化）を施された入力データがシリアル−パラレル変換に
てパラレルデータに変換された後、パラレルデータは差
動符号化によりπ／４シフトＱＰＳＫシンボルに変換さ
れる。かかる処理にて、シンボルを構成する各キャリア
に各々２ビットのデータをのせることが可能となる。そ
して、このシンボルには高速逆フーリエ変換（ＩＦＦ
Ｔ）が施され、ベースバンド信号の同相成分、直交成分
が各々得られる。ＩＦＦＴの各出力はＤ／Ａ変換を経て
局部発振器からの発振信号（ＲＦ信号）により直交変調
がなされると共に、所望の周波数帯域の伝送信号に周波
数変換され、アンテナより送信信号として送信される。

【０００４】一方、受信機側では送信側と逆の処理が行
われる。即ち、アンテナにて得られた信号は直交復調器
を介して（または、更に周波数変換段を介して）ベース
バンド信号の同相成分及び直交成分を各々生成する。こ
の出力はＡ／Ｄ変換器にて送信側のサンプリング周波数
と同期するように設定された所定のサンプリング周波数
にて順次サンプリングされされ、離散データとして高速
フーリエ変換器（ＦＦＴ）に入力される。更に、フーリ
エ変換によって搬送波毎の信号（位相情報）が得られ、
その後、隣接するシンボル間の差動復号化器によって差
動復号がなされる。差動復号化器の出力信号はパラレル
ーシリアル変換器でシリアルデータとされ、これが受信
したデータとなる。実際にはこのシリアルデータはエラ
ー訂正、データ圧縮の復号などのデータ処理が施され、
アナログ信号に変換される。

【０００５】かかるＤＡＢシステムにおいては、時間軸
上、図７に模式的に示されるようなフォーマットで送信
信号が形成される。即ち、フレーム単位でデータが伝送
されると共に、１フレーム内に、順次、ヌルシンボル、
参照シンボル（リファレンスシンボル）、及び複数のシ
ンボル列からなるデータシンボル部が形成される。ヌル
シンボルは、伝送信号の存在しない期間であり、ヌルシ
ンボルを検出することでフレームの始まりを大まかに識
別することができる。参照シンボルは差動復号のための
基準位相を担い、データシンボルには本来伝送すべき音
声信号などの主情報が割り当てられる。

【０００６】また、ＤＡＢシステムにおいては、図８に
示されるような４つの伝送モードが規定されている。こ
れによれば、伝送モードによって、有効シンボル長やキ
ャリア数等が異なっていることが分かる。従って、複数
の伝送モードに対応するように構成された受信機におい
ては、手動、または自動的に送信モードを認識し、例え
ば、ＦＦＴを行うシンボルの位置を受信モードに応じて
適切に調整するといった内部処理が必要となる。尚、伝
送モードを自動的に識別する手法の１つは欧州特許公報
（ＥＰ−０６６６６６１Ａ２）などに詳細に開示されて
おり、ここでは、説明は割愛する。

【０００７】ＯＦＤＭはマルチパス干渉に強いと言う特
徴を持つ伝送方式であるが、長い遅延時間にて符号間干
渉が生じた場合、情報の再生は不可能になる。このた
め、ＤＡＢシステムでは、図７に示すように、各シンボ
ルは、マルチパスの影響からくる遅延波による符号間干
渉を避けるために設けられているガードインターバル
と、これに後続する有効シンボルとにより構成されてい
る。尚、ガードインターバル区間では、後続する有効シ
ンボル区間の一部区間の信号が繰り返される。受信機側
では、例えば、有効シンボル区間に対してＦＦＴ処理を
行う。従って、マルチパスにより遅延波がアンテナを介
して入力されても、ガードインターバル区間（Δｔ）を
越えない範囲であれば、隣接シンボルの影響は避けられ
正確に伝送情報を再生することが出来る。尚、シンボル
の復調と言う意味では、ＦＦＴ処理は正確に有効シンボ
ル区間に対して実施しなくても、そのシンボル内の有効
シンボル長分のデータ群に対して実施できれば問題な
い。また、同一シンボル間の重ね合わせの部分は差動復
号を行った時点で位相変位分が消去されるので復調には
影響しない。

【０００８】しかし、実際には、上述の遅延波の重ね合
わせにより、振幅の変位が生じる。このため、極端に受
信電力が悪化するキャリアでは、受信波のＣ／Ｎ比が低
くなるので受信品質の悪化は避けられない。最悪の場
合、復調感度を下回り復調そのものが出来なくなってし
まう。このような状況に対してＤＡＢシステムでは、周
波数軸でのインターリーブ、並びに時間軸でのインター
リーブを施し、マルチパスにより影響を受ける部分を分
散し、誤り訂正にて補正している。また、当然のことで
はあるが、遅延波がない場合であっても、タワーから移
動体が離れ過ぎた場合には直接波が低下し、同様に受信
品質は悪化する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】このように、ＤＡＢシ
ステムでは移動体受信を考慮し、多くの手法が用いられ
ているが、受信品質、受信エリアの更なる向上のために
は、本質的に、受信機における受信電力を増加させるこ
とが重要である。本発明は、受信電力を増加させること
で受信品質を向上させ、受信エリアの拡大を可能とする
ディジタル放送用受信機を提供することを課題とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
受信機側にて既知の情報を担う参照シンボルと、複数の
データシンボルと、フレームの開始を示すヌルシンボル
からなるシンボル群で１つのフレームを構成し、かつ、
所望の周波数帯域内の複数キャリア各々を位相変調する
ことで参照シンボル並びにデータシンボルを構成するよ
うにしたディジタル放送を受信可能なディジタル放送用
受信機であって、参照シンボル並びにデータシンボル
は、各々、有効シンボル区間と有効シンボル区間の一部
区間の繰り返しであるガードインターバル区間とから構
成され、ディジタル放送用受信機は、伝送されるデジタ
ル放送を受信するためのアンテナ部と、基準周波数を発
生するためのクロック発生部と、クロック発生部の基準
周波数に基づき伝送される信号を順次サンプリングする
Ａ／Ｄ変換器と、参照シンボル並びにデータシンボルを
復調するためのサンプリングデータ群を、Ａ／Ｄ変換器
のサンプリングデータ群の中から順次確定する制御部
と、確定されたサンブリングデータ群について高速フー
リエ変換を施すことで、複数のキャリア各々の位相情報
を得る手段と、を有し、アンテナ部は複数のアンテナエ
レメントと、複数のアンテナエレメントにて受信される
信号を加算する加算部を有することを特徴とする。

【００１１】請求項２記載の発明は、請求項１記載のデ
ィジタル放送受信機であって、複数のアンテナエレメン
トは各々フェージング相関が略０となるように配置され
ていることを特徴とする。

【００１２】請求項３記載の発明は、請求項１記載のデ
ィジタル放送受信機であって、複数のアンテナエレメン
トは、ガードインターバル区間で補償される遅延時間を
越えない範囲内に配置されていることを特徴とする。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しつつ詳細に説明する。図１は、本発明のディジ
タル放送用受信機の一実施例であるＯＦＤＭ方式のＤＡ
Ｂ受信機の概略構成を示している。図１において、受信
機は、アンテナを介して受信される。アンテナ１は、複
数のアンテナ１１〜１ｎを有する。各アンテナ１１〜１
ｎにて受信したＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ）信号は、加算手段２にて加算され、同調手段として
のフロントエンド３に供給される。フロントエンド３
は、ＲＦ信号の内の所望の周波数帯域の信号に同調し、
更に、同調したＲＦ信号を中間周波数信号に変換し直交
復調器４に供給する。

【００１４】直交復調器４は、例えば２つの混合器、移
相器等を含み、局部発振信号と中間周波数信号とを一方
の混合器にて混合して、ベースバンド信号の同相成分Ｉ
を出力する。他方の混合器には、局部発振信号を移相器
によって９０度だけ位相シフトさせた信号と中間周波数
信号とが入力され、ベースバンド信号の直交成分Ｑを出
力する。

【００１５】同相成分Ｉは、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）５１を介してＡ／Ｄ変換器６１に供給され、直交成
分Ｑは、ＬＰＦ５Ｑを介してＡ／Ｄ変換器６Ｑに供給さ
れる。Ａ／Ｄ変換器６１、６Ｑは、クロック発生部１６
にて生成されたクロック周波数に基づく入力信号のサン
プリングを、システム制御回路１５の制御の下に行い、
入力同相成分Ｉ、入力直交成分Ｑをディジタル信号に変
換し、離散データとしてＦＦＴ（高速フーリエ変換器）
７に供給する。ＦＦＴ７は、周波数成分の解析手段を担
い、Ａ／Ｄ変換器６１、６Ｑより供給される同相及び直
交成分のサンプリングデータを保持する保持部を含み、
保持されたデータに対してフーリエ変換による時間軸か
ら周波数軸上への変換を行う。

【００１６】この変換は、後述のシステム制御部１５か
らの制御信号に応じて設定された期間（ＦＦＴの窓位
置）についての変換であり、例えばＦＦＴの窓位置（有
効シンボル長）を１ｍｓ、サンプリング周波数を２．０
４８ＭＨｚとすれば、モード１で規定される１ＫＨｚス
テップで１５３６個のキャリアについての位相情報Ｙｋ
が得られる。ＦＦＴ処理により求められた位相情報Ｙｋ
は差動復号器８に入力される。差動復号器８では、各々
のキャリアの位相情報に対して位相差が求められる。即
ち、ＦＦＴ処理にて得られた位相情報を（ｉｎ、ｑｎ）
とすれば、前回シンボルの位相情報（ｉｎ−１、ｑｎ−
１）の共役複素数と今回シンボルの位相情報（ｉｎ、ｑ
ｎ）との乗算が行われるのである。

【００１７】このようにして求められたキャリア毎の位
相差の情報を担う差動復号器８出力信号は、ビタビ復号
器９により、最も確からしい値のデータ列信号として確
定され、この確定されたデータ列信号が音声復号器１０
に送出される。音声復号器１０は、ビタビ復号器９から
のデータ列信号に施されている音声圧縮を復号し、復号
データは図示しないＤ／Ａ変換器を経て通常のアナログ
音声信号に変換される。尚、実際には差動復号器８の後
段の処理としてデインターリーブ等の処理も含まれるが
本発明の特徴には直接関係しないのでその詳しい説明は
省略する。

【００１８】ＬＰＦ５Ｉ、５Ｑの出力信号はまたヌル検
出器１１にも供給される。ヌル検出器１１は、各ＬＰＦ
の出力に基づき、伝送される信号（図７参照）中の無信
号区間を検出して、ヌルシンボルの可能性があるとする
ヌル検出信号をシステム制御回路１５に供給する。ヌル
検出器１１においては、例えば入力信号のエンベロープ
に基づいたヌル検出がなされる。即ち、ＬＰＦ５Ｉ、５
Ｑから得られる同相成分信号Ｉ´及び直交成分信号Ｑ´
より（Ｉ^＋２＋Ｑ^＋２）を算出し、その算出値が基準値
以下である時をヌル部の検出時としてヌル検出信号を発
生する。システム制御回路１５は、得られたヌル検出信
号に応答して、伝送モードを確定し、続いて、ＦＦＴの
窓位置、並びにＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を正
確に入力信号に同期させる処理を行う。

【００１９】かかる処理は、更に、後述する伝達関数算
出部１２と、ＩＦＦＴ部１３と、インパルス応答評価部
１４とクロック発生部１６を用いることで達成され、上
述の処理はシステム制御回路１５の制御の下で行われ
る。次に、本発明におけるシステム制御回路１５の動作
について図２を用いて詳述する。

【００２０】１フレーム目 まず、システム制御回路１５は、ステップＳ１にて、入
力信号の１フレームの始まりを検出する。これは、ヌル
検出器１１からのヌル検出信号を所定のタイミングで監
視することで検出出来る。ステップＳ１にて１フレーム
のヌル部が検出された時には、続いてステップＳ２にて
伝送モードの確定を行う。これは、例えば、ヌル部の時
間（ヌル長）、連続するヌル部の間隔（フレーム長）等
をヌル検出信号より求め、４つの伝送モードのいずれに
最も近いか否かを判定することで受信モードを確定する
ことができる。受信モードが決定されると、続いてステ
ップＳ３にて、有効シンボル長のＦＦＴの窓位置をＦＦ
Ｔ７に対して設定する。ヌル検出信号の出力のみでは、
ＦＦＴの窓位置を正確に各シンボル部分に設定すること
は難しいので、当然、図３のようにＦＦＴの窓位置は正
確に有効シンボルと一致せず、ずれることが多い。

【００２１】このＦＦＴの窓位置のずれは、伝送路の伝
達関数Ｈｋによるものと見なせるので、ｋ番目のキャリ
アに重畳され、送信されるべき位相情報をＸｋ、受信機
によって実際に復調される位相情報をＹｋとすれば、 Ｙｋ＝Ｈｋ・Ｘｋ と表すことが出来る。上式より、伝達関数Ｈｋは、次式
のように表せる。 Ｈｋ＝Ｙｋ・Ｘｋ^＊ 但し、記号Ｘｋ^＊はＸｋの共役複素数を示す。他方、Ｋ
をキャリア数、Ｔを有効シンボル長とすれば、ＯＦＤＭ
信号の有効シンボル区間の信号ｙ（ｔ）は、以下に示す
式（１）で表せる。

【００２２】

【数１】

【００２３】受信機において、ｙ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換
器にてＴ／Ｎの周期でサンプリングされるので、時刻ｎ
（ｎ＝０、１、……Ｎ−１）における有効シンボル区間
の信号ｙｎは、 ｙｎ＝ｙ（ｎＴ／Ｎ） で表せる。更に受信機ではＦＦＴが施されるので、受信
機によって復調される情報ベクトルＹ_ｋは、以下に示す
式（２）で表せる。

【００２４】

【数２】

【００２５】但し、記号Ｆはフーリエ変換を示す。従っ
て、伝送路のインパルス応答ｈｎ（ｔ）は以下に示す式
（３）で表せる。

【００２６】

【数３】

【００２７】但し、記号Ｆ^−１は、逆フーリエ変換（Ｉ
ＦＦＴ）を示す。インパルス応答ｈｎ（ｔ）を求めるた
めには、伝送される位相情報Ｘｋが受信側で既知である
ことが必要である。ＤＡＢでは、ヌル部に続く参照シン
ボルは、受信機側においても既知の情報で規定されてい
るので、受信機にて予め既知の情報となっている参照シ
ンボルに限り伝送路のインパルス応答は得ることが出来
る。このようにして求めたインパルス応答の例を図４に
示す。この図４では、インパルス応答のピーク位置がデ
ータサンプリング数１６個分の時間分だけ遅れている例
である。ここでは、理解を簡単にするため、反射波はな
いものとして示している。即ち、インパルス応答のピー
ク位置を評価することで、この図４であれば伝送路によ
る信号の遅延時間を知ることが出来る。このことは、シ
ンボルに対する正確なＦＦＴウインドウの位置を求める
ことと同じである。

【００２８】従って、システム制御回路１５はステップ
Ｓ４にて、伝達関数算出部１２、ＩＦＦＴ部１３、イン
パルス応答評価部１４を制御し、ＦＦＴ７の窓位置の補
正量を確定する。詳述すれば、まず、ヌルシンボルに続
く参照シンボルに対して、伝達関数算出部１２にて、受
信した位相情報Ｙｋと本来受信すべき位相情報Ｘｋに基
づき、伝送路の伝達関数Ｈｋを求めるよう制御する。続
いて、かかる伝達関数Ｈｋより伝送路のインパルス応答
ｈｎ（ｔ）を求めるようにＩＦＦＴ部１３を制御する。
更に、インパルス応答評価部１４を制御し、伝送路によ
る信号の遅れ（進み）時間（サンプル数）を求める。即
ち、この評価結果がＦＦＴの窓位置の有効シンボルに対
するずれ量となるのである。

【００２９】例えば、図４のインパルス応答であれば、
１６サンプル分の遅延が生じているのでＦＦＴの窓位置
の補正量が１６サンプルと決定され、ＦＦＴの窓位置を
現状より１６サンプル分だけ補正する制御が行われる。
尚、同一シンボル内にＦＦＴの窓位置があれば正確な復
調が出来るので、この補正量は必ずしも正確に有効シン
ボル区間に対してＦＦＴの窓位置を設定するような補正
に限定されないことは言うまでもない。要するに、同一
シンボル内にＦＦＴの窓位置が設定されるように補正出
来ればよい。

【００３０】２フレーム目以降 １フレーム目にてＦＦＴの窓位置の補正量が確定する
と、２フレーム目はこの補正量に基づきＦＦＴの処理が
行われるように、ステップＳ５にて、システム制御回路
１５は、ＦＦＴ７に対して補正したＦＦＴの窓位置制御
信号を出力する。仮にＡ／Ｄ変換器６Ｉ、６Ｑのサンプ
リング周波数ｆｓが、送信側のサンプリング周波数と完
全に一致していれば、以後、受信機にての内部同期、即
ち、サンプル数をカウントし、このカウント値に基づき
ＦＦＴウインドウの位置を設定しても、永久に有効シン
ボルに正確にＦＦＴの窓位置を設定することができる
（インパルス応答は常に同じ値となる）。しかし、両者
のサンプリング周波数にずれがある場合、ＦＦＴの窓位
置を一旦シンボルに対して正確に合わせたとしても、フ
レーム毎のインバルス応答ｈｎ（ｔ）のピーク位置は順
次、少しづつずれていくことになる。

【００３１】即ち、このずれが送受信間のサンプリング
周波数の相違に基づくものであるので、このずれを補正
するためにサンプリング周波数を正確に送信側のサンプ
リング周波数に合わせる必要がある。ここで、インパル
ス応答の前回値からのずれ（変化量）をｎサンプルと
し、送信側とのサンプリング周波数のずれ分をδ（ｐｐ
ｍ）とすれば、現在の受信側のサンプリング周波数は、
（１＋δ）ｆｓで表され、更に、サンプリング周波数の
ずれ分δは、δ＝−ｎ・１０^６ ／（Ｎｆｒａｍｅ＋
ｎ）で表すことができる。ここでＮｆｒａｍｅは、フレ
ームのサンプル数である。

【００３２】図８のモード２を例にとれば、受信側のサ
ンプリング周波数をｆｓ＝２．０４８ＭＨｚ相当とし、
１フレーム間でのインパルス応答の変化量が１サンプル
であったときには、 Ｎｆｒａｍｅ＝２．０４８（ＭＨｚ）・２４（ｍｓ）／
１（Ｓ）＝４９１５２ となり、変化量は以下の様になる。 変化量δ＝２０．３４５（ｐｐｍ） この値は、Δｆｓ＝４１．７Ｈｚに相当する。よって、
以後のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数をｆｓ＋Δｆ
ｓに設定することで送受信間のサンプリング周波数を正
確に同期させることが可能となる。但し、この処理に
は、インパルス応答の前回値が必要となるので、２フレ
ーム目以降においてのみ実施可能な処理である。

【００３３】従って、かかる処理はシステム制御部１５
にて２フレーム目のステップＳ６〜Ｓ８にて行なわれて
いる。システム制御回路１５は、まず、内部カウンタに
て１フレームの終了を判定し、ステップＳ５にて、ＦＦ
Ｔの窓位置を修正する。続いて２フレーム目のヌルシン
ボルに対して補正された窓位置でのＦＦＴ処理を行い、
その結果に基づき、ステップＳ６にてヌルシンボルの電
力評価を行う（ステップＳ６）。信号電力Ｐは、下記の
式（４）で示されるＦＦＴの出力に基づき求めることも
できる。

【００３４】

【数４】

【００３５】ここでＮは、ＦＦＴのポイント数である。
ヌルシンボルの信号電力をＰ１とし、データシンボルの
信号電力をＰ２とすれば、両電力の比を求めることで、
フレームに同期しているか否かの判定をなすことができ
るのである。尚、この処理を行う場合は、図１に示す信
号電力算出部１７を含む破線部の構成が必要となる。ス
テップＳ６では、ステップＳ５のヌル部の電力評価に基
づきフレームに正しく同期しているかが判断される。ま
た、これに限らず、ヌル検出器１１を監視することでも
ヌルシンボルの評価は可能である。

【００３６】電力評価にてヌル部が検出されていないと
判断されることは、フレームに正しく同期していないこ
とを示している。この場合、第１フレーム目にて判定し
たヌル部が受信状況によって誤判断した可能性があると
して、ステップＳ１に戻り、再度同期処理をやり直す
（ステップＳ７：Ｎｏ）。フレームに正しく同期してい
ると考えられる場合（ステップＳ７：ＹＥＳ）は、更
に、ステップＳ８にて、２フレーム目の参照シンボルに
ついて１フレーム目のステップＳ４と同様にインパルス
応答ｈｎ（ｔ）を求めると共にＦＦＴウインドウの位置
に修正の必要があれば補正するための補正量を確定す
る。前述のように、送受信間でのサンプリング周波数が
完全に一致していればサンプリング周波数にずれはない
ことになるので、遅延波などの受信状況の変化がなけれ
ば補正量は０となる。

【００３７】しかし、送受信間でのサンプリング周波数
にずれδ（オフセット）があれば、インパルス応答の変
化量として捕えることが出来るので、ステップＳ９に
て、サンプリング周波数（１＋δ）ｆｓを補正するよう
にクロック発生部１６を制御しＡ／Ｄ変換器のサンプリ
ング周波数を送信側のサンプリング周波数ｆｓに正確に
同期させる。そして、内部カウンタにて１フレームの終
了を判定し、ステップＳ５に戻り、ＦＦＴの窓位置を更
新する。尚、１フレーム経過時のインパルス応答の変化
量が、１サンプル以下であるときには、インパルス応答
のピーク位置のずれとして判別されないので、次式を用
いて複数フレームを単位として、インパルス応答を監視
することで、より正確な補正が可能となり、更に分解能
を上げることができる。 δｍ＝−ｎ・１０^６ ／（ｍ・Ｎｆｒａｍｅ＋ｎ） ここで記号ｍは、対象とするフレームの数を示す。

【００３８】この処理は、例えば、ステップＳ９を更に
図５のように変更することで容易に実現出来る。図５で
は、ｍフレームを単位とするオフセット量δｍの算出
（ステップＳ９３）を実施する制御例である。尚、記号
Ｃは内部カウンタを示し、初期値は０に設定している。

【００３９】次に、複数個のアンテナ１１〜１ｎと、加
算部２を用いることにより、受信電力が増加出来ること
について説明する。図６は、様々な遅延波がアンテナ１
に対して入力される例を示した図である。図６におい
て、Δｔは各シンボルに設けられたガードインターバル
期間を示し、Ｔｓは有効シンボル期間を示す。また、こ
の例ではＦＦＴの窓位置は有効シンボル区間に対して設
定されている。前述の説明にあるように、ガードインタ
ーバル期間（Δｔ）を設けた場合、ガードインターバル
期間を越えない遅延時間を持つ遅延波により、復調動作
が妨げられることはない。即ち、ガードインターバル期
間を越えない遅延時間を持つ遅延波の合成を行っても、
直交性は維持されるので復調に不都合は生じない。他
方、この遅延波と直接波との合成は、受信電力の振幅の
変化をもたらす。この場合、振幅の増加が生じる場合
は、遅延波は受信に対して有効な遅延波といえる。

【００４０】各アンテナ１１〜１ｎ各々について、この
ような有効な遅延波が受信されると、加算部２にて、各
アンテナからの出力を更に合成することで一本のアンテ
ナで受信する場合に比べて更なる受信電力の向上が得ら
れることになる。従って、複数のアンテナを用い、各々
のアンテナの受信電力を更に加算部２にて加算すること
で、受信品質の向上、受信エリアの拡大が可能となる。

【００４１】次に、良好な受信状態を得るためのアンテ
ナの配置条件について説明する。まず、複数のアンテナ
にて受信された信号が、そのアンテナの配置のためにガ
ードインターバル期間を越える遅延を生じないように配
置される必要がある。光速をｃ、ガードインターバルを
ｔｇとすると、この条件を満たすアンテナ間の相対距離
ｄは、 ｄ≦ｃ・ｔｇ で与えられる。これを、モード１に当てはめると、アン
テナ間の距離の上限は、モード１で７３５８２（ｍ）と
なり、実質的に、移動体における制約とはならない。

【００４２】また、各アンテナの相関がない方が、受信
状況の更なる向上が図れる。これは、各アンテナが相互
に強い相関を持つ場合、全てのアンテナで同様に受信電
力が悪化するので、実質的に加算する効果が望めないと
言う問題を解決するために必要である。フェージング受
信波の空間相関ρ（ｄ）は、一般に次式で与えられる。 ρ（ｄ）＝Ｊ０（２πｄ／λ） このフェージング受信波の空間相関ρ（ｄ）は、空間的
に送信周波数ｆの半波長の整数倍の距離の間隔を持たせ
ることで、ほぼ０に出来る。尚、記号λは波長である。

【００４３】フェージング波の空間相関ρ（ｄ）がほぼ
０であるということは、ある一方アンテナの受信波の周
波数スペクトルの歪み特性が他方のアンテナの受信波の
歪み特性と相関がなくなるということを意昧する。よっ
て、両方のアンテナの受信電力が同時に落ち込む可能性
が少なくなり、結果として、マルチパスによる落ち込み
による任意の１つのアンテナの受信不良を他のアンテナ
で補償することが出来るので、この結果、受信品質は向
上する。ここで送信周波数をモード２の１．５（ＧＨ
ｚ）とすれば、 ｄ＝ｃ／２ｆ となり、アンテナ間の相対距離ｄの下限ｄｍｉｎは、約
１０ｃｍとなる。このｄｍｉｎ以下においては、空間相
関ρ（ｄ）は非常に高いものとなるので、少なくとも受
信に際してはアンテナ間隔をｄｍｉｎ以上（モード２で
あれば１０ｃｍ以上）とすることが望まれる。最も好適
な配置はｃ／２ｆの倍数になるような配置となる。

【００４４】

【発明の効果】以上の如く、本発明によれば、各アンテ
ナエレメントにて各々受信された受信信号を加算する構
成をとることによって、受信機側にて容易に受信電力を
増加させることが出来る。従って受信品質が向上し、受
信エリアの拡大が可能なディジタル放送用受信機を提供
することができる。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信機側にて既知の情報を担う参照シン
   ボルと、複数のデータシンボルと、フレームの開始を示
   すヌルシンボルからなるシンボル群で１つのフレームを
   構成し、かつ、所望の周波数帯域内の複数キャリア各々
   を位相変調することで前記参照シンボル並びにデータシ
   ンボルを構成するようにしたディジタル放送を受信可能
   なディジタル放送用受信機であって、 前記参照シンボル並びにデータシンボルは、各々、有効
   シンボル区間と前記有効シンボル区間の一部区間の繰り
   返しであるガードインターバル区間とから構成され、 前記ディジタル放送用受信機は、 伝送されるデジタル放送を受信するためのアンテナ部
   と、 基準周波数を発生するためのクロック発生部と、 前記クロック発生部の基準周波数に基づき前記伝送され
   る信号を順次サンプリングするＡ／Ｄ変換器と、 前記参照シンボル並びにデータシンボルを復調するため
   のサンプリングデータ群を、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプ
   リングデータ群の中から順次確定する制御部と、 前記確定されたサンプリングデータ群について高速フー
   リエ変換を施すことで、前記複数のキャリア各々の前記
   位相情報を得る手段と、を有し、 前記アンテナ部は複数のアンテナエレメントと、前記複
   数のアンテナエレメントにて受信される信号を加算する
   加算部を有することを特徴とするディジタル放送用受信
   機。
2. 【請求項２】 前記複数のアンテナエレメントは各々フ
   ェージング相関が略０となるように配置されていること
   を特徴とする１記載のディジタル放送用受信機。
3. 【請求項３】 前記複数のアンテナエレメントは、前記
   ガードインターバル区間で補償される遅延時間を越えな
   い範囲内に配置されていることを特徴とする１記載のデ
   ィジタル放送用受信機。