CN109688081A - 一种基于tetraⅱ标准的信号频偏估计方法、无线通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线通信技术领域，公开了一种基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法、无线通信系统；帧结构中频域方向从第13子载波到第20子载波，时域方向第3到第10个符号的范围内，帧结构中是固定的复数符号，在信号的频谱上固定位置产生一个峰值；在接收端取出帧结构中时域3—10符号内的频率同步符号，用中心频率为2*fHz(f是子载波带宽，TETRAⅡ中是2400Hz)，带宽小于f的带通滤波器滤除信号多余分量，再根据峰值的偏移量估计出信号的频偏值。利用频率同步信号的频域特性来进行频偏的估计，可以不受不受同步符号的数目和排列方式限制；本发明利用频率同步信号的频域特性来进行频偏估计的方法，估计范围较大。

Description

一种基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法、无线通信系统

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法、无线通信系统。

背景技术

目前，业内常用的现有技术是这样的：目前普遍使用的频偏估计方法是在发端向信号中加入固定的频率同步信号，信道中的频偏会让这些符号的相位产生线性偏移，可以在收端使用该符号和从接收信号中取出的同步符号进行共轭相乘，根据结果的相位值可以计算出频偏估计值；信号的相位值是有限的，当相位值超过π时，信号的相位值就会翻转，估计值也会失效，因此当频率同步符号的长度较短时，频偏估计的范围就会较小。目前解决该问题的主要思路是增加频率同步符号的长度，但对于有些系统而言，帧结构固定无法改变，因此这种方法也无法实现。TETRA数字集群移动无线通信系统是ETSI(欧洲通信标准协会)为了满足欧洲各国的专业部门对移动通信的需要而设计、定制统一标准的开放性系统。同时为了满足高速数据传输和使用基于IP的高速多媒体应用，TETRA标准发展出TRTRAⅡ，其物理层采用了基于滤波器组的多载波调制FMT技术。目前该系统在我国公安、交通运输方面得到了广泛应用，因此自主研究TETRAⅡ系统具有重要的意义，其中很重要的一部分就是频偏估计。

综上所述，现有技术存在的问题是：目前普遍使用的频偏估计方法存在信号的相位值是有限的，当相位值超过π时，信号的相位值翻转，估计值失效，当频率同步符号的长度较短时，频偏估计的范围就会较小；目前解决该问题的主要思路是增加符号长度，但对于有些系统而言，帧结构固定无法改变，因此这种方法也无法实现增大频偏估计范围的目的。

解决上述技术问题的难度和意义：因此对于TETRAⅡ标准而言，由于其帧结构固定，且帧结构中频率同步符号较少且不连续，如果使用传统的用频率同步符号共轭相乘的方法来估计频偏，会导致频偏估计范围过小，而一旦超出范围，频偏估计方法就会失效，限制了系统的性能。

发明内容

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法、无线通信系统。

本发明是这样实现的，一种基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法，所述基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法包括：帧结构中频域方向从第13子载波到第20子载波，时域方向第3到第10个符号的范围内，帧结构中是固定的频率同步符号，在信号的频谱图上正负2*f(f为信号的子载波符号速率，TETRAⅡ中为2400Hz)Hz的位置处产生两个峰值；具体方法为：在接收端帧同步之后取出时域3—10符号内的信号，然后和中心频率为2*fHz，带宽小于f的带通滤波器做卷积运算，滤除多余分量；此时由于卷积算法会给信号带来一些冗余，去掉这些冗余；不妨设fft的点数为n_fft，系统采样频率为fs，然后对信号做n_fft点fft运算，然后计算出偏移量。

计算偏移量有两种方法：

法一：首先发端调制好的信号同样按照上图的流程，取出时域3—10符号的信号，然后经过中心频率2*f的滤波器滤波，然后做n_fft(fft运算的点数)的fft运算，然后保存下来；收到的信号经过fft运算之后，和上述保存的数据做卷积运算，n_fft点fft运算后信号的长度为n_fft，因此卷积运算的结果长度为n_fft*2+1；不妨设卷积结果的峰值位置为p1，如果没有偏移，那么p1＝n_fft+1处，因此偏移量为p1-n_fft-1，那么频偏估计值为(p1-n_fft-1)*fs/n_fft(Hz)。

法二：画出前述经过fft的信号的幅值，只取1—fs/2频率范围内的幅值，会观察到一个峰值，不妨设峰值的位置是p2。那么频偏的估计值为：

(p2-1)*fs/n_fft–2*f(Hz)；

进一步，所述(2)帧结构中频域方向从第13子载波到第20子载波，时域上从第3个符号到第10个符号是由60个频偏同步符号F和4个导频符号p组成，TETRAⅡ标准给出了F和p的值，这些符号会在频域2*f位置处产生一个峰值。

进一步，所述基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法的频率同步包括：先通过估计算法得到估计频偏值，再通过对频偏进行补偿；补偿时按照傅立叶变换公式其中ω是角速度，且ω＝2π*f'，f'是频偏估计值。

本发明的另一目的在于提供一种应用所述基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法的无线通信系统。

综上所述，本发明的优点及积极效果为：传统的频偏估计方法利用频率同步符号的时域特性来估计频偏值，这种方法受限于频率同步符号在时域的长度和排列方式，因此面对TETRAⅡ这样的帧结构中频率同步符号较少且不连续的系统，就会产生频偏估计范围较小的问题；而利用频率同步信号的频域特性来进行频偏的估计，可以不受这些因素的限制：TETRAⅡ标准给出了帧结构中使用的频率同步符号，这些给定的符号可以在频域固定位置2*fHz处产生一个峰值，因此根据这一特性，在收端用fft观察频率同步符号的频谱图，找到峰值的位置减去2*f，即可得到频偏估计值，因此这种方法解决了传统方法频偏估计范围较小的问题，只要频偏小于子载波带宽fHz(当频偏大于子载波带宽时，有可能产生子载波间干扰，导致频偏无法补偿)；

同时在仿真过程中发现，收端在使用fft计算频率同步符号的频谱图的峰值位置时，受fft点数n_fft的影响，计算的频谱图峰值位置会产生一定的偏差：对采样频率为fs的系统来说，n_fft点fft运算的频率分辨率为fs/n_fft，因此会产生–fs/n_fft----fs/n_fft范围的偏差，且随着频偏值的增大，误差会逐渐累积，限制了方法的最大频偏估计值。

附图说明

图1是本发明实施例提供的基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法原理流程图。

图2是本发明实施例提供的FMT系统调制原理框图。

图3是本发明实施例提供的FMT系统解调原理框图。

图4是本发明实施例提供的滤波器时域脉冲采样示意图。

图5是本发明实施例提供的32子载波FCB帧结构示意图。

图6是本发明实施例提供的频率同步符号弧度值FrCS示意图。

图7是本发明实施例提供的掺杂在频率同步符号中的导频符号p示意图。

图8是本发明实施例提供的频率同步信号频谱图。

图9是本发明实施例提供的方法一的频偏估计仿真结果示意图。

图10是本发明实施例提供的方法二的频偏估计仿真结果示意图。

图11是本发明实施例提供的基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法具体实现流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明首先设计一种基于频偏估计符号的时域特性的算法，通过仿真分析算法的不足，基于此提出改进的频偏估计方法，并仿真性能。

下面结合附图对本发明的应用原理作详细的描述。

如图1所示，本发明实施例提供的基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法包括以下步骤：

S101：帧结构中频域方向从第13子载波到第20子载波，帧结构中是固定的复数频率同步符号，在信号的频谱图上固定位置产生峰值；

S102：在接收端取出时域3—10符号内的信号，用中心频率为2*fHz(f是子载波带宽，TETRAⅡ中为2400)，带宽小于f的带通滤波器滤除信号多余分量，再根据峰值的偏移量可以估计出信号的频偏值。

下面结合附图对本发明的应用原理作进一步的描述。

1.TETRA(Terrestrial Trunked Radio–陆上集群无线电)数字通信系统是基于数字时分多址(TDMA)技术的专业移动数字通信系统，系统是由ETSI(欧洲通信标准协会)制定的开放性系统标准。随着互联网、多媒体等应用对通信数据速率要求的增加，TETRA标准发展出TETRAⅡ，主要成果是TETRA增强数据业务(TEDS)，其中采用了许多先进的技术。TETRAⅡ的物理层采用了一系列先进的技术：

采用了基于滤波器组的多载波调制方式，在频率选择性衰落信道中表现出很好的鲁棒性。子载波数目从8个(25kHz信道带宽)到48个(150kHz信道带宽)，子载波间隔设置为2700Hz。子载波上符号的调制方式有3中QAM调制(4-QAM、16-QAM、64-QAM)以及π/8-DQPSK调制和π/4-DQPSK调制，用户可以自行选择不同的子载波调制方式来适应传输信道。同时，TETRAⅡ采用了链路自适应技术，可以根据信道状态自适应选择子载波调制方式和信道带宽来增加系统性能。

信道编码上，在业务信道使用码率1/2和2/3的PCCCturbo编码。标准中对帧结构做出了规定，本发明针对TETRAⅡ的物理层频偏估计算法在具体帧结构(以FCB，FrequencyCorrection downlink burst帧结构为例)中的实现。

2.FMT调制的基本原理以及频率同步的基本思路

多载波调制是把数据流串并转换为多个子数据流，相比于原来的单载波调制，每个子载波的传输速率低得多，在信道中传输时，可以设置子载波数目保证子载波传输速率低于多径信道的相干带宽，子载波经历平坦衰落，提高系统性能。

FMT(滤波多音调制)是多载波调制的一种实现方式，和OFDM调制不同，第一FMT调制信号的子载波互不重叠，第二FMT不要求子载波具有相互正交等特性，它通过滤波器组将整个带宽划分为若干个子载波，同时可以通过设置原型滤波器的参数调整子载波之间的间隔，利用子载波来传输信息。其中，每个子载波都有一个对应的滤波器，起到对各个子载波频谱的严格限制的作用，降低了子载波的旁瓣对其它载波的影响。

FMT系统性能取决于滤波器组的设计。滤波器组是由一定数量的滤波器组成的，在发端，每个子载波对应一个子带滤波器，输出时合为一路信号，完成频率复用；收端的滤波器组又称为分析滤波器或频率解复用器，接收信号经过不同的子带滤波器得到对应的子载波信号，完成频率解复用。滤波器组中的子带滤波器带宽是可以不同的，称为非均匀滤波器组；如果所有的子带滤波器带宽相同称为均匀滤波器组。TETRAⅡ标准采用的是均匀滤波器组，滤波器组中的滤波器由一个原型滤波器经过频谱搬移得到。但发端滤波器组(综合滤波器组)和收端滤波器组(分析滤波器组)应该是匹配的。

图2是FMT系统调制原理框图，经过编码和映射的QAM符号a_m(n)，m＝0，1，...，M-1，不妨设上采样倍数为K，经过K倍上采样之后，每一路子载波信号经过原型滤波器h(n)后，再进行频谱搬移后将多路子载波间隔混至一路完成调制，调制输出信号为：

其中，M表示子载波的个数，h(t)是发端原型滤波器，T是信号的周期，f_c是不同子载波的中心频率。

FMT解调过程如图3所示，可以看作调制的逆过程，经过频谱下搬移后，子载波信号搬移到基带，然后通过收端原型滤波器g(t)滤除带外干扰，然后做下采样可以得到子载波QAM复数符号。如果想在收端还原信号，收端滤波器和发端滤波器必须是匹配滤波器。

TETRAⅡ标准规定了FMT使用的滤波器为平方根升余弦滤波器，这样在收发两端的两个平方根升余弦滤波器就可以构成一组匹配滤波器，同时规定滤波器的滚降系数α＝0.2，滤波器的阶数可以根据用户需求设置，但一般来说阶数越高系统性能越好，仿真时采用576阶滤波器，滤波器时域脉冲波形如图4所示。

频率同步分为两个步骤：先通过估计算法得到估计频偏值，再通过一定的手段对频偏进行补偿。补偿的时候按照傅立叶变换公式其中ω是角速度，且ω＝2π*f'，f'是频偏估计值。所以频率同步的关键就在于频偏估计值的计算。

频偏估计算法的设计和具体的帧结构密不可分。TETRAⅡ中针对不同的应用环境设计了不同的帧结构格式，仿真中我选用FCB帧结构，该帧结构的主要作用是纠正移动台(MS)的频偏，同时向移动台广播其它的同步信息，FCB的频偏估计算法具有代表性。32子载波的FCB帧结构如图5所示：

FCB帧结构的频率同步符号F在频域方向(垂直方向)上只有8个符号，同时在时域方向(水平方向)上不连续，是FCB频偏估计算法实现的主要难点。

系统主要参数：TETRAⅡ中规定每个子载波的带宽为2400Hz，记为f；子载波间隔为子载波带宽的m倍(TETRAⅡ中，m＝1.125)；子载波数目为M(仿真中M为32)；因此系统采样率为f_s＝M*f*m。

3.频偏估计方法1：利用已知序列在时域：

基本思想：不妨设同步符号中的某一符号为x＝a*e^j2πft，其中t为符号在时域中的位置，设信道多普勒频移为f₁，那么同步符号经历信道之后的信号为(不考虑高斯白噪，因为噪声只影响信号的功率)：

收到的符号r和x共轭相乘：

那么频偏估计值可表示为：

具体实现：利用子载波在时域方向的7个频率同步符号，在收端和本地同步符号做共轭相乘，根据上面的公式可以计算出每个子载波的频偏估计值，然后取平均值作为信号的频偏估计值进行补偿。

该方法的优缺点：频偏估计范围受频率同步符号的限制，FCB中频偏估计符号在时域方向太短且不连续，会导致angle()角度值在频偏较小的时候就发生π到-π的旋转，导致算法失效；优点在于当频偏在范围内时，算法估计的精度较高。

4.频偏估计的方法2：在频域利用已知序列的频域特性

帧结构中频域方向从第13子载波到第20子载波，时域上从第3个符号到第10个符号是由60个频偏同步符号F和4个导频符号p组成，TETRAⅡ标准给出了F和p的值，如图6和图7所示：图中给出的是相位值除以π，实现中使用e^jFrCS*π，对p也一样。

在子载波13到20，符号3到10的区域内，帧结构中是固定的复数符号，这些符号会在信号的频谱图上产生固定的形状，频谱图如图8：

图8中x轴是从0到fs/2的频率值，y轴是各个频率分量的幅值。可以看到，频率同步符号会在4800Hz处(图中标记位置，由于使用8192点FFT观察频谱，产生一定的偏差，图中为4799)产生一个峰值，利用此特性，在接收端取出时域3—10符号内的信号，用中心频率为4800Hz，带宽小于f的带通滤波器滤除信号多余分量，再根据峰值的偏移量可以估计出信号的频偏值。

方法的优缺点：利用频率同步信号的频域特性来进行频偏的估计，可以不受频率同步符号数量的影响，因此估计范围较大。

下面结合仿真对本发明的应用效果作详细的描述。

方法1的仿真结果如图9：

图9中，x轴是仿真时在信道中实际添加的频偏值，y轴是频偏估计算法估计出的频偏值。

可以看到，方法1的频偏估计最大值在0.03*fHz左右，主要原因是受到频率同步符号数目的影响。但同时，以图中标注出的点为例，信道分别添加了36Hz和68Hz的频偏，但估计值分别为36.63Hz和69.11Hz，误差在1Hz左右，估计值较为精确。

方法2的仿真结果，如图10：

图10中，x轴是仿真时在信道中实际添加的频偏值，y轴是频偏估计算法估计出的频偏值。

可以看到，相比于方法1，方法2的频偏估计范围要大很多，约为0.65*f Hz。但同时，以图中标注的点为例，信道分别添加了550Hz和1600Hz的频偏，估计值分别为548.4Hz和1540Hz，出现这种情况的主要原因是收端用fft计算频谱时，受fft点数的影响信号的频谱图有一定的误差。以此仿真为例，采样率f_s＝2400*32*1.125＝86400，同时选择fft点数为8192点fft，因此频域的分辨率为：

因此这种方法无法精确定位峰值的位置，有d Hz的误差，同时随着频偏的增大，误差不断积累，限制了方法的频偏估计上限。但FMT系统由于子载波之间有保护间隔的存在，因此只要频偏小于子载波间隔就不会产生子载波间干扰，可以结合信道估计方法消除误差。

总的来说，方法1使用频率同步符号的相关性来做频偏估计，估计值较为精确，但受限于频率同步符号的数目过少，导致符号相位的翻转，因此频偏的估计范围较小；方法2利用频率同步符号的频域特征，摆脱了频域同步符号的数目的限制，频偏估计范围较大，但同时由于fft点数的限制对估计精度造成一定的影响，需要结合信道估计一起使用。

传统的频偏估计方法利用频率同步符号的时域特性来估计频偏值，这种方法受限于频率同步符号在时域的长度和排列方式，因此面对TETRAⅡ这样的帧结构中频率同步符号较少且不连续的系统，就会产生频偏估计范围较小的问题；而利用频率同步信号的频域特性来进行频偏的估计，可以不受这些因素的限制：TETRAⅡ标准给出了帧结构中使用的频率同步符号，这些给定的符号可以在频域固定位置2*fHz处产生一个峰值，因此根据这一特性，在收端用fft观察频率同步符号的频谱图，找到峰值的位置减去2*f，即可得到频偏估计值，因此这种方法解决了传统方法频偏估计范围较小的问题，只要频偏小于子载波带宽fHz(当频偏大于子载波带宽时，有可能产生子载波间干扰，导致频偏无法补偿)；

同时在仿真过程中发现，收端在使用fft计算频率同步符号的频谱图的峰值位置时，受fft点数n_fft的影响，计算的频谱图峰值位置会产生一定的偏差：对采样频率为fs的系统来说，n_fft点fft运算的频率分辨率为fs/n_fft，因此会产生–fs/n_fft----fs/n_fft范围的偏差，且随着频偏值的增大，误差会逐渐累积，限制了方法的最大频偏估计值。这个问题的主要原因是fft点数n_fft太小，因此可以通过增大n_fft解决，但同时对于TETRAⅡ系统来说，他的物理层技术FMT由于各个子载波之间有保护间隔的存在，因此当频偏估计的误差不超过子载波间隔时不会产生严重的子载波间干扰，再结合信道估计算法可以消除这种影响。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法，其特征在于，所述基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法包括：帧结构中频域方向从第13子载波到第20子载波，时域方向第3到第10个符号的范围内，帧结构中是固定的复数频率同步符号，在信号的频谱上固定位置会产生一个峰值；在接收端取出帧结构中时域3—10符号内的信号，用中心频率为2*fHz(f是子载波带宽，TETRAⅡ中是2400Hz)，带宽小于f的带通滤波器滤除信号多余分量，再根据峰值的偏移量估计出信号的频偏值。

2.如权利要求1所述的基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法，其特征在于，所述帧结构中是固定的复数符号，在信号的频谱图上正负2*fHz的位置处产生两个峰值；具体方法为：在接收端帧同步之后取出时域3—10符号内的信号，然后和中心频率为2*fHz(f为信号的子载波符号速率，TETRAⅡ中为2400Hz，fft的点数为n_fft，系统采样频率为fs)，带宽小于f的带通滤波器做卷积运算，实现滤波，然后对信号做n_fft点fft运算，然后计算出偏移量。

3.如权利要求1所述的基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法，其特征在于，所述计算偏移量方法包括：首先发端调制好的信号同样按照图11所示的流程，取出时域3—10符号的信号，然后经过中心频率2*f的滤波器滤波，然后做n_fft的fft运算，然后保存下来；收到的信号经过fft运算之后，和保存的数据做卷积运算，n_fft点fft运算后信号的长度为n_fft，卷积运算的结果长度为n_fft*2+1；卷积结果的峰值位置为p1，如果没有偏移，那么p1＝n_fft+1；若偏移量为p1-n_fft-1，那么频偏估计值为(p1-n_fft-1)*fs/n_fft(Hz)。

4.如权利要求1所述的基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法，其特征在于，所述计算偏移量方法包括：收到的信号经过fft运算之后，得到信号fft之后的幅值，只取频率范围在1—fs/2内的幅值，会出现一个峰值，设峰值的位置是p2，则频偏的估计值为：

(p2-1)*fs/n_fft–2*f。

5.如权利要求1所述的基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法，其特征在于，所述基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法的频率同步包括：先通过估计算法得到估计频偏值，再通过对频偏进行补偿；补偿时按照傅立叶变换公式其中ω是角速度，且ω＝2π*f'，f'是频偏估计值，f(t)是收端带有频偏的信号。

6.一种应用权利要求1～5任意一项所述基于TETRAⅡ标准的信号频偏估计方法的无线通信系统。