JP2001119369A - データ送信方法および受信機 - Google Patents
データ送信方法および受信機Info
- Publication number
- JP2001119369A JP2001119369A JP2000206375A JP2000206375A JP2001119369A JP 2001119369 A JP2001119369 A JP 2001119369A JP 2000206375 A JP2000206375 A JP 2000206375A JP 2000206375 A JP2000206375 A JP 2000206375A JP 2001119369 A JP2001119369 A JP 2001119369A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- receiver
- phase difference
- symbols
- transmitter
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 31
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 58
- 230000008859 change Effects 0.000 claims abstract description 15
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 49
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 25
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 6
- 230000004048 modification Effects 0.000 claims description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 claims description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 28
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 5
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 238000009432 framing Methods 0.000 description 2
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 2
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 2
- NOQGZXFMHARMLW-UHFFFAOYSA-N Daminozide Chemical compound CN(C)NC(=O)CCC(O)=O NOQGZXFMHARMLW-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000012552 review Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
- H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
- H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/022—Channel estimation of frequency response
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
- H04L27/2679—Decision-aided
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2662—Symbol synchronisation
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ方式に活用でき、低価格のマルチキ
ャリアでデータを伝送することが可能なデータ送信方法
及び受信機を得る。 【解決手段】 送信機が、送信すべきデータを２進数か
ら信号に符号化して、変調信号を形成し、変調信号を有
する複数のサブキャリアを変調して、ＯＦＤＭシンボル
を形成し、ＯＦＤＭシンボルを、送信機サンプリング周
波数に関連するレートで送信し、受信機が、受信機サン
プリング周波数に関連する周波数でクロック信号から送
信機から受信した信号についての解析ウィンドウを決定
するユニット２８と、サンプルのブロックを形成するユ
ニット２２と、考慮中のサンプルのブロックについての
サブキャリアを復調することにより、送信された変調信
号を推測するユニット２３と、を備え、推測ユニット２
３は、送信された信号に対する解析ウィンドウの位置に
おける変更を修正するよう設計されている。
ャリアでデータを伝送することが可能なデータ送信方法
及び受信機を得る。 【解決手段】 送信機が、送信すべきデータを２進数か
ら信号に符号化して、変調信号を形成し、変調信号を有
する複数のサブキャリアを変調して、ＯＦＤＭシンボル
を形成し、ＯＦＤＭシンボルを、送信機サンプリング周
波数に関連するレートで送信し、受信機が、受信機サン
プリング周波数に関連する周波数でクロック信号から送
信機から受信した信号についての解析ウィンドウを決定
するユニット２８と、サンプルのブロックを形成するユ
ニット２２と、考慮中のサンプルのブロックについての
サブキャリアを復調することにより、送信された変調信
号を推測するユニット２３と、を備え、推測ユニット２
３は、送信された信号に対する解析ウィンドウの位置に
おける変更を修正するよう設計されている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（直行周
波数分割多重化）とも呼ばれるマルチキャリア変調を使
用したデータ送信システムの受信機に送信機からデータ
をマルチキャリア上で送信する方法に関する。また、本
発明は、上記データ送信方法を実施するよう特に意図さ
れた受信機にも関する。
波数分割多重化）とも呼ばれるマルチキャリア変調を使
用したデータ送信システムの受信機に送信機からデータ
をマルチキャリア上で送信する方法に関する。また、本
発明は、上記データ送信方法を実施するよう特に意図さ
れた受信機にも関する。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭと呼ばれる、マルチキャリア上
で変調する技術は公知であり、これは多数のサブキャリ
アを介して送信されるべきデータを配信することからな
り、これにより、上記送信システムの送信機と受信機の
間の送信チャネルのパルス応答の広がりよりもかなり長
いシンボルタイムを得ることが可能になる。この技術
は、受信機が固定された、または、受信機がモバイル
な、あるいは、受信機がポータブルな場合の無線の送信
に適合されることが好ましい。
で変調する技術は公知であり、これは多数のサブキャリ
アを介して送信されるべきデータを配信することからな
り、これにより、上記送信システムの送信機と受信機の
間の送信チャネルのパルス応答の広がりよりもかなり長
いシンボルタイムを得ることが可能になる。この技術
は、受信機が固定された、または、受信機がモバイル
な、あるいは、受信機がポータブルな場合の無線の送信
に適合されることが好ましい。
【０００３】ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）タイプ
の送信システムの説明は、「Principles of modulation
and channel coding for digital broadcasting for m
obile receivers」と題する、R. LasalleおよびM. Alar
dの名による、１９８７年８月のEBU Review Ｎｏ．２２
４、第１６８頁から第１９０頁に記載されている。
の送信システムの説明は、「Principles of modulation
and channel coding for digital broadcasting for m
obile receivers」と題する、R. LasalleおよびM. Alar
dの名による、１９８７年８月のEBU Review Ｎｏ．２２
４、第１６８頁から第１９０頁に記載されている。
【０００４】このような送信システムを図１に示し、次
に説明する。かかる送信システムは、本質的に送信チャ
ネル３０により受信機２０と通信する送信機１０からな
る。
に説明する。かかる送信システムは、本質的に送信チャ
ネル３０により受信機２０と通信する送信機１０からな
る。
【０００５】送信すべきデータはまず、ユニット１２に
おいて、バイナリ（２進数）から信号への符号化を受け
る。これは、変調、たとえばＱＰＳＫ（Quadrature Pha
se Shift Keying，直交位相偏移変調）タイプ、１６Ｑ
ＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation，１６直交
振幅変調）タイプ、あるいは、６４ＱＡＭタイプの変調
処理からなる。ユニット１２は、ユニット１２で使用さ
れる変調のタイプによって決まる変調アルファベットに
属する信号（以下、変調信号と呼ぶ）を出力する。
おいて、バイナリ（２進数）から信号への符号化を受け
る。これは、変調、たとえばＱＰＳＫ（Quadrature Pha
se Shift Keying，直交位相偏移変調）タイプ、１６Ｑ
ＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation，１６直交
振幅変調）タイプ、あるいは、６４ＱＡＭタイプの変調
処理からなる。ユニット１２は、ユニット１２で使用さ
れる変調のタイプによって決まる変調アルファベットに
属する信号（以下、変調信号と呼ぶ）を出力する。
【０００６】フレーム化ユニット１３において、ユニッ
ト１２によって送出された変調信号は、次に、可能であ
れば、基準信号を挿入した（基準シンボルの挿入、分散
パイロットの挿入等）フレームの形態にされる。これに
より、受信側において同期処理等の所定の処理が必要と
なる。
ト１２によって送出された変調信号は、次に、可能であ
れば、基準信号を挿入した（基準シンボルの挿入、分散
パイロットの挿入等）フレームの形態にされる。これに
より、受信側において同期処理等の所定の処理が必要と
なる。
【０００７】ユニット１３によって送出される変調信号
フレームは、ユニット１４において、個別の周波数をそ
れぞれ有する複数のサブキャリアを変調する。ユニット
１４によって実行されるこの変調は、たとえば、逆フー
リエ変換をユニット１３から発せられたフレームに含ま
れる変調信号のブロックに適用することからなる。ユニ
ット１４は、以下ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ信号を送出す
る。
フレームは、ユニット１４において、個別の周波数をそ
れぞれ有する複数のサブキャリアを変調する。ユニット
１４によって実行されるこの変調は、たとえば、逆フー
リエ変換をユニット１３から発せられたフレームに含ま
れる変調信号のブロックに適用することからなる。ユニ
ット１４は、以下ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ信号を送出す
る。
【０００８】変調ユニット１４から発せられたＯＦＤＭ
シンボルは、変換ユニット１５においてデジタルからア
ナログへの変換を受ける。
シンボルは、変換ユニット１５においてデジタルからア
ナログへの変換を受ける。
【０００９】送信機１０で実施される処理はすべて、変
調ユニット１４によって送出されたＯＦＤＭシンボル
が、送信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング
周波数ｆe Eで送出されるように、タイムベース１６によ
って同期される。
調ユニット１４によって送出されたＯＦＤＭシンボル
が、送信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング
周波数ｆe Eで送出されるように、タイムベース１６によ
って同期される。
【００１０】変調ユニット１４が各ＯＦＤＭシンボルの
間にガードタイムを設けることにより、連続したシンボ
ル間のあらゆる干渉を低減、さらにはなくすことが可能
となることに留意されたい。たとえば、シンボルのガー
ドタイムは、先行シンボルの終端の反復であり、その長
さは、その持続期間が送信チャネル３０が対象となるほ
ぼすべてのエコーの持続期間よりも長くなるように選択
される。
間にガードタイムを設けることにより、連続したシンボ
ル間のあらゆる干渉を低減、さらにはなくすことが可能
となることに留意されたい。たとえば、シンボルのガー
ドタイムは、先行シンボルの終端の反復であり、その長
さは、その持続期間が送信チャネル３０が対象となるほ
ぼすべてのエコーの持続期間よりも長くなるように選択
される。
【００１１】送信すべきデータは、重畳を有するタイ
プ、外部リードソロモンコードを有する重畳を有するタ
イプ、ターボコードと呼ばれるコードまたはその他を有
するタイプでありうる符号化を予め受けていてもよいこ
とに留意されたい。送信すべきデータはまた、周波数タ
イプ、すなわちＯＦＤＭシンボルの長さのインタリーブ
化、または特にインタリーブが多数のシンボルに亘る場
合には、周波数および時間タイプのインタリーブ化を行
ってもよい。この用語「周波数および時間インタリーブ
化」とは、ＯＦＤＭ信号の時間周波数表現を指すもので
ある。
プ、外部リードソロモンコードを有する重畳を有するタ
イプ、ターボコードと呼ばれるコードまたはその他を有
するタイプでありうる符号化を予め受けていてもよいこ
とに留意されたい。送信すべきデータはまた、周波数タ
イプ、すなわちＯＦＤＭシンボルの長さのインタリーブ
化、または特にインタリーブが多数のシンボルに亘る場
合には、周波数および時間タイプのインタリーブ化を行
ってもよい。この用語「周波数および時間インタリーブ
化」とは、ＯＦＤＭ信号の時間周波数表現を指すもので
ある。
【００１２】図２は、持続期間がＴGIのガードタイムＧ
Ｉと、持続期間がＴUの有用なデータを含む部分を有す
るＯＦＤＭシンボルを示す。ＯＦＤＭシンボルの全持続
期間は、Ｔsと表す。
Ｉと、持続期間がＴUの有用なデータを含む部分を有す
るＯＦＤＭシンボルを示す。ＯＦＤＭシンボルの全持続
期間は、Ｔsと表す。
【００１３】ユニット１５によって送出されるアナログ
信号は次に、送信ユニット１７によって、以下の説明に
おいて記号ｆ0 Eによって表される周波数でキャリアを変
調する送信チャネル３０を介して送信される。周波数ｆ
0 Eはまた、タイムベース１６によっても生成される。
信号は次に、送信ユニット１７によって、以下の説明に
おいて記号ｆ0 Eによって表される周波数でキャリアを変
調する送信チャネル３０を介して送信される。周波数ｆ
0 Eはまた、タイムベース１６によっても生成される。
【００１４】また、送信機サンプリング周波数ｆe Eは、
送信キャリア周波数ｆ0 Eと比例してもよいことに留意さ
れたい。
送信キャリア周波数ｆ0 Eと比例してもよいことに留意さ
れたい。
【００１５】送信されたデータを元に戻すために、受信
機２０は、送信機１０によって行われる動作と逆の動作
を行う。これを行うために、受信機２０は、タイムベー
ス２６によって送出される周波数がｆ0 Rである搬送検出
信号によって、チャネル３０から受信した信号をベース
バンドに転置するよう設計された受信ユニット２７を備
える。サンプリング周波数ｆe Rは、キャリア検出周波数
ｆ0 Rに比例するようにしてもよい。
機２０は、送信機１０によって行われる動作と逆の動作
を行う。これを行うために、受信機２０は、タイムベー
ス２６によって送出される周波数がｆ0 Rである搬送検出
信号によって、チャネル３０から受信した信号をベース
バンドに転置するよう設計された受信ユニット２７を備
える。サンプリング周波数ｆe Rは、キャリア検出周波数
ｆ0 Rに比例するようにしてもよい。
【００１６】受信機２０はまた、アナログからデジタル
への変換を行うアナログ／デジタル変換ユニット２１も
備える。変換ユニット２１は、アナログ／デジタル変換
により得られたデジタルサンプルを、送信機１０の変調
ユニット１４によって行われる変調中に使用されたサブ
キャリアの復調を行うユニット２２の入力に送出するた
めに設けられる。
への変換を行うアナログ／デジタル変換ユニット２１も
備える。変換ユニット２１は、アナログ／デジタル変換
により得られたデジタルサンプルを、送信機１０の変調
ユニット１４によって行われる変調中に使用されたサブ
キャリアの復調を行うユニット２２の入力に送出するた
めに設けられる。
【００１７】１つの可能な実施形態によれば、復調ユニ
ット２２は、フーリエ変換を使用する。
ット２２は、フーリエ変換を使用する。
【００１８】推測ユニット２３は、復調ユニット２２に
よって送出される信号から、ユニット１２によって送信
された変調信号の推測を行う。これを行うために、推測
ユニット２３は、位相偏移と、マルチパス送信チャネル
３０に起因する振幅変更との修正を行う。
よって送出される信号から、ユニット１２によって送信
された変調信号の推測を行う。これを行うために、推測
ユニット２３は、位相偏移と、マルチパス送信チャネル
３０に起因する振幅変更との修正を行う。
【００１９】復調されたシンボルは次に、符号化ユニッ
ト１２と対になっている復号化ユニット２４において復
号化される。
ト１２と対になっている復号化ユニット２４において復
号化される。
【００２０】ユニット２１から２４はすべて同期される
が、同期するために、以下の説明では受信機サンプリン
グ周波数と呼ぶ、サンプリング周波数ｆe Rに関連する周
波数で、タイムベース２６によってクロックされる。特
に、変換ユニット２１によって送出される信号は、この
受信機サンプリング周波数ｆe Rでクロックされたサンプ
ルの形態である。ユニット２２については、ウィンドウ
内に共にグループ化された、サンプルのこの復調ブロッ
クは、以下、上記受信機サンプリング周波数ｆ e Rに関連
する周波数でのクロック信号から決定される、解析ウィ
ンドウと呼ばれる。
が、同期するために、以下の説明では受信機サンプリン
グ周波数と呼ぶ、サンプリング周波数ｆe Rに関連する周
波数で、タイムベース２６によってクロックされる。特
に、変換ユニット２１によって送出される信号は、この
受信機サンプリング周波数ｆe Rでクロックされたサンプ
ルの形態である。ユニット２２については、ウィンドウ
内に共にグループ化された、サンプルのこの復調ブロッ
クは、以下、上記受信機サンプリング周波数ｆ e Rに関連
する周波数でのクロック信号から決定される、解析ウィ
ンドウと呼ばれる。
【００２１】図２は、考慮中のシンボルの開始に対して
時間ｔnに位置するこの解析ウィンドウＦを示す。
時間ｔnに位置するこの解析ウィンドウＦを示す。
【００２２】復調ユニット２２が解析ウィンドウ外のデ
ータを無視する場合、復調ユニット２２はガードタイム
を構成するサンプルの解析を行わないことに留意された
い。
ータを無視する場合、復調ユニット２２はガードタイム
を構成するサンプルの解析を行わないことに留意された
い。
【００２３】推測ユニット２３は、デフレーム化部２３
ａおよび復調部（プロパー（proper））２３ｂを備え
る。復調部２３ｂは、基準シンボルのあるまたはない、
パイロットのあるまたはないコヒーレント復調である
か、あるいは符号化ユニット１２によって行われる変調
に従った異なる復調のいずれかでありうる復調を行う。
コヒーレント復調の場合、チャネル３０の周波数応答の
推測は、推測部２３ｃにおいて行われる。
ａおよび復調部（プロパー（proper））２３ｂを備え
る。復調部２３ｂは、基準シンボルのあるまたはない、
パイロットのあるまたはないコヒーレント復調である
か、あるいは符号化ユニット１２によって行われる変調
に従った異なる復調のいずれかでありうる復調を行う。
コヒーレント復調の場合、チャネル３０の周波数応答の
推測は、推測部２３ｃにおいて行われる。
【００２４】このような電気通信システムの受信機２０
は、いずれの電気通信システムとも同様に、その時間同
期、特に受信機サンプリング周波数ｆe Rを送信機サンプ
リング周波数ｆe Eにスレーブ化することに問題を課す。
は、いずれの電気通信システムとも同様に、その時間同
期、特に受信機サンプリング周波数ｆe Rを送信機サンプ
リング周波数ｆe Eにスレーブ化することに問題を課す。
【００２５】このスレーブ化が完全に達成されると、す
なわち受信機サンプリング周波数ｆ e Rが送信機サンプリ
ング周波数ｆe Eと等しくなると、受信機２０において行
われる処理は、送信機１０から受信した信号と完全に同
期する。特に、復調ユニット２２によって使用される解
析ウィンドウＦの位置は、復調されるシンボルと正確に
対応するように決定されうる。
なわち受信機サンプリング周波数ｆ e Rが送信機サンプリ
ング周波数ｆe Eと等しくなると、受信機２０において行
われる処理は、送信機１０から受信した信号と完全に同
期する。特に、復調ユニット２２によって使用される解
析ウィンドウＦの位置は、復調されるシンボルと正確に
対応するように決定されうる。
【００２６】さらに、特にガードタイムを使用した結
果、このウィンドウの位置には一定の公差がある。
果、このウィンドウの位置には一定の公差がある。
【００２７】しかしながら、送信機サンプリング周波数
ｆe Eに対する受信機サンプリング周波数ｆe Rの偏移は、
復調プロセスに対して下記の３つの主要な結果を有す
る： １）受信信号の基底関数と、復調に使用される基底関数
との間の直交性が失われ、その結果、同じＯＦＤＭシン
ボルの異なるサブキャリアを変調する信号間に干渉が生
じる（そして導入される歪みは概して非常に低く、無視
可能とみなすことができる。これは、本発明によって行
われるものである。）； ２）解析ウィンドウがスリップし、その結果、このスリ
ップが許容範囲よりも大きい場合には、連続したＯＦＤ
Ｍシンボル間に干渉が生じる； ３）２つの連続したシンボルの復調した信号の間の位相
偏移、解析ウィンドウの位置の変化に直接関連する、キ
ャリア毎に変化する位相偏移。
ｆe Eに対する受信機サンプリング周波数ｆe Rの偏移は、
復調プロセスに対して下記の３つの主要な結果を有す
る： １）受信信号の基底関数と、復調に使用される基底関数
との間の直交性が失われ、その結果、同じＯＦＤＭシン
ボルの異なるサブキャリアを変調する信号間に干渉が生
じる（そして導入される歪みは概して非常に低く、無視
可能とみなすことができる。これは、本発明によって行
われるものである。）； ２）解析ウィンドウがスリップし、その結果、このスリ
ップが許容範囲よりも大きい場合には、連続したＯＦＤ
Ｍシンボル間に干渉が生じる； ３）２つの連続したシンボルの復調した信号の間の位相
偏移、解析ウィンドウの位置の変化に直接関連する、キ
ャリア毎に変化する位相偏移。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】従来では、このスレー
ブ化の問題を解決するために、送信機から受信した信号
の解析を使用して、受信機サンプリング周波数ｆe Rを送
信機サンプリング周波数ｆe Eにスレーブさせる、フィー
ドバックループを使用する。しかしながら、この解決策
は、特に電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）を使用するこ
とから、実施が比較的面倒であることがわかっており、
また、この電圧制御水晶発振器は高価であるという問題
点があった。
ブ化の問題を解決するために、送信機から受信した信号
の解析を使用して、受信機サンプリング周波数ｆe Rを送
信機サンプリング周波数ｆe Eにスレーブさせる、フィー
ドバックループを使用する。しかしながら、この解決策
は、特に電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）を使用するこ
とから、実施が比較的面倒であることがわかっており、
また、この電圧制御水晶発振器は高価であるという問題
点があった。
【００２９】この発明は、かかる問題点を解決するため
になされたものであり、サンプリング周波数の偏移を修
正可能とするとともに、ＯＦＤＭシステムの受信機の同
期の実施を容易にするか、あるいは、さらにサンプリン
グ周波数のスレーブ化の省略を可能にすることにより、
ＯＦＤＭ方式に活用でき、低価格のマルチキャリアでデ
ータを伝送することが可能なデータ送信方法及び当該デ
ータ送信方法を実施する受信機を得ることを目的とす
る。
になされたものであり、サンプリング周波数の偏移を修
正可能とするとともに、ＯＦＤＭシステムの受信機の同
期の実施を容易にするか、あるいは、さらにサンプリン
グ周波数のスレーブ化の省略を可能にすることにより、
ＯＦＤＭ方式に活用でき、低価格のマルチキャリアでデ
ータを伝送することが可能なデータ送信方法及び当該デ
ータ送信方法を実施する受信機を得ることを目的とす
る。
【００３０】
【課題を解決するための手段】本発明は、送信機から受
信機へマルチキャリア上でデータを送信する方法に関
し、該方法は、送信機側において、送信すべきデータを
バイナリから信号に符号化して、変調信号を形成するス
テップと、該信号を有する複数のサブキャリアを変調し
て、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれる信号を形成するステッ
プと、前記送信機および前記受信機との間の前記チャネ
ルを介して、前記ＯＦＤＭシンボルを、送信機サンプリ
ング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連するレ
ートで送信するステップと、受信機側において、受信機
サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関
連する周波数でクロック信号から、送信機から受信した
信号についての解析ウィンドウを決定して、サンプルの
ブロックを形成するステップと、および考慮中の前記サ
ンプルのブロックについての前記サブキャリアを復調す
ることで、前記送信された変調信号を推測するステップ
と、からなる。
信機へマルチキャリア上でデータを送信する方法に関
し、該方法は、送信機側において、送信すべきデータを
バイナリから信号に符号化して、変調信号を形成するス
テップと、該信号を有する複数のサブキャリアを変調し
て、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれる信号を形成するステッ
プと、前記送信機および前記受信機との間の前記チャネ
ルを介して、前記ＯＦＤＭシンボルを、送信機サンプリ
ング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連するレ
ートで送信するステップと、受信機側において、受信機
サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関
連する周波数でクロック信号から、送信機から受信した
信号についての解析ウィンドウを決定して、サンプルの
ブロックを形成するステップと、および考慮中の前記サ
ンプルのブロックについての前記サブキャリアを復調す
ることで、前記送信された変調信号を推測するステップ
と、からなる。
【００３１】本発明の主要な特徴によれば、前記推測ス
テップは、前記送信された信号に対する解析ウィンドウ
の位置における変更を修正するよう設計される。
テップは、前記送信された信号に対する解析ウィンドウ
の位置における変更を修正するよう設計される。
【００３２】有利なことに、前記推測ステップは、考慮
中の前記サンプルのブロックについての前記サブキャリ
アを復調すること、そして、送信機と受信機との間の送
信チャネルの作用を修正することからなり、前記解析ウ
ィンドウの位置における変更を修正するステップは、２
つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を推測するこ
と、および送信機と受信機の間の送信チャネルの作用の
前記修正中にこの位相差を使用することからなる。
中の前記サンプルのブロックについての前記サブキャリ
アを復調すること、そして、送信機と受信機との間の送
信チャネルの作用を修正することからなり、前記解析ウ
ィンドウの位置における変更を修正するステップは、２
つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を推測するこ
と、および送信機と受信機の間の送信チャネルの作用の
前記修正中にこの位相差を使用することからなる。
【００３３】２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相
差を推測するために、送信機のサンプリング周波数に対
する受信機のサンプリング周波数の位相の程度が有利に
推測される。
差を推測するために、送信機のサンプリング周波数に対
する受信機のサンプリング周波数の位相の程度が有利に
推測される。
【００３４】
【数１１】
【００３５】前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の
位相差は、以下に等しい。
位相差は、以下に等しい。
【００３６】
【数１２】
【００３７】式中、Ｔsは考慮中のシンボルの長さ合計
であり、Ｔuは、その有用な部分であり、ｋは考慮中の
サブキャリアの指数であり、ｎは考慮中のＯＦＤＭシン
ボルの指数である。
であり、Ｔuは、その有用な部分であり、ｋは考慮中の
サブキャリアの指数であり、ｎは考慮中のＯＦＤＭシン
ボルの指数である。
【００３８】２つの連続したシンボル間の位相差を推測
するために、ウィンドウ再配置ユニットによってもたら
された前記解析ウィンドウの位置についての偏移決定α
を考慮に入れることも可能である。前記２つの連続した
シンボル間の位相差は、以下に等しい。
するために、ウィンドウ再配置ユニットによってもたら
された前記解析ウィンドウの位置についての偏移決定α
を考慮に入れることも可能である。前記２つの連続した
シンボル間の位相差は、以下に等しい。
【００３９】
【数１３】
【００４０】式中、Ｔはサンプルの持続期間であり、α
はサンプルの数で表現される偏移決定値である。
はサンプルの数で表現される偏移決定値である。
【００４１】２つの連続したシンボル間の位相差を推測
するためには、ウィンドウ再配置ユニットによってもた
らされる前記解析ウィンドウの位置についての偏移決定
のみを考慮に入れることも可能である。前記２つの連続
したシンボル間の位相差は、以下に等しい。
するためには、ウィンドウ再配置ユニットによってもた
らされる前記解析ウィンドウの位置についての偏移決定
のみを考慮に入れることも可能である。前記２つの連続
したシンボル間の位相差は、以下に等しい。
【００４２】
【数１４】
【００４３】式中、Ｔはサンプルの持続期間であり、α
はサンプルの数で表現される偏移決定値である。
はサンプルの数で表現される偏移決定値である。
【００４４】本発明の上述した特徴、ならびにその他の
特徴は、添付図面と組み合わせて提示される以下の、上
述した方法を実施する受信機の実施形態例の説明を読む
ことにより、より明白になるであろう。
特徴は、添付図面と組み合わせて提示される以下の、上
述した方法を実施する受信機の実施形態例の説明を読む
ことにより、より明白になるであろう。
【００４５】
【発明の実施の形態】図３に示す受信機２０は、図１に
示す受信機と同様に、アナログ／デジタル変換ユニット
２１と、たとえばフーリエ変換計算ユニットの形態であ
る復調ユニット２２と、推測ユニット２３と、デインタ
リーブユニットと、復号化ユニット２４とを備える。
示す受信機と同様に、アナログ／デジタル変換ユニット
２１と、たとえばフーリエ変換計算ユニットの形態であ
る復調ユニット２２と、推測ユニット２３と、デインタ
リーブユニットと、復号化ユニット２４とを備える。
【００４６】復調ユニット２２および推測ユニット２３
は、受信機サンプリング周波数ｆe Rと呼ばれるサンプリ
ング周波数で信号をこれらに送出するタイムベースによ
って同期される。
は、受信機サンプリング周波数ｆe Rと呼ばれるサンプリ
ング周波数で信号をこれらに送出するタイムベースによ
って同期される。
【００４７】受信機２０はまた、タイムベース（図示せ
ず）により、かつ受信機サンプリング周波数ｆe Rに関連
する周波数で送出されたクロック信号から、ユニット２
１によって送出された信号についての解析ウィンドウＦ
を決定するために設けられるユニット２８も備える。こ
の解析ウィンドウＦは復調ユニット２２に送出されて、
復調が適用されるサンプルのブロックを形成する。
ず）により、かつ受信機サンプリング周波数ｆe Rに関連
する周波数で送出されたクロック信号から、ユニット２
１によって送出された信号についての解析ウィンドウＦ
を決定するために設けられるユニット２８も備える。こ
の解析ウィンドウＦは復調ユニット２２に送出されて、
復調が適用されるサンプルのブロックを形成する。
【００４８】本発明によれば、推測ユニット２３は、送
信チャネル３０による作用だけでなく、解析ウィンドウ
Ｆの位置およびそのドリフトに関連する位相偏移も修正
することで、受信した信号の復調を実行する。
信チャネル３０による作用だけでなく、解析ウィンドウ
Ｆの位置およびそのドリフトに関連する位相偏移も修正
することで、受信した信号の復調を実行する。
【００４９】これを行うために、図３の受信機２０はユ
ニット２９を有する。ユニット２９は、受信機２０によ
り受信した信号か、あるいは復調ユニット２２から出力
された信号のいずれかをベースとして、送信機サンプリ
ング周波数ｆe Eに対する受信機サンプリング周波数ｆe R
の偏差δｆeの推測をもたらす。
ニット２９を有する。ユニット２９は、受信機２０によ
り受信した信号か、あるいは復調ユニット２２から出力
された信号のいずれかをベースとして、送信機サンプリ
ング周波数ｆe Eに対する受信機サンプリング周波数ｆe R
の偏差δｆeの推測をもたらす。
【００５０】ユニット２９は、受信機サンプリング周波
数ｆe Rが受信チューナのキャリア検出周波数ｆ0にスレ
ーブ化されているか否かによって、異なる方法で進めら
れてもよい。
数ｆe Rが受信チューナのキャリア検出周波数ｆ0にスレ
ーブ化されているか否かによって、異なる方法で進めら
れてもよい。
【００５１】第１の場合、ユニット２９は自動周波数制
御（ＡＦＣ）ユニット（図示せず）を内蔵する。自動周
波数制御ユニットは、送信チューナｆ0 Eのキャリア周波
数と、受信チューナの現在のキャリア検出周波数ｆ0 Rの
間の偏差δｆ0を推測し、かつその偏差δｆ0から以下の
等式を用いてエラーδｆeの推測を導出する。
御（ＡＦＣ）ユニット（図示せず）を内蔵する。自動周
波数制御ユニットは、送信チューナｆ0 Eのキャリア周波
数と、受信チューナの現在のキャリア検出周波数ｆ0 Rの
間の偏差δｆ0を推測し、かつその偏差δｆ0から以下の
等式を用いてエラーδｆeの推測を導出する。
【００５２】
【数１５】
【００５３】たとえば、自動周波数制御（ＡＦＣ）ユニ
ットは、受信すると、各フレームの開始に定期的に送信
される既知のシンボルの解析を実行し、これらから、キ
ャリア周波数における偏移δｆ0の推測を与える。
ットは、受信すると、各フレームの開始に定期的に送信
される既知のシンボルの解析を実行し、これらから、キ
ャリア周波数における偏移δｆ0の推測を与える。
【００５４】また、バーストの開始において送信され
た、２つの連続した既知のシンボルを使用し、各キャリ
アについて、２つの受信したシンボル間の位相偏移を測
定してもよい。
た、２つの連続した既知のシンボルを使用し、各キャリ
アについて、２つの受信したシンボル間の位相偏移を測
定してもよい。
【００５５】また、連続して既知の値を送信するフレー
ムにおけるある固定のキャリア「連続パイロット」を使
用してもよい。これらの連続したパイロットは、周波数
の「櫛（comb）」に相当する。受信して、この櫛の位置
を探索することにより、キャリア周波数位相偏移δｆ0
の第１の大まかな推測が得られる。そして、より精度の
高い推測は、この櫛のキャリアについて、２つの連続し
て受信したＯＦＤＭシンボル間の位相偏移の値を測定す
ることによって得られる。
ムにおけるある固定のキャリア「連続パイロット」を使
用してもよい。これらの連続したパイロットは、周波数
の「櫛（comb）」に相当する。受信して、この櫛の位置
を探索することにより、キャリア周波数位相偏移δｆ0
の第１の大まかな推測が得られる。そして、より精度の
高い推測は、この櫛のキャリアについて、２つの連続し
て受信したＯＦＤＭシンボル間の位相偏移の値を測定す
ることによって得られる。
【００５６】第２の場合、ユニット２９は、受信機サン
プリング周波数と送信機サンプリング周波数の間の偏差
δｆeを受信データから直接決定する。
プリング周波数と送信機サンプリング周波数の間の偏差
δｆeを受信データから直接決定する。
【００５７】たとえば、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルの有
用データに対する解析ウィンドウｔ nの時間位置の推測
から、ユニット２９は、２つの連続したシンボル間のこ
の時間位置における変化（ｔn―ｔn ― 1）を平均化して
から、以下の数式により、サンプリング周波数偏移δｆ
eの推測δ’ｆeを決定する。
用データに対する解析ウィンドウｔ nの時間位置の推測
から、ユニット２９は、２つの連続したシンボル間のこ
の時間位置における変化（ｔn―ｔn ― 1）を平均化して
から、以下の数式により、サンプリング周波数偏移δｆ
eの推測δ’ｆeを決定する。
【００５８】
【数１６】
【００５９】式中、（ｔn―ｔn ― 1）バーは連続したシ
ンボル間の解析ウィンドウ位置の変化の平均を表す。
ンボル間の解析ウィンドウ位置の変化の平均を表す。
【００６０】別の可能性としては、２つの連続した既知
のシンボル間の受信時の位相差（これは、考慮している
キャリアによって変化する）を使用することからなって
もよい。これらの位相偏移は実際に、現在の受信機サン
プリング周波数ｆe Rと送信機サンプリング周波数ｆe Eの
間の偏差δｆeに直接関連するため、偏差δｆeの推測が
可能になる。
のシンボル間の受信時の位相差（これは、考慮している
キャリアによって変化する）を使用することからなって
もよい。これらの位相偏移は実際に、現在の受信機サン
プリング周波数ｆe Rと送信機サンプリング周波数ｆe Eの
間の偏差δｆeに直接関連するため、偏差δｆeの推測が
可能になる。
【００６１】受信機２０はまたユニット３０も備える。
ユニット３０は、推測ユニット２９によって送出され
る、受信機と送信機のサンプリング周波数偏差信号をベ
ースとして、解析ウィンドウの位置における変更の結果
として生じる、２つのシンボル間の位相偏移βk,nを表
す信号を送出する。この位相偏移βk,nを表す信号は、
推測ユニット２３に送出される。
ユニット３０は、推測ユニット２９によって送出され
る、受信機と送信機のサンプリング周波数偏差信号をベ
ースとして、解析ウィンドウの位置における変更の結果
として生じる、２つのシンボル間の位相偏移βk,nを表
す信号を送出する。この位相偏移βk,nを表す信号は、
推測ユニット２３に送出される。
【００６２】このこの位相偏移βk,nを表す信号は、こ
の位相偏移の推測β’k,nであってもよことに留意され
たい。
の位相偏移の推測β’k,nであってもよことに留意され
たい。
【００６３】復調ユニット２２によって使用されるフー
リエ変換から発せられる指数ｋのサブキャリアを変調す
る、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルの要素の推測Ｃ’k,nを
以下の形式で書いてもよいことがわかる。
リエ変換から発せられる指数ｋのサブキャリアを変調す
る、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルの要素の推測Ｃ’k,nを
以下の形式で書いてもよいことがわかる。
【００６４】
【数１７】
【００６５】式中、Ｈk,nは、チャネルの周波数応答を
表し、θk,nは、Ｃk,nで表されるサブキャリアｋを変調
するｎ番目のＯＦＤＭシンボルの要素に割り当てられた
位相であり、ＴGIはガードタイムの持続期間であり、Ｔ
uは、前記シンボルの有用部分の持続期間であり、ｔ
nは、受信したｎ番目のシンボルＣk,nに対する解析ウィ
ンドウＦの時間位置を表す（図２参照）。位相θ
k,nは、以下の数式の結果得られる、解析ウィンドウＦ
の時間位置ｔnによって決定される。
表し、θk,nは、Ｃk,nで表されるサブキャリアｋを変調
するｎ番目のＯＦＤＭシンボルの要素に割り当てられた
位相であり、ＴGIはガードタイムの持続期間であり、Ｔ
uは、前記シンボルの有用部分の持続期間であり、ｔ
nは、受信したｎ番目のシンボルＣk,nに対する解析ウィ
ンドウＦの時間位置を表す（図２参照）。位相θ
k,nは、以下の数式の結果得られる、解析ウィンドウＦ
の時間位置ｔnによって決定される。
【００６６】
【数１８】
【００６７】推測ユニット２３は結果として、変調さ
れ、ここでは以下のように書かれるチャネル３０の応答
Ｈチルダk,nを得る。
れ、ここでは以下のように書かれるチャネル３０の応答
Ｈチルダk,nを得る。
【００６８】
【数１９】
【００６９】したがって、シンボルに対する解析ウィン
ドウの位置ｔnにおけるドリフトの結果、送信チャネル
３０のパルス応答Ｈチルダk,nが明らかに変更される。
ドウの位置ｔnにおけるドリフトの結果、送信チャネル
３０のパルス応答Ｈチルダk,nが明らかに変更される。
【００７０】したがって、２つの連続したシンボルの解
析ウィンドウの時間位置における変化（ｔn−ｔn-1）に
より、以下に等しいサブキャリアｋの位相偏移が生じ
る。
析ウィンドウの時間位置における変化（ｔn−ｔn-1）に
より、以下に等しいサブキャリアｋの位相偏移が生じ
る。
【００７１】
【数２０】
【００７２】この偏移（ｔn−ｔn-1）がサンプリング周
波数ｆe Eをスレーブ化していないことに関連した低速ド
リフトのみによるものである場合、この偏移（ｔn−ｔ
n-1）を以下のように書くことができる。
波数ｆe Eをスレーブ化していないことに関連した低速ド
リフトのみによるものである場合、この偏移（ｔn−ｔ
n-1）を以下のように書くことができる。
【００７３】
【数２１】
【００７４】式中、δは周波数偏移の程度であり、以下
の数式によって与えられる。
の数式によって与えられる。
【００７５】
【数２２】
【００７６】したがって、ｎ番目のシンボルのサブキャ
リアｋの位相偏移の値は、以下に等しい。
リアｋの位相偏移の値は、以下に等しい。
【００７７】
【数２３】
【００７８】この表現はまた、今度は解析ウィンドウ内
のサンプルＮの数と、ガードタイムに対応するサンプル
Δの数を考慮して、以下のように書くことも可能であ
る。
のサンプルＮの数と、ガードタイムに対応するサンプル
Δの数を考慮して、以下のように書くことも可能であ
る。
【００７９】
【数２４】
【００８０】式中、Ｎ＝Ｔu・ｆe Eであり、Δ＝ＴGI・
ｆe Eである。
ｆe Eである。
【００８１】Ｔsは、ＯＦＤＭシンボルの長さの総計を
表すことを明言すべきである。これによって以下が与え
られる。
表すことを明言すべきである。これによって以下が与え
られる。
【００８２】
【数２５】
【００８３】図３に示す実施形態において、受信機２０
は、たとえばサンプルの数として表現されるウィンドウ
進行信号またはウィンドウ遅延信号αを送出するために
設けられたユニット３１を備える。これを行うために
は、たとえば、送信チャネルのパルス応答を推測してか
ら、この応答の第１のピークの時間位置を決定する。こ
の位置により、シンボルの有用部分に対する解析ウィン
ドウの位置ｔnの推測が可能になる（図２参照）。
は、たとえばサンプルの数として表現されるウィンドウ
進行信号またはウィンドウ遅延信号αを送出するために
設けられたユニット３１を備える。これを行うために
は、たとえば、送信チャネルのパルス応答を推測してか
ら、この応答の第１のピークの時間位置を決定する。こ
の位置により、シンボルの有用部分に対する解析ウィン
ドウの位置ｔnの推測が可能になる（図２参照）。
【００８４】この位置の値に応じて、ユニット３１は、
信号αによって表される１つまたは複数のサンプル時間
単位だけ現在の解析ウィンドウを進行または後退させる
よう決定し、該信号αは次に、新しい解析ウィンドウを
決定するために、ユニット２８に送出される。
信号αによって表される１つまたは複数のサンプル時間
単位だけ現在の解析ウィンドウを進行または後退させる
よう決定し、該信号αは次に、新しい解析ウィンドウを
決定するために、ユニット２８に送出される。
【００８５】ユニット３１によって送出される信号αに
より、フーリエ変換を計算するため、ユニット２２によ
って使用される解析ウィンドウを定期的に再調整するこ
とが可能になる。バーストまたは長さが比較的短いフレ
ームの場合、この再調整は、データの復調という帰結が
ないフレーム（またはバースト）の開始において行うこ
とができる。反対の場合には、これによって位相偏移
（考慮中のキャリアに応じて変化する）、完全なアナロ
グからの周波数ｆe Eにおけるエラーによる解析ウィンド
ウの定期的なスリップによって生じる位相偏移が生じ
る。
より、フーリエ変換を計算するため、ユニット２２によ
って使用される解析ウィンドウを定期的に再調整するこ
とが可能になる。バーストまたは長さが比較的短いフレ
ームの場合、この再調整は、データの復調という帰結が
ないフレーム（またはバースト）の開始において行うこ
とができる。反対の場合には、これによって位相偏移
（考慮中のキャリアに応じて変化する）、完全なアナロ
グからの周波数ｆe Eにおけるエラーによる解析ウィンド
ウの定期的なスリップによって生じる位相偏移が生じ
る。
【００８６】ユニット３０はまた、ユニット３１により
送出されるウィンドウ配置信号αによるタイムベース２
８上の意図的なアクションから生じる偏移の部分を考慮
に入れることもできる。この場合、解析ウィンドウの位
置の連続したシンボル間の変化（ｔn−ｔn-1）は、以下
のような形式で書くことができる。
送出されるウィンドウ配置信号αによるタイムベース２
８上の意図的なアクションから生じる偏移の部分を考慮
に入れることもできる。この場合、解析ウィンドウの位
置の連続したシンボル間の変化（ｔn−ｔn-1）は、以下
のような形式で書くことができる。
【００８７】
【数２６】
【００８８】式中、δ＝−δｆe’／ｆe Rであり、Ｔ
は、サンプルの持続期間である（Ｔ＝１／ｆe R）。
は、サンプルの持続期間である（Ｔ＝１／ｆe R）。
【００８９】したがって、ｎ番目のシンボルについての
サブキャリアｋの位相偏移βk,nは、以下に等しい。
サブキャリアｋの位相偏移βk,nは、以下に等しい。
【００９０】
【数２７】
【００９１】たとえば、δ＝１０-5であり、Ｎ／Δ＝４
であり、かつ、ｋ＝３４０５である場合には、位相偏移
β3405＝０．２６ラジアンが得られる。
であり、かつ、ｋ＝３４０５である場合には、位相偏移
β3405＝０．２６ラジアンが得られる。
【００９２】図示していない別の実施形態によれば、ユ
ニット３０は、ウィンドウの進行または後退信号αにの
み関連する２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相偏
移β k,nを表す信号を送出する。この場合、解析ウィン
ドウの位置の連続したシンボル間の変化（ｔn−ｔn-1）
は以下の形式で書くことができる。
ニット３０は、ウィンドウの進行または後退信号αにの
み関連する２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相偏
移β k,nを表す信号を送出する。この場合、解析ウィン
ドウの位置の連続したシンボル間の変化（ｔn−ｔn-1）
は以下の形式で書くことができる。
【００９３】
【数２８】
【００９４】式中、Ｔはサンプルの持続期間（Ｔ＝１／
ｆe R）であり、αはユニット３１によって送出されるウ
ィンドウ進行または後退信号である。
ｆe R）であり、αはユニット３１によって送出されるウ
ィンドウ進行または後退信号である。
【００９５】したがって、ｎ番目のシンボルについての
サブキャリアｋの位相偏移βk,nは、以下に等しい。
サブキャリアｋの位相偏移βk,nは、以下に等しい。
【００９６】
【数２９】
【００９７】送信チャネル３０の作用だけでなく、解析
ウィンドウの位置およびそのドリフトに関連する位相偏
移も修正するために、推測ユニット２３が進行する正確
な方法は、復調ユニット２３（図１および図３参照）に
よって使用される復調のタイプ、すなわち、１つの基準
シンボルまたは複数の連続した基準シンボルとの同期、
分散パイロットとの同期、あるいは差分、によって決ま
る。
ウィンドウの位置およびそのドリフトに関連する位相偏
移も修正するために、推測ユニット２３が進行する正確
な方法は、復調ユニット２３（図１および図３参照）に
よって使用される復調のタイプ、すなわち、１つの基準
シンボルまたは複数の連続した基準シンボルとの同期、
分散パイロットとの同期、あるいは差分、によって決ま
る。
【００９８】図４は、少なくとも１つの基準シンボル
を、フレームまたはバーストの開始において一般に送信
される変調信号のコヒーレント復調を行うタイプのシン
ボル推測ユニット２３のブロック図を示す。この推測ユ
ニット２３は、図３に示す復調ユニット２２から発せら
れる信号Ｙk,nを受信し、復号化ユニット２４に、ｎ番
目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアを変調す
る要素に相当する推測信号Ｃ’k,nを送出する。これは
また、図３に示すユニット３０から、２つの連続したシ
ンボルβ’k,nの間の位相偏移の推測値を受信する。
を、フレームまたはバーストの開始において一般に送信
される変調信号のコヒーレント復調を行うタイプのシン
ボル推測ユニット２３のブロック図を示す。この推測ユ
ニット２３は、図３に示す復調ユニット２２から発せら
れる信号Ｙk,nを受信し、復号化ユニット２４に、ｎ番
目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアを変調す
る要素に相当する推測信号Ｃ’k,nを送出する。これは
また、図３に示すユニット３０から、２つの連続したシ
ンボルβ’k,nの間の位相偏移の推測値を受信する。
【００９９】ユニット２３は、推測および更新ユニット
２３１によって決定されるチャネルＨチルダk,nの周波
数応答の推測が供給される復調器２３０を備える。推測
および更新ユニット２３１はチャネル２３１ａの応答を
推測するためのユニットを備えており、これによって、
基準シンボル（ｎ＝０、１、．．．、ｔ−１、ただしｔ
は連続した基準シンボルの数である）についてのチャネ
ルの応答を推測することが可能になる。また推測および
更新ユニット２３１は、以下の再帰的数式によりチャネ
ルの応答を決定する更新ユニット２３１ｂも備える。
２３１によって決定されるチャネルＨチルダk,nの周波
数応答の推測が供給される復調器２３０を備える。推測
および更新ユニット２３１はチャネル２３１ａの応答を
推測するためのユニットを備えており、これによって、
基準シンボル（ｎ＝０、１、．．．、ｔ−１、ただしｔ
は連続した基準シンボルの数である）についてのチャネ
ルの応答を推測することが可能になる。また推測および
更新ユニット２３１は、以下の再帰的数式によりチャネ
ルの応答を決定する更新ユニット２３１ｂも備える。
【０１００】
【数３０】
【０１０１】次に復調器２３０は、以下の数式によりｎ
番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアを変調
する要素を推測する。
番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアを変調
する要素を推測する。
【０１０２】
【数３１】
【０１０３】分散パイロットを有する信号の復調を行う
よう設計されたコヒーレント復調の場合、推測ユニット
２３はまず、パイロットが送信されて（ＯＦＤＭ信号の
時間周波数プレーン（plane）において）、すべての周
波数において、かつすべてのシンボルについてチャネル
Ｈk,nの周波数応答を推測するために、時間毎、かつ周
波数毎に補間された、送信チャネルの応答を推測する。
これを行うために、推測ユニット２３は、たとえば二次
元タイプ（時間＋周波数）の補間フィルタを有しうる。
よう設計されたコヒーレント復調の場合、推測ユニット
２３はまず、パイロットが送信されて（ＯＦＤＭ信号の
時間周波数プレーン（plane）において）、すべての周
波数において、かつすべてのシンボルについてチャネル
Ｈk,nの周波数応答を推測するために、時間毎、かつ周
波数毎に補間された、送信チャネルの応答を推測する。
これを行うために、推測ユニット２３は、たとえば二次
元タイプ（時間＋周波数）の補間フィルタを有しうる。
【０１０４】パイロットとは、時間周波数領域において
分散されてＯＦＤＭフレームで送信されるデータであ
る。受信機は、これら送信されるデータを認識してい
る。
分散されてＯＦＤＭフレームで送信されるデータであ
る。受信機は、これら送信されるデータを認識してい
る。
【０１０５】周波数軸上の位相偏移θk,nにおける変化
は、不都合ではない。これは、チャネルＨk,n自体の周
波数応答は、周波数の関数として高速で変化し、補間フ
ィルタは、これらの変数を考慮に入れることができるた
めである。一方、チャネルＨ k,nの周波数応答の値が時
間軸に沿って高速に変化するようサポートされていない
ため、サンプリング周波数δｆeのドリフトが大きすぎ
る場合には、補間フィルタを分散することができる。
は、不都合ではない。これは、チャネルＨk,n自体の周
波数応答は、周波数の関数として高速で変化し、補間フ
ィルタは、これらの変数を考慮に入れることができるた
めである。一方、チャネルＨ k,nの周波数応答の値が時
間軸に沿って高速に変化するようサポートされていない
ため、サンプリング周波数δｆeのドリフトが大きすぎ
る場合には、補間フィルタを分散することができる。
【０１０６】図５は、分散パイロットを有する信号の復
調を行うよう設計された推測ユニット２３の特定の実施
形態を示す。この推測ユニット２３は、パイロット上の
みのチャネルの周波数応答を推測するよう意図されたパ
イロット２３１ｃにおいて推測するユニットから構成さ
れるチャネル２３１自身の応答を推測するユニットを有
する。これらの異なる推測はメモリ２３１ｄに格納され
てから、ユニット２３１ｅにおいてリフェーズ（rephas
e）する。ユニット２３１ｅは、ユニット３０（図３）
から連続したシンボルβ’k,nの間の位相偏移の値を受
信する。推測ユニット２３１は補間ユニット２３１ｆも
有する。補間ユニット２３１ｆは、パイロットにおける
チャネル推測についてリフェーズした信号をベースとし
て、すべてのキャリアｋおよびすべての瞬間ｎについて
チャネルＨチルダk,nの周波数応答の推測を送出する。
調を行うよう設計された推測ユニット２３の特定の実施
形態を示す。この推測ユニット２３は、パイロット上の
みのチャネルの周波数応答を推測するよう意図されたパ
イロット２３１ｃにおいて推測するユニットから構成さ
れるチャネル２３１自身の応答を推測するユニットを有
する。これらの異なる推測はメモリ２３１ｄに格納され
てから、ユニット２３１ｅにおいてリフェーズ（rephas
e）する。ユニット２３１ｅは、ユニット３０（図３）
から連続したシンボルβ’k,nの間の位相偏移の値を受
信する。推測ユニット２３１は補間ユニット２３１ｆも
有する。補間ユニット２３１ｆは、パイロットにおける
チャネル推測についてリフェーズした信号をベースとし
て、すべてのキャリアｋおよびすべての瞬間ｎについて
チャネルＨチルダk,nの周波数応答の推測を送出する。
【０１０７】図５の推測ユニット２３はまた、ユニット
２３１によって導入された遅延に対応する遅延を導入す
るよう意図されたユニット２３２も有する。図５の推測
ユニット２３はまた、ユニット２３２から発せられた遅
延データに、値（θ’k,n−θ’k,n-p）に等しい位相偏
移を導入するユニット２３３を有する。なお、当該値
（θ’k,n−θ’k,n-p）とは、すなわち次式で与えられ
る。
２３１によって導入された遅延に対応する遅延を導入す
るよう意図されたユニット２３２も有する。図５の推測
ユニット２３はまた、ユニット２３２から発せられた遅
延データに、値（θ’k,n−θ’k,n-p）に等しい位相偏
移を導入するユニット２３３を有する。なお、当該値
（θ’k,n−θ’k,n-p）とは、すなわち次式で与えられ
る。
【０１０８】
【数３２】
【０１０９】式中、ｐは補間ユニット２３１ｆの遅延で
ある。これによって、サンプリング周波数δｆeのドリ
フトおよびこの遅延中の推測ウィンドウの調整を鑑み
て、遅延データをユニット２３１によって供給される推
測でリフェーズすることが可能になる。位相偏移の値
β’k,n-jは、ユニット３０によって供給される。
ある。これによって、サンプリング周波数δｆeのドリ
フトおよびこの遅延中の推測ウィンドウの調整を鑑み
て、遅延データをユニット２３１によって供給される推
測でリフェーズすることが可能になる。位相偏移の値
β’k,n-jは、ユニット３０によって供給される。
【０１１０】リフェーズされたデータは、等価ユニット
２３０に供給され、等価ユニット２３０は次に復調シン
ボルを復号化ユニット２４（図３）に送出する。
２３０に供給され、等価ユニット２３０は次に復調シン
ボルを復号化ユニット２４（図３）に送出する。
【０１１１】図５は、差分変調によって変調される信号
を復調するタイプの推測ユニット２３を示す。この場
合、有用データＤk,nは、以下の数式に従って変調され
る。
を復調するタイプの推測ユニット２３を示す。この場
合、有用データＤk,nは、以下の数式に従って変調され
る。
【０１１２】
【数３３】
【０１１３】対応する復調は、ユニット２３０において
行われる。推測ユニット２３は、復調ユニット２２から
発せられた入力信号を１つの（長さＴsの）ＯＦＤＭシ
ンボルだけ遅延させる遅延ユニット２３４と、遅延シン
ボルの共役を計算するユニット２３５とを有する。ユニ
ット２３０において復調された信号は、以下のように書
くことができる。
行われる。推測ユニット２３は、復調ユニット２２から
発せられた入力信号を１つの（長さＴsの）ＯＦＤＭシ
ンボルだけ遅延させる遅延ユニット２３４と、遅延シン
ボルの共役を計算するユニット２３５とを有する。ユニ
ット２３０において復調された信号は、以下のように書
くことができる。
【０１１４】
【数３４】
【０１１５】この信号は、ユニット３０から連続したシ
ンボル間の位相偏移β’k,nの値を受信する位相偏移ユ
ニット２３６に供給される。ユニット２３６は次に、以
下の形式の復調信号を送出する。
ンボル間の位相偏移β’k,nの値を受信する位相偏移ユ
ニット２３６に供給される。ユニット２３６は次に、以
下の形式の復調信号を送出する。
【０１１６】
【数３５】
【０１１７】
【数３６】
【０１１８】
【発明の効果】この発明は、送信機側において、送信す
べきデータを２進数から信号に符号化して、変調信号を
形成し、変調信号を有する複数のサブキャリアを変調し
て、ＯＦＤＭシンボルを形成し、送信機および受信機と
の間のチャネルを介して、ＯＦＤＭシンボルを、送信機
サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関
連するレートで送信し、受信機側において、受信機サン
プリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連す
る周波数でクロック信号から、送信機から受信した信号
についての解析ウィンドウを決定して、サンプルのブロ
ックを形成し、考慮中のサンプルのブロックについての
サブキャリアを復調することにより、送信された変調信
号を推測し、当該推測は、送信された信号に対する解析
ウィンドウの位置における変更を修正するよう設計され
ているデータ送信方法及び当該データ送信方法を実施す
る受信機であるため、サンプリング周波数の偏移を修正
可能とするとともに、ＯＦＤＭシステムの受信機の同期
の実施を容易にするか、あるいは、さらにサンプリング
周波数のスレーブ化の省略を可能にすることにより、Ｏ
ＦＤＭ方式に活用でき、低価格のマルチキャリアでデー
タを伝送することを可能にする。
べきデータを２進数から信号に符号化して、変調信号を
形成し、変調信号を有する複数のサブキャリアを変調し
て、ＯＦＤＭシンボルを形成し、送信機および受信機と
の間のチャネルを介して、ＯＦＤＭシンボルを、送信機
サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関
連するレートで送信し、受信機側において、受信機サン
プリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連す
る周波数でクロック信号から、送信機から受信した信号
についての解析ウィンドウを決定して、サンプルのブロ
ックを形成し、考慮中のサンプルのブロックについての
サブキャリアを復調することにより、送信された変調信
号を推測し、当該推測は、送信された信号に対する解析
ウィンドウの位置における変更を修正するよう設計され
ているデータ送信方法及び当該データ送信方法を実施す
る受信機であるため、サンプリング周波数の偏移を修正
可能とするとともに、ＯＦＤＭシステムの受信機の同期
の実施を容易にするか、あるいは、さらにサンプリング
周波数のスレーブ化の省略を可能にすることにより、Ｏ
ＦＤＭ方式に活用でき、低価格のマルチキャリアでデー
タを伝送することを可能にする。
【図１】 複数のキャリア上でデータを送信するシステ
ムの実施形態例のブロック図である。
ムの実施形態例のブロック図である。
【図２】 ＯＦＤＭシンボルの構造を示す説明図であ
る。
る。
【図３】 本発明の方法を実施するよう特に意図され
た、複数のキャリア上でデータを送信するためのシステ
ムにおける受信機のブロック図である。
た、複数のキャリア上でデータを送信するためのシステ
ムにおける受信機のブロック図である。
【図４】 本発明の送信機側において行われるバイナリ
から信号への符号化に応じた、一実施形態による推測ユ
ニットのブロック図である。
から信号への符号化に応じた、一実施形態による推測ユ
ニットのブロック図である。
【図５】 本発明の送信機側において行われるバイナリ
から信号への符号化に応じた、他の実施形態による推測
ユニットのブロック図である。
から信号への符号化に応じた、他の実施形態による推測
ユニットのブロック図である。
【図６】 本発明の送信機側において行われるバイナリ
から信号への符号化に応じた、他の実施形態による推測
ユニットのブロック図である。
から信号への符号化に応じた、他の実施形態による推測
ユニットのブロック図である。
１０ 送信機、１２ 符号化ユニット、１３ フレーム
化ユニット、１４ 変調ユニット、１５ 変換ユニッ
ト、１６ タイムベース、１７ 送信ユニット、２０
受信機、２１ 変換ユニット、２２ 復調ユニット、２
３ 推測ユニット、２３ａ デフレーム化部、２３ｂ
復調部、２３ｃ 推測部、２４ 復号化ユニット、２６
タイムベース、２８ 解析ウインドウ決定ユニット、
２９ 周波数偏差推測ユニット、３０ 送信チャネル、
３１ 解析ウインドウ進行／後退ユニット。
化ユニット、１４ 変調ユニット、１５ 変換ユニッ
ト、１６ タイムベース、１７ 送信ユニット、２０
受信機、２１ 変換ユニット、２２ 復調ユニット、２
３ 推測ユニット、２３ａ デフレーム化部、２３ｂ
復調部、２３ｃ 推測部、２４ 復号化ユニット、２６
タイムベース、２８ 解析ウインドウ決定ユニット、
２９ 周波数偏差推測ユニット、３０ 送信チャネル、
３１ 解析ウインドウ進行／後退ユニット。
Claims (16)
- 【請求項１】 送信機から受信機へマルチキャリア上で
データを送信するデータ送信方法であって、 前記送信機側において、 送信すべきデータを２進数から信号に符号化して、変調
信号を形成するステップと、 前記変調信号を有する複数のサブキャリアを変調して、
ＯＦＤＭシンボルを形成するステップと、 前記送信機および前記受信機との間のチャネルを介し
て、前記ＯＦＤＭシンボルを、送信機サンプリング周波
数と呼ばれるサンプリング周波数に関連するレートで送
信するステップと、 前記受信機側において、 受信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波
数に関連する周波数でクロック信号から、送信機から受
信した信号についての解析ウィンドウを決定して、サン
プルのブロックを形成するステップと、 考慮中の前記サンプルのブロックについての前記サブキ
ャリアを復調することにより、前記送信された変調信号
を推測するステップと、 を備え、 前記推測ステップは、前記送信された信号に対する解析
ウィンドウの位置における変更を修正するよう設計され
ていることを特徴とするデータ送信方法。 - 【請求項２】 前記推測ステップは、考慮中の前記サン
プルのブロックについての前記サブキャリアを復調する
ことと、前記送信機と前記受信機との間の送信チャネル
の作用を修正することとからなり、 前記解析ウィンドウの位置における変更を修正するステ
ップは、２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を
推測することと、前記送信機と前記受信機の間の送信チ
ャネルの作用の前記修正中にこの位相差を使用すること
とからなることを特徴とする請求項１に記載のデータ送
信方法。 - 【請求項３】 ２つの連続したシンボル間の前記位相差
を推測するために、前記送信機のサンプリング周波数 【数１】 に対する前記受信機の前記サンプリング周波数の偏移の
程度を推測することからなり、 前記２つの連続したシンボル間の前記位相差は以下の数
式： 【数２】 に等しく、ここで、Ｔsは考慮中のシンボルの長さ合計
であり、Ｔuはその有用な部分であり、ｋは考慮中のキ
ャリアの指数であり、ｎは考慮中のＯＦＤＭシンボルの
指数であることを特徴とする請求項２に記載のデータ送
信方法。 - 【請求項４】 前記２つの連続したシンボル間の前記位
相差を推測するために、ウィンドウ再配置ユニットによ
ってもたらされた前記解析ウィンドウの位置についての
偏移決定を考慮に入れることからなり、前記２つの連続
したシンボル間の位相差は、以下の数式： 【数３】 に等しく、ここで、Ｔはサンプルの持続期間であり、α
はサンプルの数で表現される偏移決定値であることを特
徴とする請求項２に記載のデータ送信方法。 - 【請求項５】 前記２つの連続したシンボル間の位相差
を推測するために、前記ウィンドウ再配置ユニットによ
ってもたらされる前記解析ウィンドウの位置についての
前記偏移決定を考慮に入れることからなり、前記２つの
連続したシンボル間の位相差は、以下の数式： 【数４】 に等しく、ここで、Ｔはサンプルの持続期間であり、α
はサンプルの数で表現される偏移決定値であることを特
徴とする請求項３に記載のデータ送信方法。 - 【請求項６】 前記送信されたシンボルと同時に送信さ
れた１つまたは複数の基準シンボルについての前記チャ
ネルの前記応答を推測するステップと、 前記連続したシンボル間の位相差を、以下の再帰的数式 【数５】 により前記送信チャネル推測に適用するステップと、を
備え、 ここで、Ｈチルダk,n＝Ｈチルダk,n-1ｅj β’ k,nは指数
ｋのキャリアについて、かつ、指数ｎのＯＦＤＭシンボ
ルについてのチャネル応答の推測を表し、β’ k,nは、
指数ｋのキャリアについての連続した指数ｎ−１および
ｎの前記連続したＯＦＤＭシンボル間の前記位相差の前
記推測であることを特徴とする請求項１ないし５のいず
れかに記載のデータ送信方法。 - 【請求項７】 前記送信されたシンボルと同時に送信さ
れた１つまたは複数の分散パイロットについての送信チ
ャネルの前記応答を推測するステップと、 すべての周波数において、および、すべてのシンボルに
ついてチャネルの周波数応答を時間毎、および、周波数
毎に補間するステップと、 前記連続したシンボル間の位相差を前記送信チャネル推
測に適用するステップとからなることを特徴とする請求
項１ないし５のいずれかに記載のデータ送信方法。 - 【請求項８】 前記２進数から信号への符号化は差分タ
イプであり、前記方法は、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルの
指数ｋの前記キャリアについての差分変調の結果によ
る、前記連続したＯＦＤＭシンボル間の前記位相差だけ
前記位相を偏移することからなることを特徴とする請求
項１ないし５のいずれかに記載のデータ送信方法。 - 【請求項９】 送信機によって送信される信号を受信す
るよう設計され、マルチキャリア上でデータを送信する
ためのシステムにおける受信機であって、 前記送信機は、 送信すべきデータを２進数から信号に符号化して変調信
号を形成し、 前記変調信号を有する複数のサブキャリアを変調して、
ＯＦＤＭシンボルを形成し、 前記ＯＦＤＭシンボルを、送信機サンプリング周波数と
呼ばれるサンプリング周波数に関連するレートで送信す
るよう設計され、 前記受信機は、 受信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波
数に関連する周波数でクロック信号から、送信機から受
信した信号についての解析ウィンドウを決定して、サン
プルのブロックを形成し、 考慮中の前記サンプルのブロックについての前記サブキ
ャリアを復調することで、前記送信された変調信号を推
測するよう設計され、 前記受信機は、前記送信された信号に対する前記解析ウ
ィンドウの前記位置における変更を修正するよう設計さ
れていることを特徴とする受信機。 - 【請求項１０】 前記送信された変調信号を推測するた
めに、考慮中のサンプルの前記ブロックについての前記
サブキャリアを復調する手段と、 前記送信機と前記受信機との間の前記送信チャネルの作
用を修正する手段とを備え、 前記解析ウィンドウの前記位置における変更を修正する
ために、２つの連続したシンボル間の前記位相差を推測
する手段を備え、 前記位相差は、前記送信機と前記受信機の間の前記送信
チャネルの作用を修正する手段によって使用されること
を特徴とする請求項９に記載の受信機。 - 【請求項１１】 前記２つの連続したシンボル間の位相
差を推測するために、前記受信機は、前記送信機のサン
プリング周波数 【数６】 に対する前記受信機の前記サンプリング周波数の偏移の
程度を推測するよう設計され、 前記２つの連続したシンボル間の前記位相差は以下の数
式 【数７】 に等しく、ここで、Ｔsは考慮中のシンボルの長さ合計
であり、Ｔuはその有用な部分であり、ｋは考慮中のサ
ブキャリアの指数であり、ｎは考慮中のＯＦＤＭシンボ
ルの指数であることを特徴とする請求項１０に記載の受
信機。 - 【請求項１２】 前記２つの連続したシンボル間の前記
位相差を推測するために、ウィンドウ再配置ユニットに
よってもたらされた前記解析ウィンドウの位置について
の偏移決定を考慮に入れるよう設計され、前記２つの連
続したシンボル間の位相差は、以下の数式 【数８】 に等しく、ここで、、Ｔはサンプルの持続期間であり、
αはサンプルの数で表現される偏移決定値であることを
特徴とする請求項１０に記載の受信機。 - 【請求項１３】 前記２つの連続したシンボル間の位相
差を推測するために、前記ウィンドウ再配置ユニットに
よってもたらされる前記解析ウィンドウの位置について
の前記偏移決定のみを考慮に入れるよう設計され、前記
２つの連続したシンボル間の位相差は、以下の数式 【数９】 に等しく、ここで、Ｔはサンプルの持続期間であり、α
はサンプルの数で表現される偏移決定値であることを特
徴とする請求項１１に記載の受信機。 - 【請求項１４】 前記送信されたシンボルと同時に送信
された１つまたは複数の基準シンボルについての前記チ
ャネルの前記応答を推測し、かつ、前記連続したシンボ
ル間の位相差を、以下の再帰的数式 【数１０】 により前記送信チャネル推測に適用するよう設計され、
ここで、上式は、指数ｋのキャリアについて、および、
指数ｎのＯＦＤＭシンボルについてのチャネル応答の推
測を表し、β’k,nは、指数ｋのキャリアについての指
数ｎ−１およびｎそれぞれの前記連続したＯＦＤＭシン
ボル間の前記位相差の前記推測であることを特徴とする
請求項９ないし１３のいずれかに記載の受信機。 - 【請求項１５】 前記送信されたシンボルと同時に送信
された１つまたは複数の分散パイロットについての送信
チャネルの前記応答を推測し、すべての周波数におい
て、および、すべてのシンボルについてチャネルの周波
数応答を時間毎、および、周波数毎に補間し、前記連続
したシンボル間の位相差を前記送信チャネル推測に適用
するよう設計されていることを特徴とする請求項９ない
し１３のいずれかに記載の受信機。 - 【請求項１６】 前記送信機によって行われる前記２進
数から信号への符号化は差分タイプであり、ｎ番目のＯ
ＦＤＭシンボルの指数ｋの前記キャリアについての差分
変調の結果による、前記連続したＯＦＤＭシンボル間の
前記位相差だけ前記位相を偏移するよう設計されている
ことを特徴とする請求項９ないし１３のいずれかに記載
の受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9912610A FR2799597B1 (fr) | 1999-10-08 | 1999-10-08 | Procede de transmission de donnees sur porteuses multiples d'un emetteur a un recepteur et recepteur prevu pour la mise en oeuvre dudit procede |
| FR9912610 | 1999-10-08 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001119369A true JP2001119369A (ja) | 2001-04-27 |
| JP4526662B2 JP4526662B2 (ja) | 2010-08-18 |
Family
ID=9550751
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000206375A Expired - Fee Related JP4526662B2 (ja) | 1999-10-08 | 2000-07-07 | データ送信方法および受信機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6876672B1 (ja) |
| JP (1) | JP4526662B2 (ja) |
| FR (1) | FR2799597B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100480765B1 (ko) * | 1999-03-26 | 2005-04-06 | 삼성전자주식회사 | 직교 주파수 분할 다중화 전송/수신 시스템 및 이를 이루기위한블록 엔코딩 방법 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19961777A1 (de) * | 1999-12-21 | 2001-07-12 | Rudolf Bannasch | Verfahren und Vorrichtungen zur Informationsübertragung |
| EP2161867B1 (en) * | 2000-11-17 | 2011-01-26 | Panasonic Corporation | OFDM communication device |
| US7106709B2 (en) * | 2000-11-29 | 2006-09-12 | Telefonaktiebologet Lm Ericsson (Publ) | Timing drift compensation in wireless packet-based systems |
| US7570626B2 (en) * | 2002-07-16 | 2009-08-04 | Panasonic Corporation | Communication method, transmitting device using the same, and receiving device using the same |
| GB2395094A (en) * | 2002-10-28 | 2004-05-12 | Sony Uk Ltd | Determining a symbol synch time in an OFDM receiver |
| EP1503534B1 (en) * | 2003-07-28 | 2006-01-04 | Alcatel | Method and device for selecting subcarriers according to quality of service requirements in a multicarrier communications system |
| US7711377B2 (en) | 2004-06-10 | 2010-05-04 | Qualcomm Incorporated | Efficient paging in a wireless communication system |
| US20060159194A1 (en) * | 2005-01-20 | 2006-07-20 | Texas Instruments Incorporated | Scalable pre-channel estimate phase corrector, method of correction and MIMO communication system employing the corrector and method |
| US7876842B2 (en) * | 2006-04-14 | 2011-01-25 | Panasonic Corporation | Multicarrier transmission method, multicarrier modulation signal transmission apparatus, multicarrier modulation signal reception apparatus, multicarrier modulation signal transmission method, and pilot signal generation method |
| US8208522B2 (en) * | 2008-03-07 | 2012-06-26 | Nokia Corporation | System and methods for receiving OFDM symbols having timing and frequency offsets |
| EP2141878A1 (en) * | 2008-07-05 | 2010-01-06 | ST Wireless SA | Method and apparatus for OFDM spectral diversity using guard bands |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1070518A (ja) * | 1996-08-26 | 1998-03-10 | Pioneer Electron Corp | ディジタル放送用受信機 |
| JP2001156742A (ja) * | 1999-11-26 | 2001-06-08 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2670062B1 (fr) * | 1990-11-30 | 1993-11-12 | Thomson Csf | Procede de recalage des oscillateurs locaux d'un recepteur et dispositif pour la mise en óoeuvre du procede. |
| DE4306590A1 (de) * | 1992-09-21 | 1994-03-24 | Rohde & Schwarz | Digitales Rundfunk-Sendernetz-System |
| JPH0746218A (ja) * | 1993-07-28 | 1995-02-14 | Sony Corp | ディジタル復調装置 |
| US5444697A (en) * | 1993-08-11 | 1995-08-22 | The University Of British Columbia | Method and apparatus for frame synchronization in mobile OFDM data communication |
| FR2743967B1 (fr) * | 1996-01-18 | 1998-03-27 | France Telecom | Procede et dispositif de synchronisation temporelle d'un recepteur d'un signal multiporteuse |
| US5732113A (en) * | 1996-06-20 | 1998-03-24 | Stanford University | Timing and frequency synchronization of OFDM signals |
| JP3556412B2 (ja) * | 1996-10-14 | 2004-08-18 | アルパイン株式会社 | デジタルオーディオ放送における受信装置 |
| KR100224863B1 (ko) * | 1997-08-20 | 1999-10-15 | 윤종용 | Ofdm 수신기를 위한 등화 방법과 등화기 |
-
1999
- 1999-10-08 FR FR9912610A patent/FR2799597B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-07-07 JP JP2000206375A patent/JP4526662B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-07-24 US US09/624,858 patent/US6876672B1/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1070518A (ja) * | 1996-08-26 | 1998-03-10 | Pioneer Electron Corp | ディジタル放送用受信機 |
| JP2001156742A (ja) * | 1999-11-26 | 2001-06-08 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100480765B1 (ko) * | 1999-03-26 | 2005-04-06 | 삼성전자주식회사 | 직교 주파수 분할 다중화 전송/수신 시스템 및 이를 이루기위한블록 엔코딩 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2799597A1 (fr) | 2001-04-13 |
| US6876672B1 (en) | 2005-04-05 |
| FR2799597B1 (fr) | 2004-02-20 |
| JP4526662B2 (ja) | 2010-08-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100377257B1 (ko) | 멀티-캐리어 복조 시스템내 정밀 주파수 동기화 방법 및장치 | |
| US7450654B2 (en) | Method and apparatus for multicarrier channel estimation and synchronization using pilot sequences | |
| US8428001B2 (en) | Timing corrections in a multi carrier system and propagation to a channel estimation time filter | |
| JP4533492B2 (ja) | Ｏｆｄｍ通信システムにおける周波数オフセットの推定装置 | |
| KR100186930B1 (ko) | 직교성 주파수 분할 다중화 방식 신호를 이용한초기프레임동기화방법 | |
| US10181923B2 (en) | Apparatus and method for generating and using a pilot signal | |
| US7305053B2 (en) | Dat-aided frequency offset detection using phase unwrapping | |
| WO1998000946A2 (en) | Timing and frequency synchronization of ofdm signals | |
| JP3429746B2 (ja) | マルチキャリア復調システムにおけるエコー位相オフセット補正 | |
| US20040062191A1 (en) | Distributed pilot multicarrier signal designed to limit interference affecting said pilots | |
| JP4526662B2 (ja) | データ送信方法および受信機 | |
| EP0991237A1 (en) | Multicarrier communication method with time-frequency differential encoding | |
| US6862297B1 (en) | Wide range frequency offset estimation in OFDM systems | |
| US20210359889A1 (en) | Symbol generator and symbol generation method | |
| KR100246452B1 (ko) | 직교 주파수 분할 다중화 전송 방식에서 주파수 동기 장치 및방법 | |
| CN1954572B (zh) | 借助于导频支持的相位值估计的ofdm接收机的相位和频率跟踪 | |
| CN109688081A (zh) | 一种基于tetraⅱ标准的信号频偏估计方法、无线通信系统 | |
| US20020085651A1 (en) | Removing frequency and timing offsets in digital transmitters and receivers | |
| US9197400B1 (en) | Method and apparatus for joint estimation of carrier frequency offset and sampling frequency offset | |
| JP2001044963A (ja) | 受信装置 | |
| CN107872868B (zh) | 信号处理的方法、设备和系统 | |
| US20240107475A1 (en) | Radio communications | |
| JP2000324080A (ja) | 無線通信システム用送信機および受信機、ならびに受信周波数偏差の補正方法 | |
| JP2003110524A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| KR100980498B1 (ko) | 부반송파의 리오더링이 필요하지 않은 ｏｆｄｍ 수신기 및ｏｆｄｍ 신호처리방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070619 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100122 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100202 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100423 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100601 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100602 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130611 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |