KR20080099086A - Ｏｆｄｍ 또는 ｏｆｄｍａ를 지원하는 무선통신시스템에서의 채널 추정 장치 및 방법 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 또는 ｏｆｄｍａ를 지원하는 무선통신시스템에서의 채널 추정 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20080099086A
KR20080099086A KR1020070044723A KR20070044723A KR20080099086A KR 20080099086 A KR20080099086 A KR 20080099086A KR 1020070044723 A KR1020070044723 A KR 1020070044723A KR 20070044723 A KR20070044723 A KR 20070044723A KR 20080099086 A KR20080099086 A KR 20080099086A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
channel
pilot
estimating
time offset
weight
Prior art date
Application number
KR1020070044723A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100877742B1 (ko
Inventor
김병철
이정자
Original Assignee
포스데이타 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 포스데이타 주식회사 filed Critical 포스데이타 주식회사
Priority to KR1020070044723A priority Critical patent/KR100877742B1/ko
Priority to US12/445,129 priority patent/US20100027698A1/en
Priority to PCT/KR2007/004986 priority patent/WO2008044888A1/en
Priority to CN2007800378831A priority patent/CN101523839B/zh
Priority to JP2009532297A priority patent/JP5055373B2/ja
Publication of KR20080099086A publication Critical patent/KR20080099086A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100877742B1 publication Critical patent/KR100877742B1/ko
Priority to US13/593,120 priority patent/US8861633B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2675—Pilot or known symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

OFDM 또는 OFDMA를 지원하는 무선통신 시스템에서 채널을 추정하는 장치 및 방법이 개시된다. 상기 방법은, 수신신호로부터 복수 개의 파일럿들을 추출하여 시간 오프셋 및/또는 반송파 주파수 오프셋에 따른 오차를 보상하는 단계와, 상기 오차가 보상된 파일럿들의 채널 추정치와 상기 파일럿들 각각에 대하여 미리 연산된 가중치들의 곱을 이용하여 상기 수신신호에 대한 채널을 추정하는 단계를 포함하고, 상기 장치는, 수신신호를 입력받아 시간 오프셋을 추정하는 시간 오프셋 추정부와, 상기 추정된 시간 오프셋을 이용하여 위상오차를 보상하는 시간 오프셋 보상부와, 미리 연산된 가중치들을 저장하도록 구성된 가중치 저장부와, 및 상기 시간 오프셋이 보상된 수신신호에 대한 파일럿 채널 추정치들과 상기 가중치들과의 곱 형태로 상기 수신신호의 채널을 추정하는 적어도 하나의 채널 추정부를 포함하여, 채널 추정 시 이용되는 보간(interpolation) 및/또는 평균(averaging) 등과 같은 비병렬적인 처리를 줄임으로써 수신 시스템의 구현을 용이하게 하고 연산량을 줄일 수 있다.

Description

ＯＦＤＭ 또는 ＯＦＤＭＡ를 지원하는 무선통신 시스템에서의 채널 추정 장치 및 방법{Apparatus and Method for Estimating Channel in OFDM/OFDMA System}
도 1은 IEEE 802.16d/e 기반의 휴대인터넷 시스템에서 사용되는 프레임 구조의 일 예를 나타낸 도면.
도 2는 도 1의 하향링크 PUSC 부채널 구간에서 할당되는 부반송파 구조의 일부를 나타내는 도면.
도 3은 SISO 시스템과 MIMO 시스템의 개요를 설명하는 도면.
도 4는 2×2 MIMO 시스템에서 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 신호 전송 방법을 설명하는 도면.
도 5는 2×2 MIMO 시스템에서 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나가 각각 송신하는 하향링크 PUSC 모드의 파일럿 패턴을 예시하는 도면.
도 6은 수신 안테나에서 수신된 파일럿 및 데이터 패턴을 나타내는 도면.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 추정 장치를 나타내는 구성도.
도 8은 도 7의 시간 오프셋 추정부를 나타내는 구성도.
도 9는 본 발명에 따른 시간 오프셋 추정 방법을 설명하기 위한 도면.
도 10은 도 7의 반송파 주파수 오프셋 추정부를 나타내는 구성도.
도 11는 본 발명에 따른 가중치를 연산하는 방법의 흐름도.
도 12는 도 11의 가중치 연산 방법을 설명하기 위한 프레임의 일부를 나타내는 도면.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 추정 방법을 나타내는 흐름도.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
100: FFT부 200: 오프셋 추정부
300: 오프셋 보상부 400: 채널 추정부
500: 가중치 저장부
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 전송 시스템에서의 채널 추정에 관한 것으로, 보다 상세하게는 OFDM 또는 OFDMA을 지원하는 무선통신 시스템에서 파일럿의 패턴에 따른 채널 추정 장치 및 방법에 관한 것이다.
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)이나 이에 기반한 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)는 넓은 대역의 단일 반송파(carrier) 대신 서로 직교성을 갖는 여러 부반송파(subcarrier)를 이용하여 데이터를 병렬로 보내는 전송 방식으로, 매우 큰 ISI(Inter-Symbol Interference)를 갖는 주파수 선택적 페이딩(fading) 채널에서도 좁은 대역의 각 부채널(subchannel)이 플랫 페이딩(flat fading) 특성을 갖게 된다는 사실에 기초한 방식이다.
이러한 OFDM/OFDMA 시스템은 단일 반송파를 사용하는 통신 시스템에 비해 높 은 주파수 효율성과 전송율을 가진다. 그러나, 이러한 OFDM/OFDMA 시스템에서도 수신측에서는 수신된 OFDM/OFDMA 심볼(symbol)(이하, '심볼'이라 함)에 대해 채널 환경에 따른 왜곡 보상을 필요로 한다. 특히, OFDM/OFDMA 시스템이 휴대 인터넷 서비스처럼 이동성(mobility)을 보장하는 시스템인 경우에는 무선 채널 환경이 시변(time-varying)하는 특징을 가지고 있다. 이에 따라 채널 추정도 변화하는 채널을 계속 추적(tracking)하도록 설계되어야 한다. 시변 채널에 대한 채널 추정을 위해, 송신측은 심볼 내의 일부 부반송파에 할당되는 파일럿 부반송파에 수신측이 이미 알고 있는 파일럿(pilot) 신호를 전송한다. 그러면 수신측은 실제로 데이터가 전송되는 부반송파에 대한 채널 추정을 파일럿을 이용하여 수행한다.
그러나, 상술한 파일럿을 이용하여 채널을 추정하는 경우, 시간축상에서의 보간 및/또는 주파수축 상에서의 보간 등과 같은 비병렬적인 연산으로 인하여 복잡한 연산이 발생하고, 이에 따른 하드웨어 구현의 어려움이 있었다. 특히, 복수 개의 송신 안테나와 복수 개의 수신 안테나를 이용하여 다중 입출력 전송을 수행하는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템은 송신측과 수신측 사이에 복수 개의 채널이 존재하므로, 이 복수 개의 채널 각각에 대해 추정하고 보상하는 것이 필요하다. 이에 따라 MIMO 시스템의 경우에는 상술한 복잡한 연산이 안테나 수에 따라 더욱 증가하는 문제점이 있었다.
따라서, 이에 대한 연구와 개발이 지속적으로 이루어지고 있으며, 특히 OFDM/OFDMA 시스템에서 우선적으로 채택하는 PUSC(Partial Usage of Sub-Carrier) 모드에 MIMO 알고리즘이 적용될 경우, 상술한 문제점들을 해결하기 위한 최적의 채 널 추정 기술이 요구되고 있는 실정이다.
본 발명은 상기와 같은 요구에 부응하기 위하여 창안된 것으로, 본 발명의 목적은 OFDM 또는 OFDMA을 지원하는 무선통신 시스템에서 파일럿의 패턴에 따른 채널 추정 장치 및 방법을 제공하는데 있다.
또한, 본 발명의 다른 목적은 OFDM 또는 OFDMA을 지원하는 다중 입출력 무선통신 시스템에서 파일럿의 패턴에 따른 가중치를 미리 오프라인에서 작성하여 수신 시스템의 채널 추정 시 복잡도를 감소시키는 채널 추정 장치 및 방법을 제공하는데 있다.
상기 목적을 위하여, 본 발명의 일 형태에 따른 OFDM 또는 OFDMA을 지원하는 무선통신 시스템에서 채널을 추정하는 장치는, 수신신호를 입력받아 시간 오프셋을 추정하는 시간 오프셋 추정부; 상기 추정된 시간 오프셋을 이용하여 위상오차를 보상하는 시간 오프셋 보상부; 미리 연산된 가중치를 저장하도록 구성된 가중치 저장부; 및 상기 시간 오프셋이 보상된 수신신호에 대한 파일럿 채널 추정치와 상기 가중치와의 곱을 이용하여 상기 채널을 추정하는 적어도 하나의 채널 추정부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
한편, 본 발명의 일 형태에 따른 OFDM 또는 OFDMA를 지원하는 무선통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법은, (a) 수신신호로부터 복수 개의 파일럿들을 추출하여 시간 오프셋 및/또는 반송파 주파수 오프셋에 따른 오차를 보상하는 단계; 및 (b) 상기 오차가 보상된 파일럿들의 채널 추정치들과 상기 파일럿들 각각에 대하여 미리 연산된 가중치들의 곱을 이용하여 상기 수신신호에 대한 채널을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 다른 형태에 따른 OFDM 또는 OFDMA을 지원하는 무선통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법은, (a) 각 클러스터에서 얻어진 파일럿들에 대한 파일럿 채널 추정치를 구하는 단계; 및 (b) 시간축상 보간, 주파수축상 보간 및 이동 평균 중 적어도 하나를 토대로 미리 연산된 가중치와, 상기 파일럿 채널 추정치를 이용하여 상기 채널을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
한편, 본 발명의 일 형태에 따른 OFDM 또는 OFDMA을 지원하는 무선통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법은, (a) 부반송파 주파수 할당 단위에서 얻어진 파일럿에 대한 파일럿 채널 추정치를 구하는 단계; 및 (b) 시간축상 보간, 주파수축상 보간 및 이동 평균 중 적어도 하나를 토대로 미리 연산된 가중치와, 상기 파일럿 채널 추정치를 이용하여 상기 채널을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하에서는 첨부 도면 및 바람직한 실시예를 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다. 참고로, 하기 설명에서 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략하였다.
도 1은 IEEE 802.16d/e 기반의 휴대인터넷 시스템에서 사용되는 프레임 구조의 일 예를 나타낸 도면으로서, TDD 방법을 이용하는 휴대인터넷 시스템은 하나의 프레임을 시간적으로 분할하여 송신용과 수신용으로 사용한다.
도 1을 참조하면, 하나의 프레임은 기지국에서 단말로 데이터를 전송하는 하향링크 프레임(DownLink frame)과 단말에서 기지국으로 데이터를 전송하는 상향링크 프레임(UpLink frame)으로 구분되며, 그 사이에 TTG(Transmit/receive Transition Gap)와 RTG(Receive/transmit Transition Gap)가 삽입된다. 도시된 예에서, 하향링크 프레임은 프리앰블(Preamble) 구간, PUSC(Partial Usage of Subchannels) 부채널 구간, FUSC(Full Usage of Subchannels) 부채널 구간, AMC(Adaptive Modulation & Coding) 부채널 구간 등을 적어도 하나 포함하고, 상향링크 프레임은 상향제어 심볼 구간, PUSC 부채널 구간, AMC 부채널 구간 등을 적어도 하나 포함한다.
특히, 본 발명과 관련하여, 하향링크 PUSC 모드에 대한 부반송파 할당 방법 중 1024 FFT(Fast Fourier Transform)를 이용할 경우, 하기 표 1과 같이 할당될 수 있으며, 도 2는 표 1에 따른 부반송파 할당 구조의 일부를 도시한 것이다.
[표 1]
Figure 112007034256405-PAT00001
표 1 및 도 2를 참조하면, 1024 FFT를 사용하는 하향링크 PUSC 모드에서는 전체 1024개의 부반송파 중에서 좌우측 각각 92개와 91개의 부반송파를 인접 채널간의 간섭을 완화시키기 위한 보호 구간으로 사용되며, 1개는 DC 부반송파로 사용된다. 그리고, 이들을 제외한 840개의 부반송파가 유효 부반송파로 사용되고, 그 중 120개의 부반송파가 파일럿으로 사용되며, 나머지 720개의 부반송파가 데이터 전송에 사용된다.
하향링크 PUSC 부채널 구간은 시간축상으로 연속된 2개의 심볼구간에 걸쳐 정의되고, 프레임 구성 정보를 전송하기 위한 FCH(Frame Control Header)를 포함한다. 또한, 하향링크 PUSC 부채널 구간은 주파수축상으로 분산된 부반송파로 구성되며, 하나의 하향링크 PUSC 부채널은 4개의 파일럿 부반송파와 48개의 데이터 부반 송파로 구성된다. 그리고, 하향링크 PUSC 부채널의 기본 구성 단위는 클러스터(cluster)이며, 이 클러스터는 널(null) 부반송파 및 DC 부반송파를 제외한 모든 부반송파를 인접한 14개의 부반송파로 블록화된다.
한편, 본 발명은 또한 복수 개의 송신 안테나와 복수 개의 수신 안테나를 사용하여 다중 입출력 전송을 수행하는 MIMO 시스템에 적용된 것인데, 이하에서는 도 3 내지 도 5를 참조하여 MIMO 시스템에 대하여 설명한다.
먼저, 도 3은 SISO 시스템과 MIMO 시스템의 개요를 설명하는 도면이다.
도 3(a)에 도시된 바와 같이, SISO(Single Input Single Output) 시스템은 하나의 송신 안테나(TxAnt)와 하나의 수신 안테나(RxAnt) 사이에 형성된 하나의 채널(H)을 통해 단일 입출력 전송을 수행한다.
이와는 달리, MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템은 복수 개의 송신 안테나와 복수 개의 수신 안테나 사이에 형성된 복수 개의 채널을 통해 다중 입출력 전송을 수행한다. 도 3(b)는 그 중 2개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나를 사용하는 2×2 MIMO 시스템을 예시한 것인데, 도시된 바와 같이, 제1 및 제2 송신 안테나(TxAnt0, TxAnt1)와 제1 및 제2 수신 안테나(RxAnt0, RxAnt1) 사이에는 4개의 채널, 즉 제1 채널(H00), 제2 채널(H01), 제3 채널(H10) 및 제4 채널(H11)이 형성된다. 참고로, 채널 표기 H00 에 있어 첫 번째 인덱스 0는 수신 안테나의 인덱스와 관련되며, 두 번째 인덱스0 는 송신 안테나의 인덱스와 관련된다.
이하에서는 도 4를 참조하여 2×2 MIMO 시스템의 신호 전송 방법을 보다 상 세히 살펴본다.
하향링크 구간에서, 기지국(Base Station/Radio Access Station)은 2개의 송신 안테나(TxAnt0, TxAnt1)로 신호를 송신하며, 단말(Mobile Station/Portable Subscriber Station)은 2개의 수신 안테나(RxAnt0, RxAnt1)로 신호를 수신한다. 이 경우, 프리앰블(preamble)은 2개의 송신 안테나 중 하나의 안테나(TxAnt0)에서 송신되며, 제1 수신 안테나(RxAnt0) 및 제2 수신 안테나(RxAnt1)는 각각 제1 채널(H00) 및 제3 채널(H10)을 통해 프리앰블을 수신한다(도 4(a) 참조). 그리고, 파일럿은 제1 및 제2 송신 안테나(TxAnt0, TxAnt1)에서 각각 상이한 패턴으로 송신되며, 제1 수신 안테나(RxAnt0)는 제1 채널(H00) 및 제2 채널(H01)을 통해, 그리고 제2 수신 안테나(RxAnt1)는 제3 채널(H10) 및 제4 채널(H11)을 통해 각각 제1 및 제2 송신 안테나에서 전송된 파일럿을 모두 수신한다(도 4(b) 참조).
또한, 도 5는 제1 송신 안테나(TxAnt0)와 제2 송신 안테나(TxAnt1)가 각각 송신하는 하향링크 PUSC 모드의 파일럿 패턴을 도시한 것으로, 시공간코드(STC; Space Time Code)가 적용된 파일럿 패턴이고, 공간 다중화(SM; Spatial Multiplexing)를 적용하기 위해 각 안테나 별로 서로 다른 데이터를 전송한다.
도 5를 참조하면, 제1 송신 안테나(TxAnt0)는 도 5(a)에 도시된 패턴으로 파일럿 및 데이터를 송신하고, 제2 송신 안테나(TxAnt1)는 도 5(b)에 도시된 패턴으로 파일럿 및 데이터를 송신한다. 그러면, 제1 수신 안테나(RxAnt0)는 제1 및 제2 채널(H00, H01)을 통해 각각 제1 및 제2 수신신호(즉, 제1 채널 및 제2 채널의 수신신호)를 수신하고, 제2 수신 안테나(RxAnt1)는 제3 및 제4 채널(H10, H11)을 통 해 각각 제3 및 제4 수신신호(즉, 제3 채널 및 제4 채널의 수신신호)를 수신하여, 2개의 송신 안테나에서 전송한 신호(하향링크 프레임)를 모두 수신한다.
이때, 각 수신 안테나에서 수신된 파일럿 및 데이터 패턴은 도 6에 도시한 바와 같다.
도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 하향링크 PUSC 모드는 4 심볼 주기로 파일럿 패턴이 반복되므로, 상기 하향링크 PUSC 모드에 대한 전체 파일럿 패턴은 다음 수학식 1과 같이 표현될 수 있다. 여기서, m은 수신 안테나 인덱스를 나타내고, l 0은 심볼 인덱스를 나타낸다. 또한, 식 1-(1)과 식 1-(3)은 각각 제1 및 제2 채널을 통해 수신된 파일럿 패턴을, 식 1-(2)와 식 1-(4)는 각각 제3 및 제4 채널을 통해 수신된 파일럿 패턴을 나타낸다.
[수학식 1]
Figure 112007034256405-PAT00002
이하에서는, 도 7 내지 도 13을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 추정 장치 및 방법을 설명한다. 참고로, 본 실시예는 2×2 MIMO 시스템에 적용된 채널 추정 장치 및 방법에 관한 것이고, 본 실시예에서 사용하는 하향링크 PUSC 모드는 시공간코드(STC; Space Time Code)가 적용된 파일럿 패턴이고, 공간 다중 화(SM; Spatial Multiplexing)를 적용하기 위해 각 송신 안테나 별로 서로 다른 데이터를 전송한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 추정 장치를 나타내는 구성도로서, 제1 채널(H00), 제2 채널(H01), 제3 채널(H10), 및 제4 채널(H11)을 통해 수신된 신호에 대한 채널 추정 장치를 도시한다.
도 7에 도시된 바와 같이, 채널 추정 장치는 FFT(Fast Fourier Transform)부(100)와, 오프셋 추정부(200)와, 오프셋 보상부(300)와, 가중치 저장부(500)와, 채널 추정부(400)를 포함한다.
FFT부(100)는 제1 채널 및 제2 채널을 통해 수신된 기저대역의 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환한다. 여기서 FFT부(100)는 제1 수신 안테나를 통해 수신된 시간 영역의 제1 채널 및 제2 채널의 수신신호를 주파수 영역의 신호로 변환하며, 비록 도시되지는 않았으나, 제3 채널 및 제4 채널을 통해 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 별도의 FFT부(미도시)가 존재함은 쉽게 유추될 수 있다. 물론 하나의 FFT부에서 모든 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하도록 구현될 수도 있다.
오프셋 추정부(200)는 이와 같이 변환된 주파수 영역의 신호를 이용하여 시간 오프셋(TO: Time Offset) 및/또는 반송파 주파수 오프셋(CFO; Carrier Frequency Offset)을 추정한다. FFT부(100)에서 변환된 주파수 영역의 신호에는 프리앰블, 파일럿, 데이터 등이 포함되어 있으며, 프리앰블은 프리앰블 추출부(미도시)에서, 그리고 파일럿은 상술한 수학식 1을 기초로 하는 파일럿 추출부(미도시) 에서 각각 추출되어 오프셋 추정부(200)로 입력된다. 그러면, 오프셋 추정부(210)는 이와 같이 추출된 프리앰블과 파일럿을 이용하여 시간 오프셋과 반송파 주파수 오프셋을 추정한다. 이러한 오프셋 추정부(200)는 시간 오프셋을 추정하는 시간 오프셋 추정부(210)와 반송파 주파수 오프셋을 추정하는 반송파 주파수 오프셋 추정부(220)로 구분되며, 도 8 내지 도 10을 참조하여 후술하기로 한다.
오프셋 보상부(300)는 오프셋 추정부(200)에서 추정된 시간 오프셋 또는 반송파 주파수 오프셋을 이용하여 채널 통과 시에 발생된 에러들을 보상한다. 이와 같은 오프셋 보상부(300)는 시간 오프셋을 보상하는 시간 오프셋 보상부(310)와 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 반송파 주파수 오프셋 보상부(320)로 구분되며, 이에 대해서는 후술하기로 한다.
한편, 가중치 저장부(500)는 오프라인에서 파일럿을 이용하여 각 부클러스터 별 채널 응답을 통해 연산된 가중치를 저장하도록 구성된다. 이는 각 클러스터 내의 채널 특성이 각 부클러스터 단위로 일정한 파일럿들의 상이한 비율의 조합이라는 것을 그 근거로 한다. 이에 따라, 각 부클러스터와 인접한 파일럿들의 패턴에 따라 부반송파 간격을 고려하여 상기 부클러스터에 가까운 파일럿에 높은 비율을 반영하고 멀리 떨어진 파일럿에 낮은 비율을 반영한 가중치를 미리 구하여 상기 가중치 저장부(500)에 저장함으로써, 채널 추정 시 많은 연산량과 그 연산시간을 줄일 수 있다. 또한, 본 발명에서의 가중치는 각 부클러스터 단위로 일정한 파일럿 패턴을 이용하였으나, 상기 파일럿 패턴과 프리앰블 패턴과 조합하여 가중치를 연산할 수도 있다. 이에 대한 상세한 설명 역시 후술하기로 한다.
채널 추정부(400)는, 가중치 저장부(500)에 저장된 가중치를 토대로 채널을 추정한다. 이렇게 함으로써, 채널 추정부(400)는 단순히 각 파일럿들의 채널 응답과 상기 연산된 가중치의 곱 형태로 각 부클러스터에 대한 채널 추정치를 구할 수 있다. 이러한 채널 추정부(400)는 제1 채널(H00) 및 제2 채널(H01)에 대한 채널을 추정하며, 비록 도시되지는 않았으나, 제3 채널(H10) 및 제4 채널(H11)에 대한 채널을 추정하는 다른 채널 추정부 역시 쉽게 유추될 수 있으며, 이 채널 추정부(400)에 대한 상세한 설명 역시 후술하기로 한다.
한편, 도 8에는 도시하지 않았으나, 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 추정 장치는, 송신측에서 부호화된 시공간 코드를 복호하는 시공간 코드 디코더(미도시) 및/또는 각 안테나 별로 서로 다르게 전송된 데이터를 복호하는 공간 다중화 디코더를 상기 채널 추정부(400) 다음 단에 더 포함할 수도 있다.
이와 같이 구성된 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 추정 장치의 구성을 보다 상세히 설명한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 시간 오프셋 추정부를 나타내는 구성도이다.
도 8에 도시된 바와 같이, 시간 오프셋 추정부(210)는 제1 위상차 연산기(211)와, 제1 위상차 누적기(212)와, 제1 선형위상 연산기(213)와, 시간 오프셋 연산기(214)를 포함한다.
제1 위상차 연산기(211)는 제1 수신 안테나를 통해 수신된 제1 채널 및 제2 채널의 수신신호(제1 및 제2 수신신호)와 제2 수신 안테나를 통해 수신된 제3 채널 및 제4 채널의 수신신호(제3 및 제4 수신신호) 중 적어도 하나의 수신신호에 포함된 적어도 두 개의 프리앰블을 이용하여 시간 오프셋에 따른 위상차를 연산한다. 이때, 상술한 적어도 두 개의 프리앰블과 적어도 두 개의 파일럿의 조합을 이용할 수도 있다. 이러한 제1 위상차 연산기(211)는, 예컨대 두 복소수에 대하여 서로 컨쥬게이트 멀티플리케이션(conjugate multiplication)을 수행하는 곱셈기 형태로 구현될 수 있다.
제1 위상차 누적기(212)는 상기 제1 위상차 연산기(211)에서 연산된 각각의 시간 오프셋에 따른 위상차를 누적하여 위상차 누적치를 생성한다. 이러한 제1 위상차 누적기(212)는 보다 많은 수의 프리앰블에 대하여 연산된 위상차를 누적함으로써 보다 정확한 시간 오프셋을 추정할 수 있다. 참고로, 제1 위상차 누적기(212)는 가산기의 형태로 구현될 수 있다.
제1 선형위상 연산기(213)는 제1 위상차 누적기(212)에서 누적된 위상차 누적치를 시간 오프셋에 따른 선형위상(ФTO)으로 변환한다. 위상차 누적치는 복소수 형태로 존재하므로, 선형위상 연산기(213)는 위상차 누적치에 대해 실수부를 분모로 하고 허수부를 분자로 하는 형태로 변환하고, 이 변환된 분수 형태에 대하여 아크탄젠트(Arctan) 연산을 수행한 후 이를 부반송파 인덱스 차(즉, 위상차 연산에 사용된 프리앰블 위치 차)만큼 나눔으로써 시간 오프셋에 따른 선형위상을 구할 수 있다. 여기서, 아크탄젠트 연산은 복소수의 실수부와 허수부의 비를 입력으로 하고 아크탄젠트 연산된 값을 출력으로 하는 룩업 테이블(Look-Up Table)을 이용하여 수행할 수 있으며, 공지된 다른 연산 방법을 이용하여 선형위상을 구할 수도 있다. 이와 같이 구해진 시간 오프셋에 대한 선형위상(ФTO)은 인접하는 부반송파(즉, 부반송파 인덱스의 차가 1인 부반송파들) 사이에 발생하는 시간 오프셋에 따른 평균 위상차를 나타낸다.
시간 오프셋 연산기(214)는 제1 선형위상 연산기(213)에서 연산된 시간 오프셋에 따른 선형위상(ФTO)을 시간 오프셋(TO: Time Offset)으로 변환한다. 예컨대, 본 실시예와 같이 1024 FFT를 사용하는 경우, 시간 오프셋(TO)은 하기 수학식 2에 의해 연산될 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112007034256405-PAT00003
이하에서는 도 9를 참조하여 시간 오프셋을 추정하는 방법을 구체적인 예로 들어 설명한다.
도 9를 참조하면, 하향링크 프레임의 첫 번째 심볼은 프리앰블로 사용되는데, 이들 프리앰블은 신호 레벨이 높으며 동일한 심볼 인덱스를 갖기 때문에 시간 오프셋에 따른 위상차를 추정하는데 용이하다. 도 9에는 3개의 세그먼트(Segment 0, Segment 1, Segment 2)로 나누어진 프리앰블 전송 구조가 도시된다. 이에 따라, 기지국은 상기 3개의 세그먼트 중 하나에 해당하는 패턴으로 프리앰블 부반송파를 전송한다. 또한, 프리앰블 부반송파의 좌우측으로는 인접 주파수 대역의 간섭을 줄 이기 위한 보호 대역(Left Guard, Right Guard)이 형성되며, 제1 세그먼트(Segment 0)는 DC 부반송파(프리앰블 부반송파 인덱스 = 142)를 포함한다. 그리고, 하나의 세그먼트에 있어 인접하는 프리앰블 부반송파 사이(프리앰블 인덱스의 차가 1인 경우)에는 시간 오프셋에 따른 선형위상의 3배에 해당하는 위상차가 발생하며, 프리앰블 인덱스의 차가 2인 경우에는 시간 오프셋에 따른 선형위상의 6배에 해당하는 위상차가 발생한다는 것을 알 수 있다. 참고로, 하기 수학식 3은 제1 위상차 연산기(211) 및 제1 위상차 누적기(212)를 거쳐 제1 선형위상 연산기(213)에서 연산된 시간 오프셋에 따른 선형위상의 연산 결과의 일 예를 나타낸 것이다. 하기 수학식 3에서, P는 프리앰블 부반송파를 나타내며, k는 프리앰블 부반송파 인덱스를 나타내고, m은 수신 안테나 인덱스를 나타낸다.
[수학식 3]
Figure 112007034256405-PAT00004
이와 같이 얻어진 시간 오프셋에 따른 선형위상(θTO)은 시간 오프셋 연산기(214)에서 시간 오프셋(TO) 값으로 변환되며, 이는 추후 시간 오프셋 보상부(310)에서 시간 오프셋을 보상하는데 이용된다.
여기서, 본 발명에 따른 실시예는 상술한 시간 오프셋 추정 방법 이외에도 동일한 심볼 인덱스를 갖는 파일럿 쌍을 이용하여 시간 오프셋에 따른 위상차를 연산하는 방법 및 서로 동일한 심볼 인덱스 차를 가지는 2쌍의 파일럿을 이용하여 시간 오프셋에 따른 위상차를 연산하는 방법 등을 적용할 수도 있다.
한편, 다시 도 7을 참조하면, 시간 오프셋 보상부(310)는 시간 오프셋 추정부(210)에서 추정된 시간 오프셋을 이용하여 수신된 신호의 위상을 보상함으로써 시간 오프셋에 따른 에러를 보상한다. 이때, 전술한 시간 오프셋 추정은 프리앰블을 이용하여 수행되었으나, 시간 오프셋 보상부(310)는 심볼 단위로 시간 오프셋을 보상한다. 따라서, 하향링크 PUSC 모드의 파일럿 및 데이터에 대한 시간 오프셋 보상은 다음 수학식 4와 같이 표현된다. 여기서, k(k=0, 1, ..., 1023)는 부반송파 인덱스를 나타내고, ФTO는 라디안 단위인 시간 오프셋의 선형위상을 나타내고, rm은 수신된 하향링크 PUSC 모드의 파일럿 및 데이터를 나타내고,
Figure 112007034256405-PAT00005
은 시간 오프셋이 보상된 하향링크 PUSC 모드의 파일럿 및 데이터를 나타내며, l(l=0, 1, ..., 23)은 OFDMA 심볼 인덱스를 나타낸다.
[수학식 4]
Figure 112007034256405-PAT00006
이때, 시간 오프셋의 선형위상(k ФTO)에 대한 지수함수는 삼각함수 형태로 나타낼 수 있고, 다음 수학식 5를 이용하여 정리하면 다음 수학식 6과 같은 복소 형태로 나타낼 수 있다. 따라서, 수학식 6을 통해 복소 평면상에서 시간 오프셋의 위상을 보상할 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112007034256405-PAT00007
[수학식 6]
Figure 112007034256405-PAT00008
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 반송파 주파수 오프셋 추정부를 나타내는 구성도이다.
도 10에 도시된 바와 같이, 반송파 주파수 오프셋 추정부(220)는 제2 위상차 연산기(221)와, 제2 위상차 누적기(222)와, 제2 선형위상 연산기(223)와, 반송파 주파수 오프셋 연산기(224)와, 파라미터 변환기(225)를 포함한다.
제2 위상차 연산기(221)는 제1 수신 안테나를 통해 수신된 제1 채널 및 제2 채널의 수신신호와 제2 수신 안테나를 통해 수신된 제3 채널 및 제4 채널의 수신신호 중 적어도 하나의 수신신호에 포함된 적어도 두 개 이상의 파일럿을 추출하여 반송파 주파수 오프셋에 따른 위상차를 연산한다.
제2 위상차 누적기(222)는 상기 제2 위상차 연산기(221)에서 연산된 각각의 반송파 주파수 오프셋에 따른 위상차를 누적하여 위상차 누적치를 생성한다. 이러한 제2 위상차 누적기(222)는 보다 많은 수의 파일럿에 대하여 연산된 위상차를 누적함으로써 보다 정확한 반송파 주파수 오프셋을 추정할 수 있다.
제2 선형위상 연산기(223)는 상기 제2 위상차 누적기(222)에서 누적된 위상 차 누적치를 반송파 주파수 오프셋에 따른 선형위상(ФCFO)으로 변환한다. 이와 같이 변환된 반송파 주파수 오프셋에 대한 선형위상(ФCFO)은 동일한 부반송파 인덱스를 갖는 인접하는 심볼(즉, 심볼 인덱스의 차가 1인 부반송파들) 사이에 발생하는 반송파 주파수 오프셋에 대한 평균 위상차를 나타낸다.
반송파 주파수 오프셋 연산기(224)는 제2 선형위상 연산기(223)에서 연산된 반송파 주파수 오프셋에 따른 선형위상(ФCFO)을 반송파 주파수 오프셋(CFO)으로 변환한다. 예컨대, 하향링크 프레임에 있어 OFDMA 심볼 구간이 115.2 μs를 갖는 경우 반송파 주파수 오프셋(CFO)은 다음 수학식 7에 의해 연산될 수 있다.
[수학식 7]
Figure 112007034256405-PAT00009
파라미터 변환기(225)는 라디안(radian) 단위로 측정된 반송파 주파수 오프셋을 Hz(Hertz) 값으로 변환하며, 다음 수학식 8에 의해 연산될 수 있다. 여기서, fcurrent는 현재 하향링크 PUSC 모드의 프레임에서 반송파 주파수 오프셋 추정부(220)의 출력이고, fpre는 이전 하향링크 PUSC 모드의 프레임에서 반송파 주파수 오프셋 추정부의 출력이고, Gain은
Figure 112007034256405-PAT00010
이며,
Figure 112007034256405-PAT00011
는 갱신된 계수이다.
[수학식 8]
Figure 112007034256405-PAT00012
이하에서는 반송파 주파수 오프셋을 추정하는 방법을 구체적인 예로 들어 설명한다.
먼저, 파일럿 추출부(미도시)에서 시간 오프셋이 보상된 파일럿들을 전술한 수학식 1과 같은 형태로 추출한다. 이 파일럿 추출부는 시간 오프셋이 보상된 파일럿들을 추출한다는 점에서 전술한 파일럿 추출부와 차별화된다. 그리고, 제2 위상차 연산기(221)에서 이 파일럿들을 이용하여 반송파 주파수 오프셋에 따른 위상차를 연산한다. 하기 수학식 9는 이를 일반화한 것으로, 시간 오프셋이 보상된 2개의 파일럿의 위치 관계를 이용하여 제2 위상차 연산기(221)에서 산출된 반송파 주파수 오프셋에 따른 선형위상의 누적 결과를 나타낸 것이다. 즉, 추출된 파일럿 쌍에 대해 제2 위상차 연산기(221)는 추출된 파일럿 쌍에 대해 복소 곱(complex products) 연산을 수행하고, 제2 위상차 누적기(222)가 이 복소 곱 연산이 수행된 파일럿 쌍을 누적한다. 이렇게 누적된 파일럿 쌍은 다음 수학식 9과 같이 표현될 수 있다. 이때, 수학식 1에 대해 Pm(4, l, v)는 Pm (0, v)로, Pm(8, l, v)는 Pm (1, v)로, Pm(4, l+1, v)는 Pm (2, v)로, Pm(8, l+1, v)는 Pm (3, v)로, Pm(0, l+2, v)는 Pm (0, v)로, Pm(12, l+2, v)는 Pm (1, v)로, Pm(0, l+3, v)는 Pm (2, v)로, 그리고 Pm(12, l+3, v)는 Pm (3, v)로 설정하고, v는 클러스터 인덱스를 나타내며, NC는 누적된 클러스터의 수를 나타낸다.
[수학식 9]
Figure 112007034256405-PAT00013
이어, 선형위상 연산기(223)에서 반송파 주파수 오프셋에 따른 선형위상(ФCFO)을 다음 수학식 10을 이용하여 연산한다. 즉, 선형위상 연산기(223)에서 상술한 수학식 9와 같이 표현된 위상차 누적치에 대해 실수부를 분모로 하고 허수부를 분자로 하는 형태로 변환하고, 이 변환된 분수 형태에 대하여 아크탄젠트(Arctan) 연산을 수행한 후 이를 부반송파 인덱스 차(즉, 위상차 연산에 사용된 프리앰블 위치 차)만큼 나눔으로써 반송파 주파수 오프셋에 따른 선형위상(θCFO)을 연산한다.
[수학식 10]
Figure 112007034256405-PAT00014
이와 같이 연산된 반송파 주파수 오프셋에 따른 선형위상(θCFO)은 반송파 주파수 오프셋 연산기(224)에서 라디안(radian) 단위의 반송파 주파수 오프셋(CFO) 값으로 변환되며, 이는 다시 파라미터 변환기(225)에서 Hz(Hertz) 값으로 변환되어 추후 반송파 주파수 오프셋 보상부(320)에서 반송파 주파수 오프셋을 보상하는데 이용된다. 예컨대, 반송파 주파수 오프셋 보상부(320)는 상기 추정된 반송파 주파수 오프셋을 기초로 AFC(Automatic Frequency Controller) 등을 이용하여 오실레이터(예컨대, VCXO; voltage controlled crystal oscillator)의 에러를 보상함으로써 반송파 주파수 오프셋을 보상한다.
본 실시예에서는 지금까지 설명한 반송파 주파수 오프셋을 추정하는 방법 이외에, 동일한 송신 안테나에서 전송된 프리앰블과 파일럿을 이용하여 반송파 주파수 오프셋에 따른 위상차를 연산하는 방법과, 서로 동일한 부반송파 인덱스 차를 가지는 2쌍의 파일럿을 이용하여 반송파 주파수 오프셋에 따른 위상차를 연산하는 방법 등을 이용할 수도 있다. 물론, 상기 예시한 방법 외에도 프리앰블과 파일럿의 또 다른 조합을 이용하여 반송파 주파수 오프셋에 따른 선형위상을 구할 수 있다.
이하에서는 도 11 및 도 12를 참조하여 가중치 저장부에 미리 저장되는 가중치의 연산 방법을 상세히 설명한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 가중치 연산 방법을 나타내는 순서도이고, 도 12는 도 11의 가중치 연산 방법을 설명하기 위한 프레임의 일부를 나타내는 도면으로서, 14개의 부반송파와 16개의 심볼을 그 예로 한다. 여기서, p는 파일럿을, d는 데이터를 나타내고, 굵은 점선의 부클러스터는 채널 응답을 구하기 위해 선택된 부클러스터이며 해당 부클러스터의 채널 응답은 H로 표시된다.
먼저, 하향링크 PUSC 모드에서 수학식 1과 같은 패턴으로 이루어진 파일럿들에 대해 도 12에 도시한 바와 같이, 시간축상으로 연속된 두 개의 심볼과 주파수축상으로 연속된 4개의 부반송파를 부클러스터(sub-cluster)로 각각 구획한다. 즉, 각 클러스터에 대해 부반송파 인덱스 방향(부반송파 주파수축)으로 3개의 부클러스터로 가상적으로 나누며, 하나의 부 클러스터는 동일할 채널 응답을 가진다고 가정 한다. 여기서, 수학식 1의 l 0는 본 발명에 적용되는 시공간코드(STC; Space Time Code)가 시작되는 심볼 인덱스를 나타내고, 상기 수학식1-(2) 및 수학식1-(4)는 제3 채널 및 제4 채널을 위한 파일럿 패턴을 나타낸다는 점을 유의해야 한다.
이어, 상기 구획된 부클러스터에 대한 채널 응답을 연산하여 채널 간격이 동일한 적어도 하나의 인접 부클러스터 또는 파일럿들(adjacent sub-cluster or pilots)에 대한 채널 응답으로 표현한다(S510-S520). 즉, 도 12에서 선택된 부클러스터의 채널 응답은 H로 표현되며, 이 H는 인접한 채널의 평균에 해당하므로, H = 1/4(h0 + h1 + h2 + h3)으로 표현될 수 있다.
다음으로, 상기 적어도 하나의 인접 부클러스터 또는 파일럿의 채널 응답을 상기 부클러스터를 기준으로 하여 주변 파일럿(around pilots)과 이 주변 파일럿들 사이의 상대적 심볼 거리 비율의 조합으로 표현한다(S530). 예컨대, 도 12에서, 파일럿에 대한 채널 추정치를 p(k, j)라 하면, h0는 p(0,2), p(0, 6), p(4, 4), 및 p(4, 8)를 이용하여 표현할 수 있고, h1은 p(4, 4) 및 p(4, 8)를 이용하여 표현할 수 있고, h2는 p(0, 6), p(0, 10), p(4, 8), 및 p(4, 12)를 이용하여 표현할 수 있으며, h3은 p(4, 8) 및 p(4, 12)를 이용하여 표현할 수 있다. 여기서, k는 심볼 인덱스에 해당하고, j는 부반송파 인덱스에 해당한다. 또한, 상대적 심볼 거리 비율의 조합이란 상기 부클러스터에 가까운 파일럿에 대한 거리 비율이 상기 부클러스터에 멀리 위치한 파일럿에 대한 거리 비율보다 더 크게 설정하는 것을 의미한다. 이와 같이, 상기 적어도 하나의 인접 부클러스터 또는 파일럿의 채널 추정치를 상 대적 심볼 거리 비율의 조합으로 표현하면, h0는 p(0,2)와, p(0, 6)와, p(4, 4)와, p(4, 8)를 이용하여 표현 가능하며, h0 = 1/16{1.5 × 3.0× p(0,2) + 2.5 × 3.0 × p(0, 6)} + 3.5 × p(4, 4) + 0.5 × p(4, 8)}로 나타낼 수 있다. 이와 같은 방법으로 h0, h1, h2, h3에 대해 각각 정리하면, h0 = (1.5 × 3.0)/16 × p(0, 2) + (2.5 × 3.0)/16 × p(0, 6) + (3.5 × 1.0)/16 × p(4, 4) + (0.5 × 1.0)/16 × p(4, 8)}로 표현되고, h1 = 3.5/4 × p(4, 4) + 0.5/4 × p(4, 8)로 표현되고, h2 = (1.5 × 3.0)/16 × p(0, 6) + (2.5 × 3.0)/16 × p(0, 10) + (3.5 × 1.0)/16 × p(4, 8) + (0.5 × 1.0)/16 × p(4, 12)로 표현되고, h3 = 3.5/4 × p(4, 8) + 0.5/4 × p(4, 12)으로 표현될 수 있다.
이어, 상기 부클러스터의 채널 응답을 상기 부클러스터를 기준으로 하는 주변 파일럿과 이 주변 파일럿들의 상대적 심볼 거리 비율의 조합으로 표현한다(S540). 예컨대, 도 12에서 H = 1/4(h0 + h1 + h2 + h3) 이므로, H = 1/4{(1.5 × 3.0)/16} × p(0, 2) + 1/4{(2.5 × 3.0)/16 + (1.5 × 3.0)/16} × p(0, 6) + 1/4{(3.5 × 1.0)/16 + 3.5/4} × p(4, 4) + 1/4{(0.5 × 1.0)/16 + 0.5/4 + (3.5 × 1.0)/16 + 3.5/4} × p(4, 8) + 1/4{(0.5 × 1.0)/16 + 0.5/4} × p(4, 12) + 1/4{(2.5 × 3.0)/16} × p(0, 10)이다. 이때, p(0, 2) 앞에 곱한 비율(즉, 가중치)을 w0으로, p(0, 6)을 w1으로, p(4, 4)를 w2로, p(4, 8)을 w3으로, p(4, 12)를 w4로, p(0, 10)을 w5로 각각 설정하면, H = w0 × h0 + w1 × h1 + w2 × h2 + w3 × h3 + w4 × h4 + w5 × h5와 같이 H가 주변 파일럿과 이 주변 파일럿들의 상대적 심볼 거리 비율의 조합으로 표현된다.
마지막으로, 상기 주변 파일럿 각각에 대한 상대적 심볼 거리 비율을 연산하고 상기 파일럿 각각에 대한 계수를 가중치 저장부에 저장한다(S550). 예컨대, 도 12에서, w0 = 1/4{(1.5 × 3.0)/16} = 0.0703이고, w1 = 1/4{(2.5 × 3.0)/16 + (3.5 × 1.0)/16} = 0.1719이고, w2 = 1/4{(3.5 × 1.0)/16 + 3.5/4} =0.2734이고, w3 = 1/4{(0.5 × 1.0)/16 + 0.5/4 + (3.5 × 1.0)/16 + 3.5/4} = 0.3125이고, w4 = 1/4{(0.5 × 1.0)/16 + 0.5/4} =0.0391이며, w5 = 1/4{(2.5 × 3.0)/16} = 0.1172이다. 따라서, 이렇게 저장된 상기 주변 파일럿 각각에 대한 상대적 심볼 거리 비율(w0 내지 w5)을 가중치 저장부에 저장하여 채널 추정부(400)가 채널 추정 시 참고하도록 한다.
본 실시예의 경우, 하나의 부클러스터의 채널 응답(H)에 대해 파일럿 6개를 이용하여 나타내었으나, 이와 동일한 방법으로 복수 개의 파일럿으로도 나타낼 수 있음은 자명하다. 예컨대, 하나의 부클러스터의 채널 응답(H)에 대해 인접 파일럿 4개를 이용하면 다음과 같다. 즉, 도 12에 도시된 부클러스터의 채널 응답(H)에 대해 그 인접 파일럿(예컨대, p(0, 6), p(4, 4), p(4, 8), 및 p(0, 10))으로 표현하면, H = 1/8{3.5 × p(0, 6) + 0.5× p(0, 10) + 1.5 × p(4, 4) + 2.5 × p(0.6)}이고, 각 파일럿에 대한 상대적 심볼 거리 비율은, p(0, 6)에 대한 계수가 0.4375, p(0, 10)에 대한 계수가 0.0625, p(4, 4)에 대한 계수가 0.1875, p(4, 8)에 대한 계수가 0.3125와 같이 표현될 수도 있다.
다른 실시예로, 상술한 방법과 유사하게 각 클러스터를 부클러스터 단위로 구획하고, 상기 부클러스터의 파일럿들에 대해 시간축상 보간, 주파수축상 보간 및 이동 평균 중 적어도 하나를 토대로 미리 가중치를 연산하여 가중치 저장부(500)에 저장할 수도 있다.
지금까지 설명한 방법으로 정리하면, 다음 표 2 내지 표 8에 기재된 바와 같이 모든 채널에 대한 가중치를 구할 수 있다.
하기 표 2 및 표 3은 좌우측 끝 부분에 위치한 심볼에서의 각 파일럿에 대한 채널 가중치를 정리한 것이다. 구체적으로, 표 2 및 표 3은 제2 채널(H01) 또는 제4 채널(H11)을 통해 수신된 프레임(하향링크 프레임은 27개의 심볼로 이루어지되, 1 심볼은 프리앰블을 위해, 2 심볼은 FCH을 위해 이용되므로 24개의 데이터 심볼이 이용됨)에서 각 부클러스터 별 가중치를 상기 프레임의 좌우측 끝 부분(l 0+5> l 이고, l > l e-5인)에 대해 정리한 것으로, 각 파일럿에 대한 채널 가중치가중치가 연산되어 가중치 저장부(500)에 저장된다. 여기서, l 0는 시작 심볼 인덱스를 나타내고, l e는 마지막 심볼 인덱스를 나타낸다.
표 2에서, 파일럿에 대한 채널 추정치 P(y, x)에 대해 y(y=0,1)는 파일럿 인덱스를 나타내고, x(x=0, 1, ..., 11)는 슬롯 심볼(하향링크 PUSC 모드에서 2심볼 단위로 채널을 추정하기 때문에, 이 2 심볼 단위를 슬롯 심볼이라 함)을 나타낸다. 이때, 파일럿 인덱스는 주파수축상으로 총 14개의 부반송파를 기준으로 해당 파일럿이 6이상에 위치하면 0으로, 6 이하에 위치하면 1로 설정된다.
[표 2] 채널(H01 or H11)의 가중치(경계 심볼)
Figure 112007034256405-PAT00015
한편, 하기 표 3에서, mod(l - l 0, 4)==0인 경우란 l 에 할당된 심볼이 초기 l 0에서 4의 배수에 해당하는 경우를 의미하고, mod(l -l 0 , 4)~=0인 경우는 2의 배수에 해당하는 경우를 의미한다.
다른 한편으로, 하기 표 4는 제2 채널(H01) 또는 제4 채널(H11)을 통해 수신 된 프레임에서 각 부클러스터 별 가중치를 상기 프레임의 중앙 부분(l 0 +5< l < l e -5)에 대해 정리한 것으로, 각 파일럿에 대한 채널 가중치를 연산하여 가중치 저장부(500)에 저장된다.
[표 3] 채널(H01 or H11) 가중치(경계 심볼)
Figure 112007034256405-PAT00016
Figure 112007034256405-PAT00017
[표 4] 채널(H01 or H11) 가중치
l 0 +5< l < l e -5일 때이고, l e 는 부프레임의 끝에 해당한다.
Figure 112007034256405-PAT00018
이하의 표 5 내지 표 7은 제1 채널(H00) 또는 제3 채널(H10)을 통해 수신된 프레임에서 구해진 각 부클러스터 별 가중치를 정리한 것으로, 각 파일럿에 대한 채널 가중치를 연산하여 가중치 저장부(500)에 저장한다. 이외에는 표 5 내지 표 7 은 상술한 표 2 내지 표 4에서 설명한 바와 유사하므로 그 상세한 설명은 생략한다.
[표 5] 채널(H00 or H10) 가중치
l 0 +5< l < l e -5일 때이고, l e 는 부프레임의 끝
Figure 112007034256405-PAT00019
[표 6] 채널(H00 or H10) 가중치(경계 심볼)
Figure 112007034256405-PAT00020
[표 7] 채널(H00 or H10) 가중치(경계 심볼)
Figure 112007034256405-PAT00021
Figure 112007034256405-PAT00022
다시 도 7을 참조하면, 채널 추정부(400)는 수신신호에 대하여 시간 오프셋이 보상된 파일럿들을 수학식 1과 같이 추출하고, 오프라인에서 미리 연산되어 가중치 저장부(500)에 저장된 표 2 내지 표 7과 같은 가중치(weight value)를 참조하여 다음 수학식 11을 토대로 각 부클러스터 별 채널 응답을 연산함으로써 채널 추정치를 구한다. 여기서, u(u=0, 1, 2)는 부클러스터 인덱스를 나타내고, v(v=0, 1, ..., 59)는 클러스터 인덱스를 나타내고, x(x=0, 1, ..., 11)는 상술한 바와 같은 슬롯 심볼 인덱스를 나타내고, y(y= 0, 1)는 파일럿 인덱스를 나타낸다.
[수학식 11]
Figure 112007034256405-PAT00023
예컨대, 표 2의 부클러스터 1의 경우, 심볼 l에 대해 부클러스터 1의 채널 응답은 다음 수학식 12와 같이 연산된다.
[수학식 12]
Figure 112007034256405-PAT00024
Figure 112007034256405-PAT00025
예컨대, 파일럿 P00 가 {1.4903+0.6939i, 1.4674+0.7532i, 1.52+0.6329i 1.4585+0.6959i}에 해당하고, 가중치 W00가 {0.5313, 0.1875, 0.1875, 0.0938}에 해당하면, 채널 응답 H00는 (1.4903 + 0.6939i)×0.5313 + (1.4674 + 0.7532i)×0.1875 + (1.52 + 0.6329i)×0.1875 + (1.4585 + 0.6959i)×0.0938이므로, 최종적으로 심볼 l에 대해 부클러스터 1의 채널 응답 H00 1.4887+0.6938i에 해당한다.
한편, 제1 수신 안테나와 관련된 제1 채널(H00) 및 제2 채널(H01)을 추정하는 제1 채널 추정부(410)에 대해서만 설명하였으나, 이와 유사한 방법으로 제2 채널 추정부(420)를 통해 제2 수신 안테나와 관련된 제3 채널(H10) 및 제4 채널(H11)을 추정할 수 있다.
이와 같이 구성된 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 추정 방법을 첨부된 도 13을 참조하여 설명한다. 이하에서는 채널 추정 장치에 대한 설명과의 중복을 피하기 위하여 간략히 설명한다.
먼저, 단계 S810에서 전술한 수학식 1과 같은 형태로 파일럿을 추출한다. 이어, 단계 S820에서, 추출된 파일럿을 이용하여 시간 오프셋 추정을 수행한다(시간 오프셋 추정부 참조). 다음으로, 단계 S830에서, 상기 추정된 시간 오프셋에 따른 위상 오차를 보상한다(시간 오프셋 보상부 참조). 이어, 단계 S840에서, 반송파 주파수 오프셋을 추정한다(반송파 주파수 오프셋 참조). 이어, 단계 S850에서, 상기 추정된 반송파 주파수 오프셋에 따른 위상 오차를 보상한다. 이러한 보상은 AFC(Automatic Frequency Controller) 등을 통해 오실레이터(Oscillator)의 에러를 보상할 수 있다. 이때, 반송파 주파수 오프셋의 보상단계와 시간 오프셋의 보상단계는 어느 단계를 먼저 수행하여도 무방하다. 마지막으로, 단계 S860에서, 미리 저장된 가중치를 기초로 부클러스터 단위로 채널 응답을 수행하여 전체 채널을 추정한다(채널 추정부 및 가중치 저장부 참조). 한편, 도 13에는 도시되지 않았으나, 단계 S860 이후에 시공간 부호화(STC) 및 공간 다중화(SM)에 대한 디코딩을 각각 수행할 수도 있다.
지금까지 본 발명을 바람직한 실시예를 참조하여 상세히 설명하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있으므로, 이상에서 기술한 실시 예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해해야만 한다.
그리고, 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 특정되는 것이며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
본 발명에 따르면, 파일럿의 패턴에 따른 가중치를 기초로 채널을 추정하여 채널 추정 시 이용되는 보간(interpolation) 및/또는 평균(averaging) 등과 같은 비병렬적인 처리를 줄임으로써 수신 시스템의 구현을 용이하게 하고 연산량을 줄일 수 있는 효과가 있다.

Claims (24)

  1. OFDM 또는 OFDMA을 지원하는 무선통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법으로서,
    (a) 수신신호로부터 파일럿들을 추출하여 시간 오프셋 및/또는 반송파 주파수 오프셋에 따른 오차를 보상하는 단계; 및
    (b) 상기 오차가 보상된 파일럿들의 채널 추정치와 미리 연산된 가중치들의 곱을 이용하여 상기 수신신호에 대한 채널을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 (b) 단계는,
    부클러스터 -클러스터가 부반송파 인덱스 방향으로 분할되어 이루어짐- 단위로 상기 채널을 추정하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 가중치들은,
    부클러스터를 기준으로 배치된 파일럿들의 상대적 심볼 거리 비율에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 가중치들은,
    부클러스터에 가깝게 배치된 파일럿에 대한 가중치가 상기 부클러스터에 멀 리 배치된 파일럿에 대한 가중치보다 더 큰 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신신호는,
    복수개의 수신 안테나 중, 제1 수신 안테나를 통해 수신된 제1 채널 및 제2 채널의 수신신호와 제2 수신 안테나를 통해 수신된 제3 채널 및 제4 채널의 수신신호 중 적어도 하나인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  6. OFDM 또는 OFDMA을 지원하는 무선통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법으로서,
    (a) 각 클러스터에서 얻어진 파일럿들에 대한 파일럿 채널 추정치를 구하는 단계; 및
    (b) 시간축상 보간, 주파수축상 보간 및 이동 평균 중 적어도 하나를 토대로 미리 연산된 가중치와, 상기 파일럿 채널 추정치를 이용하여 상기 채널을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 클러스터는
    3개의 부클러스터로 이루어지는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  8. 제 6 항에 있어서, 상기 (b) 단계는,
    부클러스터 단위로 상기 채널을 추정하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방 법.
  9. 제 6 항에 있어서, 상기 가중치는,
    부클러스터의 심볼 인덱스와 파일럿 패턴에 따라 정해진 수의 파일럿에 대한 가중치인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  10. 제 6 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 (b) 단계는,
    상기 가중치와, 상기 파일럿 채널 추정치와의 곱 형태로 상기 채널을 추정하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  11. OFDM 또는 OFDMA을 지원하는 무선통신 시스템에서 채널을 추정하는 장치로서,
    수신신호를 입력받아 시간 오프셋을 추정하는 시간 오프셋 추정부;
    상기 추정된 시간 오프셋을 이용하여 위상오차를 보상하는 시간 오프셋 보상부;
    미리 연산된 가중치들을 저장하도록 구성된 가중치 저장부; 및
    상기 시간 오프셋이 보상된 수신신호에 대한 파일럿 채널 추정치들과 상기 가중치들과의 곱을 이용하여 상기 수신신호의 채널을 추정하는 적어도 하나의 채널 추정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 클러스터는,
    3개의 부클러스터로 이루어지는 것을 특징으로 하는 OFDMA 기반의 채널 추정 장치.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 가중치 저장부는,
    부클러스터의 심볼 인덱스와 파일럿 패턴에 따라 정해진 수의 파일럿에 대한 가중치를 저장하도록 구성된 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  14. 제 11 항에 있어서, 상기 가중치들은,
    부클러스터를 기준으로 배치된 파일럿들의 상대적 심볼 거리 비율에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  15. 제 11 항에 있어서, 상기 가중치들은,
    부클러스터에 가깝게 배치된 파일럿에 대한 가중치가 상기 부클러스터에 멀리 배치된 파일럿에 대한 가중치보다 더 큰 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  16. 제 11 항에 있어서, 상기 채널 추정부는,
    부클러스터 단위로 상기 채널을 추정하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  17. 제 11 항에 있어서, 상기 시간 오프셋 추정부는,
    상기 수신신호에 대한 적어도 두 개의 프리앰블들 또는 파일럿들을 이용하여 시간 오프셋에 따른 위상차를 연산하는 제1 위상차 연산기;
    상기 위상차를 누적하는 제1 위상차 누적기;
    상기 위상차의 누적치를 상기 시간 오프셋에 따른 선형위상으로 변환하는 제1 선형위상 연산기; 및
    상기 선형위상을 상기 시간 오프셋으로 변환하는 시간 오프셋 연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  18. 제 11 항에 있어서,
    상기 주파수 영역의 신호를 이용하여 반송파 주파수 오프셋을 추정하는 반송파 주파수 오프셋 추정부; 및
    상기 추정된 반송파 주파수 오프셋을 이용하여 상기 무선 채널 통과 시에 발생된 오차들을 보상하는 반송파 주파수 오프셋 보상부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  19. 제 18 항에 있어서, 상기 반송파 주파수 오프셋 추정부는,
    상기 시간 오프셋이 보상된 수신신호에 대하여 적어도 두 개 이상의 파일럿을 추출하여 반송파 주파수 오프셋에 따른 위상차를 연산하는 제2 위상차 연산기;
    상기 위상차를 누적하는 제2 위상차 누적기;
    상기 위상차의 누적치를 상기 반송파 주파수 오프셋에 따른 선형위상으로 변환하는 제2 선형위상 연산기;
    상기 선형위상을 상기 반송파 주파수 오프셋으로 변환하는 반송파 주파수 오프셋 연산기; 및
    라디안(radian) 단위로 측정된 상기 반송파 주파수 오프셋을 헤르츠(Hertz; Hz) 단위로 변환하는 파라미터 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  20. 제 11 항 내지 제 19항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신신호는,
    복수개의 수신 안테나 중, 제1 수신 안테나를 통해 수신된 제1 채널 및 제2 채널의 수신신호와 제2 수신 안테나를 통해 수신된 제3 채널 및 제4 채널의 수신신호 중 적어도 하나의 수신신호인 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.
  21. OFDM 또는 OFDMA을 지원하는 무선통신 시스템에서 채널을 추정하는 방법으로서,
    (a) 부반송파 주파수 할당 단위에서 얻어진 파일럿에 대한 파일럿 채널 추정치를 구하는 단계; 및
    (b) 시간축상 보간, 주파수축상 보간 및 이동 평균 중 적어도 하나를 토대로 미리 연산된 가중치와, 상기 파일럿 채널 추정치를 이용하여 상기 채널을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  22. 제 21 항에 있어서, 상기 부반송파 주파수 할당 단위는,
    부반송파의 인덱스 방향으로 복수 개의 부반송파들로 구획된 부반송파 주파수 할당 부(sub)단위를 토대로 상기 채널을 추정하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  23. 제 21 항에 있어서, 상기 가중치는,
    상기 부반송파 주파수 할당 부(sub)단위의 심볼 인덱스와 파일럿 패턴에 따라 정해진 수의 파일럿에 대한 가중치인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
  24. 제 21 항 내지 제 23 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 (b) 단계는,
    상기 가중치와 상기 파일럿 채널 추정치와의 곱을 이용하여 상기 채널 추정치를 연산하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
KR1020070044723A 2006-10-11 2007-05-08 Ｏｆｄｍ 또는 ｏｆｄｍａ를 지원하는 무선통신시스템에서의 채널 추정 장치 및 방법 KR100877742B1 (ko)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070044723A KR100877742B1 (ko) 2007-05-08 2007-05-08 Ｏｆｄｍ 또는 ｏｆｄｍａ를 지원하는 무선통신시스템에서의 채널 추정 장치 및 방법
US12/445,129 US20100027698A1 (en) 2006-10-11 2007-10-11 Apparatus and method for estimating channel in ofdm/ofdma based wireless communication system
PCT/KR2007/004986 WO2008044888A1 (en) 2006-10-11 2007-10-11 Apparatus and method for estimating channel in ofdm/ofdma based wireless communication system
CN2007800378831A CN101523839B (zh) 2006-10-11 2007-10-11 在基于ofdm/ofdma的无线通信系统中估计信道的设备和方法
JP2009532297A JP5055373B2 (ja) 2006-10-11 2007-10-11 Ｏｆｄｍまたはｏｆｄｍａを支援する無線通信システムにおけるチャンネル推定装置及びその方法
US13/593,120 US8861633B2 (en) 2006-10-11 2012-08-23 Apparatus and method for estimating channel in OFDM/OFDMA based wireless communication system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070044723A KR100877742B1 (ko) 2007-05-08 2007-05-08 Ｏｆｄｍ 또는 ｏｆｄｍａ를 지원하는 무선통신시스템에서의 채널 추정 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20080099086A true KR20080099086A (ko) 2008-11-12
KR100877742B1 KR100877742B1 (ko) 2009-01-08

Family

ID=40286278

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070044723A KR100877742B1 (ko) 2006-10-11 2007-05-08 Ｏｆｄｍ 또는 ｏｆｄｍａ를 지원하는 무선통신시스템에서의 채널 추정 장치 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100877742B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115361260A (zh) * 2022-06-30 2022-11-18 深圳泽惠通通讯技术有限公司 一种prach接收机前端数据处理方法、系统及设备

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2429105B1 (en) 2010-09-13 2013-03-27 Ntt Docomo, Inc. Node in a wireless system with time and clock frequency synchronizing and corresponding method

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2003903826A0 (en) * 2003-07-24 2003-08-07 University Of South Australia An ofdm receiver structure
KR100626643B1 (ko) * 2003-12-26 2006-09-21 한국전자통신연구원 가중치 평균을 이용한 채널 추정 보상 방법
KR100594085B1 (ko) * 2004-12-21 2006-06-30 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 시간영역 채널 추정방법 및 장치

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115361260A (zh) * 2022-06-30 2022-11-18 深圳泽惠通通讯技术有限公司 一种prach接收机前端数据处理方法、系统及设备
CN115361260B (zh) * 2022-06-30 2024-05-21 深圳泽惠通通讯技术有限公司 一种prach接收机前端数据处理方法、系统及设备

Also Published As

Publication number Publication date
KR100877742B1 (ko) 2009-01-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5055373B2 (ja) Ｏｆｄｍまたはｏｆｄｍａを支援する無線通信システムにおけるチャンネル推定装置及びその方法
US10841141B2 (en) Pilot design for OFDM systems with four transmit antennas
EP1826972B1 (en) Apparatus and method for channel estimation for data demodulation in broadband wireless access system
KR100939941B1 (ko) 채널 추정을 이용한 다중 캐리어 시스템 내 심볼 타이밍수정
US8126068B2 (en) Method and device for estimating channel of uplink signal in wireless communication system
JP5042219B2 (ja) 受信機および周波数情報推定方法
EP2122951B1 (en) Inter-carrier interference cancellation for ofdma systems
EP1890397B1 (en) Transmitter/receiver and method for communicating with a remote transmitter/receiver using spatial phase codes
WO2003085869A1 (fr) Procede et dispositif de communication par multiplexage par repartition orthogonale de la frequence (ofdm)
KR20080028625A (ko) 멀티캐리어 통신 시스템에서 공통 위상 에러 보정 장치 및방법
JP5080400B2 (ja) 無線端末、基地局及びチャンネル特性推定方法
KR100895053B1 (ko) Ｏｆｄｍ/ｏｆｄｍａ 방식을 지원하는 ｍｉｍｏ 무선통신시스템에서의 채널 추정 장치 및 방법
JP4279646B2 (ja) 通信装置
KR100877742B1 (ko) Ｏｆｄｍ 또는 ｏｆｄｍａ를 지원하는 무선통신시스템에서의 채널 추정 장치 및 방법
KR100880894B1 (ko) Ｏｆｄｍ/ｏｆｄｍａ 방식을 지원하는 ｍｉｍｏ 무선통신시스템에서 시간 오프셋 및 채널을 추정하는 장치 및 방법
CN101523839B (zh) 在基于ofdm/ofdma的无线通信系统中估计信道的设备和方法
JP5869359B2 (ja) 無線通信システム及び無線通信方法
KR100877744B1 (ko) Ｏｆｄｍ/ｏｆｄｍａ 방식을 지원하는 ｍｉｍｏ 무선통신시스템에서의 채널 추정 장치 및 방법
KR100843727B1 (ko) 직교 주파수 분할 다중 또는 직교 주파수 분할 다중 접속방식을 지원하는 수신 장치 및 그 방법
KR100877743B1 (ko) Ｏｆｄｍ/ｏｆｄｍａ 방식을 지원하는 ｍｉｍｏ 무선통신시스템에서 ｆｕｓｃ 모드에 대한 채널 추정 장치 및 방법
KR20080096080A (ko) 직교 주파수 분할 다중 기반 무선 시스템의 상향링크에서적응 파일럿 신호 간격 조정 장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121129

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131128

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141010

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151120

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161114

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171129

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20181127

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20191125

Year of fee payment: 12