KR20080028625A - 멀티캐리어 통신 시스템에서 공통 위상 에러 보정 장치 및방법 - Google Patents

멀티캐리어 통신 시스템에서 공통 위상 에러 보정 장치 및방법 Download PDF

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KR20080028625A
KR20080028625A KR1020060094156A KR20060094156A KR20080028625A KR 20080028625 A KR20080028625 A KR 20080028625A KR 1020060094156 A KR1020060094156 A KR 1020060094156A KR 20060094156 A KR20060094156 A KR 20060094156A KR 20080028625 A KR20080028625 A KR 20080028625A
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Abstract

본 발명은 멀티캐리어 통신 시스템의 신호 수신 장치에서, 다수의 심벌들중 기준 심벌에서 추정된 기준 신호의 자기 상관값과, 상기 기준 신호의 채널 추정값과 실제 수신된 기준 신호의 상호 상관 값을 검출하고, 상기 자기 상관값과 상호 상관값의 비를 공통 위상 에러의 지수값으로 생성하고, 상기 공통 위상 에러 지수값의 켤레값을 생성하고, 상기 켤레값을 사용하여 상기 다수의 심벌들중 상기 기준 심벌 이외의 심벌들에 대한 공통 위상 에러를 보정한다.
자기 상관 값, 상호 상관 값, 공통 위상 에러 지수값, 기준 심벌

Description

멀티캐리어 통신 시스템에서 공통 위상 에러 보정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CORRECTING COMMON PHASE ERROR IN A MULTI-CARRIER COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 변조 방식으로 QPSK 방식을 사용할 경우, 신호 수신 장치에서 출력되는 CPE를 포함하는 연판정 값을 개략적으로 도시한 도면
도 2는 일반적인 OFDM 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 CPE 보정 장치의 내부 구조를 도시한 도면
도 3은 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 CPE에 의한 OFDM 심볼별 EVM 변화를 도시한 그래프
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 준정적 채널 환경에서 CPE를 보정하는 방식을 개략적으로 도시한 도면
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 가변 채널 환경에서 CPE를 보정하는 제1가변 채널 환경 CPE 추정 방식을 개략적으로 도시한 도면
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 가변 채널 환경에서 CPE를 보정하는 제2가변 채널 환경 CPE 추정 방식을 개략적으로 도시한 도면
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 CPE 보정 장치의 내부 구조를 도시한 도면
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 CPE 보정 장치의 CPE 보정 과정을 도시한 순서도
본 발명은 통신 시스템에서 공통 위상 에러(CPE: Common Phase Error, 이하 'CPE'라 칭하기로 한다) 보정 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 멀티캐리어 방식을 사용하는 통신 시스템(이하, '멀티캐리어 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 CPE를 보정하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로, 차세대 통신 시스템은 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 한다)들에게 고속의 대용량 데이터 송수신이 가능한 서비스를 제공하기 위한 형태로 발전해나가고 있다. 따라서, 차세대 통신 시스템에서는 고속 대용량 데이터 송수신을 위해 멀티캐리어 방식, 일 예로 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 ‘OFDM’이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 것을 적극적으로 고려하고 있다.
그런데, OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하, 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 신호 수신 장치에서는 국부 발진기(local oscillator)나 신호 경로의 아이솔레이션(isolation) 문제로 인해 위상 잡음(phase noise)이 발생하게 된 다. 또한, 이런 위상 잡음은 상기 OFDM 통신 시스템의 신호 수신 장치 뿐만 아니라 신호 송신 장치에서도 발생할 수 있다. 또한, 상기 위상 잡음은 의도하지 않은 부가적인 위상 변조 성분으로 해석되며, 이런 위상 변조 성분은 신호 수신 장치에서 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭하기로 한다) 유닛(unit)을 통해 FFT 수행된 후 CPE와 캐리어간 간섭(ICI: Inter-Carrier Interference, 이하 'ICI'라 칭하기로 한다)으로 분리된다. 상기 ICI는 신호 수신 장치에서 검출된 신호의 분산을 증가시키고, CPE는 한 OFDM 심볼내의 신호 전체를 일정하게 회전시킨다. 이렇게 CPE로 인해 한 OFDM 심볼내의 신호 전체가 일정하게 회전되므로 상기 CPE를 보정하는 것은 수신 성능 향상에 매우 중요한 요소로 작용하게 된다. 그러면 여기서 상기 CPE를 보정하는 방식들에 대해서 설명하면 다음과 같다.
첫 번째 방식은, 국부 발진기와 같은 디아비스(device) 자체의 정밀도를 개선시켜 CPE를 보정하는 방식이다.
두 번째 방식은, 신호 경로의 아이솔레이션을 향상시켜 CPE를 보정하는 방식이다.
세 번째 방식은, 신호 성좌도(signal constellation)상에서 송신 신호점과 수신 신호점의 위상차를 직접 추정하여 CPE를 보정하는 방식이다. 상기 첫 번째 방식과 두 번째 방식은 하드웨어적으로 CPE를 보정하는 방식인 반면, 세 번째 방식은 소프트웨어적으로 CPE를 보정하는 방식이다. 상기 첫 번째 방식과 두 번째 방식의 경우 그 디바이스 자체의 정밀도를 증가시켜야만 하기 때문에 비용 증가를 초래하 게 되어 그 사용은 제한적이다. 또한, 비용 증가를 감수한다고 하더라도 시분할 듀플렉싱(TDD: Time Division Duplexing, 이하 'TDD'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템에서는 증폭기를 온/오프(on/off)할 경우 램프 업/다운(lamp up/down)시 불안정한 상태가 발생하게 된다. 따라서, 일반적으로는 세 번째 방식을 사용하여 CPE를 보정한다.
그러면 여기서 도 1을 참조하여 OFDM 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 변조 방식으로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식을 사용할 경우, 신호 수신 장치에서 출력되는 CPE를 포함하는 연판정(soft-decision) 값에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 변조 방식으로 QPSK 방식을 사용할 경우, 신호 수신 장치에서 출력되는 CPE를 포함하는 연판정 값을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1에서 세로축은 허수(im: imaginary )축을 나타내며, 가로축은 실수(real) 축을 나타낸다. 상기 도 1에서,
Figure 112006070375989-PAT00001
는 신호 수신 장치에서의 신호 성좌점상에서 OFDM 심볼 #i에 대한 연판정 값들과 신호 송신 장치에서 송신된 QPSK 심볼 사이의 평균 위상차, 즉 CPE를 나타낸다. 여기서, i는 OFDM 심볼 인덱스(index)를 나타낸다.
다음으로 도 2를 참조하여 일반적인 OFDM 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 CPE 보정 장치의 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 2는 일반적인 OFDM 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 CPE 보정 장 치의 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 CPE 보정 장치는 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭하기로 한다) 유닛(211)과, 주파수 영역 등화기(frequency-domain equalizer)(213)와, 서브 캐리어(sub-carrier) 선택기(215)와, 편각 연산기(arg(·))(217)와, 경판정기(hard-decision unit)(219)과, 편각 연산기(221)와, 감산기(223)와, 평균 연산기(mean(·))(225)와, 켤레 지수 연산기(exp{-j(·)})(227)와, 곱셈기(229)와, 검출기(231)와, 이동 평균 필터(moving average filter)(233)를 포함한다.
먼저, 수신 신호가 상기 FFT 유닛(211)으로 전달되면, 상기 FFT 유닛(211)은 상기 수신 신호에 대해 FFT를 수행한 후 그 중 데이터 서브 캐리어, 즉 트래픽(traffic) 서브 캐리어 신호를 상기 주파수 영역 등화기(213)로 출력한다. 여기서, 상기 FFT 유닛(211)에서 출력하는 신호가 트래픽 서브 캐리어에 대한 연판정 값
Figure 112006070375989-PAT00002
이며, 이는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00003
상기 수학식 1에서, i는 OFDM 심볼 인덱스를 나타내며, n은 수신 안테나 인덱스를 나타내며, t는 데이터 서브 캐리어 인덱스를 나타낸다. 또한, 상기 수학식 1에서
Figure 112006070375989-PAT00004
는 OFDM 심벌 #i에서 수신 안테나 #n을 통해 수신한 트래픽 서브 캐리어 #t의 채널 값을 나타내며,
Figure 112006070375989-PAT00005
는 OFDM 심벌 #i에서 수신 안테나 #n을 통해 수신한 트래픽 서브 캐리어 #t의 신호를 나타낸다.
상기 주파수 영역 등화기(213)는 상기 FFT 유닛(211)에서 출력한 연판정값
Figure 112006070375989-PAT00006
을 이동 평균 필터(233)에서 출력한 신호, 즉 CPE 추정값
Figure 112006070375989-PAT00007
에 상응하게 주파수 영역에서 등화하여 상기 서브 캐리어 선택기(215)와 곱셈기(229)로 출력한다. 여기서, 상기 주파수 영역 등화기(213)에서 출력하는 신호가
Figure 112006070375989-PAT00008
이다. 상기 서브 캐리어 선택기(215)는 상기 주파수 영역 등화기(213)에서 출력한 신호
Figure 112006070375989-PAT00009
에서 최대값을 가지는
Figure 112006070375989-PAT00010
를 선택하여 상기 경판정기(219)와 편각 연산기(217)로 출력한다. 결국, 상기 서브 캐리어 선택기(215)에서 출력하는 신호
Figure 112006070375989-PAT00011
는 주파수 영역에서 등화된 최대 연판정값을 나타낸다.
상기 편각 연산기(217)은 상기
Figure 112006070375989-PAT00012
을 입력하여 그 편각, 즉 위상을 검출한 후 상기 감산기(223)로 출력한다. 여기서, 상기 편각 연산기(217)에서 출력하는 위상이
Figure 112006070375989-PAT00013
이다. 또한, 상기 경판정기(219)는 상기
Figure 112006070375989-PAT00014
을 입력하여 경판정한 후, 그 경판정값
Figure 112006070375989-PAT00015
를 생성하여 상기 편각 연산기(221)로 출력한다. 상기 편각 연산기(221)는 상기 경판정값
Figure 112006070375989-PAT00016
를 입력하여 그 편각, 즉 위상을 검출한 후 상기 감산기(223)로 출력한다. 여기서, 상기 편각 연산기(221)에서 출력하는 위상이
Figure 112006070375989-PAT00017
이다.
상기 감산기(223)는 상기 편각 연산기(217)에서 출력한 위상
Figure 112006070375989-PAT00018
에서 상기 편각 연산기(221)에서 출력한 위상
Figure 112006070375989-PAT00019
을 감산한 후 상기 평균 연산기(225)로 출력한다. 상기 평균 연산기(225)는 상기 감산기(223)에서 출력한 신호를 입력하여 평균을 취함으로써 CPE를 추정한다. 여기서, 상기 CPE 추정값이
Figure 112006070375989-PAT00020
이며, 이는 하기 수학식 2에 나타낸 바와 같다.
Figure 112006070375989-PAT00021
상기 평균 연산기(225)에서 출력한 CPE 추정값
Figure 112006070375989-PAT00022
는 상기 켤레 지수 연산기(227)로 입력되고, 상기 켤레 지수 연산기(227)는 상기 CPE 추정값
Figure 112006070375989-PAT00023
을 입력하여 그 켤례 지수 값인
Figure 112006070375989-PAT00024
을 생성한 후 상기 곱셈기(229)로 출력한다. 상기 곱셈기(229)는 상기 주파수 영역 등화기(213)에서 출력한 신호에
Figure 112006070375989-PAT00025
을 곱셈한 후 상기 검출기(231)로 출력한다. 즉, 상기 곱셈기(229)는 현재의 OFDM 심볼 이후의 OFDM 심볼, 즉 OFDM 심볼 #i+1에
Figure 112006070375989-PAT00026
를 곱해줌으로써 CPE를 보정한다. 또한, 상기 검출기(231)는 상기 CPE가 보정된, 상기 곱셈기(229)에서 출력 된 신호를 가지고 최종적으로 신호 송신 장치에서 송신한 신호를 검출한다.
한편, 상기 평균 연산기(225)에서 출력한 CPE 추정값
Figure 112006070375989-PAT00027
은 상기 이동 평균 필터(233)로 입력되고, 상기 이동 평균 필터(233)는 상기 CPE 추정값
Figure 112006070375989-PAT00028
를 입력하여 그 필터 계수를 업데이트한 후 상기 CPE 추정값
Figure 112006070375989-PAT00029
를 상기 주파수 영역 등화기(213)로 출력한다.
상기 도 2에서 설명한 바와 같이, 소프트웨어적으로 CPE를 보정하는 방식은 트래픽 서브 캐리어를 사용하여 CPE를 보정하기 때문에, 오버헤드(overhead) 감소 측면에서는 우수하다. 그러나, 현재 OFDM 심볼의 CPE를 추정한 후, 그 CPE 추정값을 다음 OFDM 심볼에서 보정해주기 때문에 상기 OFDM 통신 시스템에서 OFDM 심볼 단위로 CPE가 급변하는 경우 정확하게 CPE를 보정하는 것은 불가능하게 된다.
다음으로 도 3을 참조하여 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 CPE에 의한 OFDM 심볼별 에러 벡터 크기(EVM: Error Vector Magnitude, 이하 'EVM'이라 칭하기로 한다) 변화에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 3은 일반적인 OFDM 통신 시스템에서 CPE에 의한 OFDM 심볼별 EVM 변화를 도시한 그래프이다.
상기 도 3에 도시되어 있는 CPE에 의한 OFDM 심볼별 EVM 변화 그래프는 상기 OFDM 통신 시스템의 신호 송신 장치가 4개의 송신 안테나들, 즉 송신 안테나 #1(Tx.ANT #1) 내지 송신 안테나 #4(Tx.ANT #4)의 4개의 송신 안테나들을 사용할 경우의 CPE에 의한 OFDM 심볼별 EVM 변화를 도시한 그래프이다. 상기 도 3에 도시 되어 있는 바와 같이, 상기 OFDM 통신 시스템의 신호 송신 장치와 신호 수신 장치에서 강제적인 잡음을 삽입하지 않고 순수하게 신호를 송수신한다고 하더라도 다양한 하드웨어적인 원인에 의해 EVM이 무한대가 아니게 되며, 특히 OFDM 심볼 단위로 변화하는 EVM은 CPE에 의한 성능 저하를 간접적으로 반영하는 것이다. 즉, 상기 도 3에 도시되어 있는 바와 같이 CPE는 주파수 오프셋(frequency offset)과는 달리 OFDM 심볼 단위로 무작위로 발생할 가능성이 크며, 또한 OFDM 심볼 단위로 CPE가 급변할 경우 상기 도 2에서 설명한 바와 같은 소프트웨어적인 CPE 보정 방식을 사용할 경우 정확하게 CPE를 보정하는 것은 불가능하게 된다.
또한, 현재 차세대 통신 시스템에서 그 사용을 적극적으로 고려하고 있는 터보 코드(turbo code)와 저밀도 패리티 검사(LDPC: Low Density Parity Check Code, 이하 'LDCP'라 칭하기로 한다) 코드와 같이 신호 수신 장치에서 경판정을 수행하지 않는 복호기를 사용할 경우에는 소프트웨어적인 CPE 보정 방식을 사용하는 것 자체가 불가능하다. 만약, 상기 소프트웨어적인 CPE 보정 방식을 사용하는 것이 가능하다고 하더라도 가능한 모든 후보 심볼들에 대한 경판정기 구조가 추가적으로 필요하게 되어 하드웨어 복잡도가 증가하게 된다.
또한, 상기 소프트웨어적인 CPE 보정 방식은 트래픽 서브 캐리어를 사용하여 CPE를 추정하기 때문에 상기 트래픽 서브 캐리어의 채널 상태가 열악할 경우에는 상기 CPE 추정 성능 역시 저하된다.
따라서, 본 발명의 목적은 멀티캐리어 통신 시스템에서 CPE를 보정하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 멀티캐리어 통신 시스템에서 채널 환경에 상응하게 CPE를 보정하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 멀티캐리어 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 공통 위상 에러 보정 장치에 있어서, 다수의 심벌들중 기준 심벌에서 추정된 기준 신호의 자기 상관값과, 상기 기준 신호의 채널 추정값과 실제 수신된 기준 신호의 상호 상관 값을 검출하고, 상기 자기 상관값과 상호 상관값의 비를 공통 위상 에러의 지수값으로 생성하고, 상기 공통 위상 에러 지수값의 켤레값을 생성하는 공통 위상 에러 보정기와, 상기 켤레값을 사용하여 상기 다수의 심벌들중 상기 기준 심벌 이외의 심벌들에 대한 공통 위상 에러를 보정하는 곱셈기를 포함한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 장치는; 멀티캐리어 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 공통 위상 에러 보정 장치에 있어서, 다수의 심벌들중 2개의 기준 심벌들 각각의 기준 신호의 채널 추정값을 검출하고, 상기 기준 심벌들의 채널 추정값들을 미리 설정되어 있는 채널 추정 방식을 사용하여 신규 채널 추정값을 생성하고, 상기 기준 심벌들 이외의 심벌들 각각에 대해, 해당 심벌에서 추정된 기준 신호의 자기 상관값과, 상기 신규 채널 추정값과 실제 수신된 기준 신호의 상호 상관 값을 검출하고, 상기 자기 상관값과 상호 상관값의 비를 해당 심벌의 공통 위상 에러의 지수값으로 생성하고, 상기 공통 위상 에러 지수값의 켤레값을 생성하는 공통 위상 에러 보정기와, 상기 켤레값을 사용하여 해당 심벌에 대한 공통 위상 에러를 보정하는 곱셈기를 포함한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 멀티캐리어 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 공통 위상 에러 보정 방법에 있어서, 다수의 심벌들중 기준 심벌에서 추정된 기준 신호의 자기 상관값과, 상기 기준 신호의 채널 추정값과 실제 수신된 기준 신호의 상호 상관 값을 검출하는 과정과, 상기 자기 상관값과 상호 상관값의 비를 공통 위상 에러의 지수값으로 생성하는 과정과, 상기 공통 위상 에러 지수값의 켤레값을 생성하고, 상기 켤레값을 사용하여 상기 다수의 심벌들중 상기 기준 심벌 이외의 심벌들에 대한 공통 위상 에러를 보정하는 과정을 포함한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은; 멀티캐리어 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 공통 위상 에러 보정 방법에 있어서, 다수의 심벌들중 2개의 기준 심벌들 각각의 기준 신호의 채널 추정값을 검출하고, 상기 기준 심벌들의 채널 추정값들을 미리 설정되어 있는 채널 추정 방식을 사용하여 신규 채널 추정값을 생성하는 과정과, 상기 기준 심벌들 이외의 심벌들 각각에 대해, 해당 심벌에서 추정된 기준 신호의 자기 상관값과, 상기 신규 채널 추정값과 실제 수신된 기준 신호의 상호 상관 값을 검출하는 과정과, 상기 자기 상관값과 상호 상관값의 비를 해당 심벌의 공통 위상 에러의 지수값으로 생성하는 과정과, 상기 공통 위상 에러 지수값의 켤레값을 생성하고, 상기 켤레값을 사용하여 해당 심벌에 대한 공통 위상 에러를 보정하는 과정을 포함한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 멀티캐리어 방식, 일 예로 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 ‘OFDM’이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하, 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 공통 위상 에러(CPE: Common Phase Error, 이하 'CPE'라 칭하기로 한다)를 보정하는 장치 및 방법을 제안한다. 특히, 본 발명은 OFDM 통신 시스템에서 준정적(quasi-static) 채널 환경과 가변 채널 환경 각각을 고려하여 CPE를 보정하는 장치 및 방법을 제안한다. 여기서, 상기 준정적 채널이라 함은 L개의 OFDM 심벌동안 변하지 않는 채널을 나타내며, 가변 채널은 OFDM 심벌 단위로 변하는 채널을 나타낸다.
그러면 첫 번째로, OFDM 통신 시스템에서 준정적 채널 환경을 고려할 경우의 CPE 보정 방식에 대해서 설명하기로 한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 준정적 채널 환경에서 CPE를 보정하는 방식을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 채널은 L개의 OFDM 심볼 동안 채널이 변하지 않는 준정적 채널을 가정하기로 하며, 상기 OFDM 통신 시스템에서 한 개의 프레임(frame) 은 L개의 OFDM 심볼들을 포함한다고 가정하기로 한다. 먼저, CPE가 존재하지 않는다고 가정할 경우, 파일럿 서브 캐리어(sub-carrier) #p에서 I(In-phase) 신호 혹은 Q(Quadrature-phase) 신호는 시간에 따른 채널의 변화가 존재하지 않으므로 참조 부호 411와 같은 형태를 가진다. 여기서, 파일럿 서브 캐리어 신호는 기준 신호(reference signal)가 된다. 또한, 참조 부호 411에 나타낸 신호는 아이디얼(ideal) I 신호 혹은 Q 신호이다. 이와는 달리, CPE가 OFDM 심볼 단위로 발생한다고 가정할 경우, 참조 부호 411로 나타낸 바와 같은 I 신호 혹은 Q 신호는 참조 부호 413와 같은 형태로 변화한다.
그런데, 참조 부호 413에 나타낸 바와 같이 변화된 I 신호 혹은 Q 신호를 그대로 사용할 경우 OFDM 통신 시스템 전체의 성능이 저하되므로, 참조 부호 413에 나타낸 바와 같이 변화된 I 신호 혹은 Q 신호를 미리 설정되어 있는 기준(reference) OFDM 심볼, 일 예로 프리앰블(preamble)을 기준으로 하여 참조 부호 415에 나타낸 바와 같이 보정해주어야만 한다. 이렇게, 참조 부호 413에 나타낸 바와 같이 변화된 I 신호 혹은 Q 신호를 참조 부호 415에 나타낸 바와 같이 보정해 주는 것이 CPE 보정인 것이다.
한편, 상기 OFDM 통신 시스템의 신호 수신 장치가 NR개의 수신 안테나들을 포함한다고 가정할 경우, 수신 안테나 #n를 통해 수신한 OFDM 심벌 #i의 샘플(sample) #k에 대해 CPE가 존재하지 않는 이상적인 수신 신호를
Figure 112006070375989-PAT00030
라고 가정 하면, CPE가 포함된 수신 신호
Figure 112006070375989-PAT00031
는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00032
상기 수학식 3에서, i는 OFDM 심볼 인덱스(index)를 나타내며,
Figure 112006070375989-PAT00033
는 OFDM 심볼 #i의 CPE이며, nφ는 백색 위상 잡음을 나타낸다. 여기서, i = 0일 경우가 프리앰블이며, i = L일 경우가 미드앰블(midamble)이다.
이하, 설명의 편의상 OFDM 심볼 #0, 즉 프리앰블을 기준 OFDM 심볼이라고 가정하기로 하며, 이 경우 φ0는 0으로 설정할 수 있다(φ0 = 0). 또한, 임의의 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 한다)가 할당받은 서브 채널(sub-channel)의 개수를 Nc라고 가정하고, 한 개의 서브 채널이 포함하는 파일럿 서브 캐리어의 개수를 Np라고 가정하고,
Figure 112006070375989-PAT00034
개의 파일럿 서브 캐리어 인덱스들의 집합을 Ap라고 가정하기로 한다. 그러면, 상기 신호 수신 장치에서 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)이 수행된 후 OFDM 심볼 #i의 파일럿 서브 캐리어 #p에서의 수신 신호
Figure 112006070375989-PAT00035
는 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00036
상기 수학식 4에서, p는 파일럿 서브 캐리어 인덱스 집합 Ap가 포함하는 엘리먼트(element)이며,
Figure 112006070375989-PAT00037
는 NR개의 수신 안테나들 각각을 통해 수신한 파일럿 서브 캐리어 #p에서의 수신 신호 벡터를 나타낸다. 여기서, T는 이항(transpose) 연산을 나타낸다.
또한, 수신 안테나 #n에서 NT개의 송신 안테나들에 대한 유효 채널(effective channel)을
Figure 112006070375989-PAT00038
라고 가정하기로 한다. 여기서, m은 송신 안테나 인덱스를 나타낸다. 그러면,
Figure 112006070375989-PAT00039
은 NR개의 수신 안테나들 각각에 대한 파일럿 서브 캐리어 #p에서의 채널 벡터를 나타내며,
Figure 112006070375989-PAT00040
은 NR개의 수신 안테나들 각각에 대한 파일럿 서브 캐리어 #p에서의 잡음 벡터를 나타내며,
Figure 112006070375989-PAT00041
는 신호 송신 장치에서 송신한 OFDM 심볼 #i의 파일럿 서브 캐리어 #p에서의 송신 신호, 즉 파일럿 신호를 나타낸다. 여기서,
Figure 112006070375989-PAT00042
는 모든 송신 안테나들에서 동일하게 송신된다.
상기 도 4에서 설명한 바와 같이, 준정적 채널에서는 기준 OFDM 심볼인 프리앰블의 채널이 해당 프레임의 전체 OFDM 심볼 채널과 동일하기 때문에, 해당 프레임의 전체 OFDM 심볼들에 대한 파일럿 채널 추정값은 프리앰블의 파일럿 채널 추정값과 동일하며, 이는 하기 수학식 5에 나타낸 바와 같다. 여기서, 파일럿 채널이라 함은 한 OFDM 심볼내에 존재하는 파일럿 서브 캐리어들의 집합을 나타낸다.
Figure 112006070375989-PAT00043
상기 수학식 5에서,
Figure 112006070375989-PAT00044
는 프리앰블의 파일럿 채널 추정값을 나타내며,
Figure 112006070375989-PAT00045
는 OFDM 심볼 #i의 파일럿 채널 추정값을 나타낸다.
한편, CPE를 보정하기 위해서는 CPE 자체를 추정할 필요없이 CPE의 지수(exponent) 값을 추정한 후, 그 켤레 값으로 CPE를 보정하면 된다. 상기 CPE의 지수 값은 각 OFDM 심볼에서 추정된 파일럿 채널의 전력인 자기 상관 값과, 추정된 파일럿 채널 신호, 즉 파일럿 채널 추정값과 실제 수신된 파일럿 채널 신호의 상호 상관 값의 비를 사용하여 검출할 수 있다.
먼저, 프리앰블에서 파일럿 채널의 평균 전력은 하기 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00046
상기 수학식 6에서 P0는 프리앰블에서 파일럿 채널의 평균 전력을 나타내며, 상기 수학식 6에서는 잡음과 파일럿 채널은 독립적이기 때문에, 평균을 취하는 파일럿 서브 캐리어의 개수가 충분히 클 경우 잡음은 무시할 수 있다고 가정하여 파일럿 채널의 평균 전력을 근사화하였으며,
Figure 112006070375989-PAT00047
은 수신 안테나 #n에서의 잡음의 분산을 나타낸다.
한편, 준정적 채널에서 기준이 되는 파일럿 채널 추정값과OFDM 심볼 #i에 대한 파일럿 채널 신호의 상호 상관값은 하기 수학식 7에 나타낸 바와 같다.
Figure 112006070375989-PAT00048
상기 수학식 7에서 C0,i는 프리앰블과 OFDM 심볼 #i에 대한 파일럿 채널의 상호 상관값을 나타낸다.
또한, 수신 신호의 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 한다)가 충분히 커서
Figure 112006070375989-PAT00049
<< 1일 경우, 상기 수학식 6 및 수학식 7로부터 OFDM 심볼 #i에서 CPE의 지수 값에 대한 추정은 하기 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00050
또한, 한 OFDM 심볼 내에서 추정된 CPE의 지수 값은 서브 채널이 상이하다고 하더라도 동일한 MS에 대해서는 동일하다. 그러므로, 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 ‘OFDMA’이라 칭 하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하, 'OFDMA 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 다운링크(downlink)에서는 수신 신호
Figure 112006070375989-PAT00051
혹은 채널 추정 값
Figure 112006070375989-PAT00052
에 CPE의 지수 값의 켤레 값을 곱해서 CPE를 보정할 수 있다. 또한, 상기 OFDMA 통신 시스템의 업링크(uplink)에서는 한 OFDM 심볼에 다수의 MS들이 할당될 수 있으므로 각 MS의 채널 추정 값에 CPE를 보정하는 것이 효율적이다.
따라서, OFDM 심볼 #i의 데이터 서브 캐리어, 즉 트래픽(traffic) 서브 캐리어 #t에 대해 추정된 CPE를 보정하는 방식은 하기 수학식 9 혹은 하기 수학식 10에 나타낸 바와 같다.
Figure 112006070375989-PAT00053
Figure 112006070375989-PAT00054
상기 수학식 9 및 수학식 10에서, i = 1, 2, ... , L-1이며, t = 0, 1, ..., Ndata-1이다. 여기서, Ndata는 한 OFDM 심볼에서 MS에게 할당된 트래픽 서브 캐리어의 개수를 나타낸다.
상기에서는 준정적 채널 환경에서의 CPE 보정 방식에 대해서 설명하였으며, 다음으로 가변 채널 환경에서의 CPE 보정 방식에 대해서 설명하기로 한다.//
먼저, 가변 채널 환경에서는 채널이 OFDM 심벌 단위로 변하기 때문에, 프리앰블을 기준으로 하여 CPE를 추정하는 것은 난이하다. 따라서, 가변 채널 환경에서 CPE를 추정하기 위해 하기와 같은 두 가지 방식들, 즉 제1가변 채널 환경 CPE 추정 방식과 제2가변 채널 환경 CPE 추정 방식을 고려한다.
첫 번째로, 도 5를 참조하여 제1가변 채널 환경 CPE 추정 방식에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 가변 채널 환경에서 CPE를 보정하는 제1가변 채널 환경 CPE 추정 방식을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 5를 설명하기에 앞서, 상기 제1가변 채널 환경 CPE 추정 방식은 가변 채널 환경이지만. 미리 설정된 B개의 연속된 OFDM 심벌들 구간 동안에는 채널이 변하지 않는다고 가정하고, 상기 B개의 OFDM 심벌들중 첫 번째 OFDM 심벌을 기준 OFDM 심벌로 설정하여 CPE를 추정하는 방식이다.
상기 도 5를 참조하면, 연속된 B개, 일 예로 5개의 OFDM 심벌들 구간 동안은 채널이 변하지 않는다고 가정하고, 상기 5개의 OFDM 심벌들중에서 첫 번째 OFDM 심벌, 즉 OFDM 심벌 #1을 기준 OFDM 심벌로 설정한다. 이후, 상기 도 4에서 설명한 바와 같은 준정적 채널에서의 CPE 보정 방식과 동일한 방식으로 CPE를 보정한다.
상기 도 5에서, 참조 부호 511로 나타낸 신호는 아이디얼 I 신호 혹은 Q 신호이며, 참조 부호 511로 나타낸 아이디얼 I 신호 혹은 Q 신호는 실제 채널 환경에서는 참조 부호 513와 같은 형태를 가지게 된다. 그런데, 5개의 OFDM 심벌들 구간 에서는 채널의 변화가 존재하지 않으므로 OFDM 심벌 #1를 기준 OFDM 심벌로 하여 CPE를 보정하였을 경우 참조 부호 513에 나타낸 바와 같은 신호는 참조 부호 515에 나타낸 바와 같이 변화된다.
결과적으로, MS의 이동 속도가 비교적 낮아 비교적 채널의 변화가 작을 경우 상기 5개의 OFDM 심벌들 구간은 준정적 채널 환경에 해당하기 때문에, 상기 도 4에서 설명한 바와 같은 준정적 채널에서의 CPE 보정 방식과 동일한 방식으로 CPE를 보정하는 것이 가능하게 되는 것이다. 그러나, MS의 이동 속도가 증가하게 될 경우 도플러 효과(Doppler effect)가 증가하게 되어 제1가변 채널 환경 CPE 추정 방식의 CPE 추정 성능은 저하된다. 따라서, 본 발명에서는 MS의 이동 속도 증가에 따른 CPE 추정 성능 저하를 방지할 수 있도록 하기 위해 새로운 CPE 추정 방식, 즉 제2가변 채널 환경 CPE 추정 방식을 추가적으로 제안한다.
두 번째로, 도 6을 참조하여 제2가변 채널 환경 CPE 추정 방식에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 6은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 가변 채널 환경에서 CPE를 보정하는 제2가변 채널 환경 CPE 추정 방식을 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 6을 설명하기에 앞서, 제1가변 채널 환경 CPE 추정 방식의 경우 MS의 이동 속도가 증가하게 될 경우 CPE 추정 성능 역시 저하된다. 따라서, 제2가변 채널 환경 CPE 추정 방식에서는 기준 OFDM 심벌이 아닌 각 OFDM 심벌에서의 파일럿 채널 추정값에 상응하게 CPE를 보정하도록 한다. 즉, 파일럿 채널 추정값이 정확하 다고 가정할 경우, 해당 파일럿 채널 추정 값에 상응하게 CPE를 추정한 후, CPE 추정값에 상응하게 CPE를 보정한다.
상기 도 6을 참조하면, 먼저 채널 추정 방식으로 선형 보간(linear interpolation) 방식 기반의 채널 추정 방식을 사용한다고 가정하기로 한다. 이렇게 선형 보간 방식 기반의 채널 추정 방식을 사용하여 추정된 파일럿 채널 추정값이 실제 파일럿 채널 값과 동일하다고 가정할 경우, 상기 수학식 3에 나타낸 바와 같은 수신 신호에 대해 파일럿 채널 추정 값을 사용하여 CPE를 보정할 수 있는데 이에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 동기가 정확하게 획득된 경우, FFT가 수행된 후의 OFDM 심볼 #i의 파일럿 서브 캐리어 #p에서의 수신 신호는 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00055
한편, 프리앰블과 미드앰블의 파일럿 채널로부터 선형 간섭 방식을 사용하여 추정된 OFDM 심볼 #i의 파일럿 서브 캐리어 #p에 대한 채널 추정값은 하기 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00056
그리고, OFDM 심볼 #i의 파일럿 서브 캐리어 p에 대한 채널 추정값이 OFDM 심볼 #i의 기준 위상 신호가 된다. 신호 수신 장치가 NR개의 수신 안테나들을 포함하는 경우, OFDM 심볼 #i에서 선형 보간 방식을 사용하여 추정된 파일럿 서브 캐리어 #p에 대한 채널의 평균 전력은 하기 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00057
한편, 선형 보간 방식을 사용하여 추정된 파일럿 서브 캐리어 #p에 대한 채널 추정값에 CPE가 존재하지 않는다면, 아이디얼한 파일럿 채널 추정값과 상기 선형 보간 방식을 사용하여 추정된 파일럿 채널 추정값이 동일해야만 하므로
Figure 112006070375989-PAT00058
의 관계가 성립하고, 또한
Figure 112006070375989-PAT00059
의 관계가 성립한다.
따라서, OFDM 심볼 #i에서 파일럿 서브 캐리어의 선형 보간 방식을 통해 획득된 수신 신호와 실제 수신된 파일럿 서브 캐리어 신호 사이의 상호 상관 값은 하기 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00060
상기 수학식 14에서, 채널 추정이 정확하다고 가정할 경우, 즉 실제 파일럿 채널값과 파일럿 채널 추정값이 동일할 경우
Figure 112006070375989-PAT00061
이고, 각 OFDM 심볼의 파일럿 신호는 신호 수신 장치에서 미리 인지하고 있으므로,
Figure 112006070375989-PAT00062
로 정의할 수 있다. 이 경우, 상기 수학식 14에 나타낸 상호 상관 값은 하기 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00063
따라서, 수신 신호의 SNR이 충분히 커서
Figure 112006070375989-PAT00064
<< 1일 경우, OFDM 심볼 #i에서 CPE의 지수 값에 대한 추정은 하기 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006070375989-PAT00065
이렇게, 추정한 CPE의 지수 추정값을 사용하여 OFDM 심볼 #i의 트래픽 서브 캐리어 #t에 대해 CPE를 보정하는 방식은 상기 수학식 9 혹은 수학식 10에 나타낸 바와 같다.
다시, 상기 도 6에 대해서 설명하면, 참조 부호 611로 나타낸 신호는 아이디얼 I 신호 혹은 Q 신호이며, 참조 부호 611로 나타낸 아이디얼 I 신호 혹은 Q 신호는 실제 채널 환경에서는 참조 부호 613와 같은 형태를 가지게 된다. 또한, 각 OFDM 심볼에서의 파일럿 채널 추정값을 기준으로 CPE를 보정하였을 경우 참조 부호 613에 나타낸 바와 같은 신호는 참조 부호 615에 나타낸 바와 같이 변화된다.
다음으로 도 7을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 CPE 보정 장치의 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 CPE 보정 장치의 내부 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 7을 참조하면, 상기 CPE 보정 장치는 FFT 유닛(710)과, CPE 보정기(720)와, 채널 추정기(730)와, FFT 버퍼(740)와, 곱셈기(750)와, 곱셈기(760)와, 검출기(770)를 포함한다. 또한, 상기 CPE 보정기(720)는 파일럿 채널 추정기(721) 와, 자기 상관기(auto-correlator)(723)와, 상호 상관기(cross-correlator)(725)와, CPE 추정기(727)를 포함한다.
먼저, 수신 신호가 상기 FFT 유닛(710)으로 입력되면, 상기 FFT 유닛(710)은 상기 수신 신호에 대해 FFT를 수행한 후 파일럿 서브 캐리어 신호를 상기 파일럿 채널 추정기(721)와 상호 상관기(725)로 출력하고, 프리앰블/미드앰블을 채널 추정기(730)로 출력하고, 트래픽 서브 캐리어 신호를 상기 FFT 버퍼(740)로 출력한다. 여기서, 상기 FFT 유닛(710)에서 출력하는 파일럿 서브 캐리어 신호가
Figure 112006070375989-PAT00066
이고, 상기 FFT 유닛(710)에서 출력하는 프리앰블/미드앰블이
Figure 112006070375989-PAT00067
이고, 상기 FFT 유닛(710)에서 출력하는 트래픽 서브 캐리어 신호가
Figure 112006070375989-PAT00068
이다.
상기 파일럿 채널 추정기(621)는 상기 FFT 유닛(710)에서 출력한 파일럿 서브 캐리어 신호
Figure 112006070375989-PAT00069
를 입력하여 채널 추정한 후 그 파일럿 채널 추정값
Figure 112006070375989-PAT00070
을 상기 자기 상관기(723) 및 상호 상관기(725)로 출력한다. 상기 자기 상관기(723)는 상기 파일럿 채널 추정값
Figure 112006070375989-PAT00071
을 입력하여 자기 상관을 수행하여 그 자기 상관값, 즉 상기 파일럿 채널의 전력 Pi를 생성하고, 상기 파일럿 채널의 전력 Pi를 상기 CPE 추정기(727)로 출력한다. 또한, 상기 상호 상관기(725)는 상기 파일럿 채널 추정값
Figure 112006070375989-PAT00072
을 입력하여 상호 상관을 수행하여 그 상호 상관값 Ci를 생성하고, 상기 파일럿 채널의 상호 상관값 Ci를 상기 CPE 추정기(727)로 출력한다. 상기 CPE 추정기(727)는 상기 파일럿 채널의 전력 Pi과 상호 상관값 Ci를 입력하여 CPE의 지수값을 추정한 후, 그 CPE 지수 추정값을 생성한다. 또한, 상기 CPE 추정기(727)는 상기 CPE 지수 추정값의 켤레 값
Figure 112006070375989-PAT00073
을 생성한 후 상기 곱셈기(750)와 곱셈기(760)로 출력한다.
한편, 상기 채널 추정기(730)는 상기 FFT 유닛(710)에서 출력한 프리앰블/미드앰블
Figure 112006070375989-PAT00074
을 입력하여 채널을 추정한 후 그 채널 추정값을 상기 곱셈기(750)로 출력한다. 여기서, 상기 채널 추정기(730)에서 출력하는 채널 추정값은 트래픽 채널에 적용하기 위한 값이므로 '트래픽 채널 추정값'이라 칭하기로 한다. 상기 곱셈기(750)는 상기 채널 추정기(730)에서 출력한 트래픽 채널 추정값과 상기 CPE 지수 추정값의 켤레 값
Figure 112006070375989-PAT00075
을 곱하여 CPE 보정된 채널값
Figure 112006070375989-PAT00076
을 생성하여 상기 검출기(770)로 출력한다. 또한, 상기 FFT 버퍼(740)는 상기 FFT 유닛(710)에서 출력한 트래픽 서브 캐리어 신호
Figure 112006070375989-PAT00077
를 버퍼링하고 있다가 해당 시점에서 상기 곱셈기(760)로 출력한다. 상기 곱셈기(760)는 상기 트래픽 서브 캐리어 신호
Figure 112006070375989-PAT00078
와 CPE 지수 추정값의 켤레 값
Figure 112006070375989-PAT00079
을 곱하여 CPE 보정된 트래픽 서브 캐리어 신호
Figure 112006070375989-PAT00080
를 생성하여 상기 검출기(770)로 출력한다.
상기 검출기(770)는 상기 CPE 보정된 트래픽 채널 추정값
Figure 112006070375989-PAT00081
과 CPE 보정된 트래픽 서브 캐리어 신호
Figure 112006070375989-PAT00082
를 입력하여 실제 신호 송신 장치에서 송신한 트래픽 서브 캐리어 신호로 복원한다.
다음으로 도 8을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 CPE 보정 과정에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 8은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 CPE 보정 장치의 CPE 보정 과정을 도시한 순서도이다.
상기 도 8을 참조하면, 먼저 CPE 보정 장치는 811단계에서 수신 신호에 대해 FFT를 수행한 후 그 FFT 수행된 신호를 파일럿 서브 캐리어 신호와, 트래픽 서브 캐리어 신호와, 프리앰블/미드앰블로 분류한 후 813단계로 진행한다. 상기 813단계에서 상기 CPE 보정 장치는 상기 프리앰블과 미드앰블의 파일럿 채널값을 선형 보간 방식에 상응하게 채널 추정하여 해당 OFDM 심벌에서의 파일럿 채널 추정값을 검출하고, 이를 기준 위상 신호로 설정한 후 815단계로 진행한다.
상기 815단계에서 상기 CPE 보정 장치는 해당 OFDM 심벌의 파일럿 채널의 전력인 자기 상관값을 검출하고 817단계로 진행한다. 상기 817단계에서 상기 CPE 보정 장치는 해당 OFDM 심벌의 파일럿 채널값과 파일럿 채널 추정값간의 상호 상관값 을 검출하고 819단계로 진행한다. 상기 819단계에서 상기 CPE 보정 장치는 상기 자기 상관값과 상호 상관값을 사용하여 CPE 지수 추정값을 생성하고, 다시 CPE 지수 추정값의 켤레 값
Figure 112006070375989-PAT00083
을 생성한 후 821단계로 진행한다.
상기 821단계에서 상기 CPE 장치는 상기 CPE 지수 추정값의 켤레 값
Figure 112006070375989-PAT00084
을 트래픽 채널 추정값 및 트래픽 서브 캐리어 신호에 보정한 후 823단계로 진행한다. 상기 823단계에서 상기 CPE 장치는 상기 CPE 보정된 트래픽 채널 추정값
Figure 112006070375989-PAT00085
과 CPE 보정된 트래픽 서브 캐리어 신호
Figure 112006070375989-PAT00086
를 입력하여 실제 신호 송신 장치에서 송신한 트래픽 서브 캐리어 신호로 복원하고 종료한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 멀티캐리어 통신 시스템에서 채널 환경에 상응하게 CPE를 보정하는 것을 가능하게 한다는 이점을 가진다. 즉, 본 발명은 멀티 캐 리어 통신 시스템의 채널 환경에 따라 CPE 보정 방식을 적응적으로 제어함으로써 채널 환경에 적합한 형태로 CPE를 보정함으로 전체 시스템 성능을 향상시킨다.

Claims (16)

  1. 멀티캐리어 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 공통 위상 에러 보정 방법에 있어서,
    다수의 심벌들중 기준 심벌에서 추정된 기준 신호의 자기 상관값과, 상기 기준 신호의 채널 추정값과 실제 수신된 기준 신호의 상호 상관 값을 검출하는 과정과,
    상기 자기 상관값과 상호 상관값의 비를 공통 위상 에러의 지수값으로 생성하는 과정과,
    상기 공통 위상 에러 지수값의 켤레값을 생성하고, 상기 켤레값을 사용하여 상기 다수의 심벌들중 상기 기준 심벌 이외의 심벌들에 대한 공통 위상 에러를 보정하는 과정을 포함하는 공통 위상 에러 보정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 기준 심벌 이외의 심벌들에 대한 공통 위상 에러를 보정하는 과정은;
    상기 기준 심벌 이외의 심벌들 각각의 트래픽 신호를 상기 켤레값을 사용하여 공통 위상 에러를 보정하거나, 혹은 상기 기준 심벌 이외의 심벌들 각각의 트래픽 채널 추정값을 상기 켤레값을 사용하여 공통 위상 에러를 보정하는 것임을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 멀티캐리어 통신 시스템의 채널 환경이 채널이 변하지 않는 준정적 채널 환경일 경우, 상기 다수의 심벌들은 한 개의 프레임이 포함하는 심벌들임을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 멀티캐리어 통신 시스템의 채널 환경이 채널이 변하는 가변 채널 환경일 경우, 상기 다수의 심벌들은 한 개의 프레임이 포함하는 심벌들중 채널이 변하지 않는 구간에 포함되는 심벌들임을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 방법.
  5. 멀티캐리어 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 공통 위상 에러 보정 방법에 있어서,
    다수의 심벌들중 2개의 기준 심벌들 각각의 기준 신호의 채널 추정값을 검출하고, 상기 기준 심벌들의 채널 추정값들을 미리 설정되어 있는 채널 추정 방식을 사용하여 신규 채널 추정값을 생성하는 과정과,
    상기 기준 심벌들 이외의 심벌들 각각에 대해, 해당 심벌에서 추정된 기준 신호의 자기 상관값과, 상기 신규 채널 추정값과 실제 수신된 기준 신호의 상호 상 관 값을 검출하는 과정과,
    상기 자기 상관값과 상호 상관값의 비를 해당 심벌의 공통 위상 에러의 지수값으로 생성하는 과정과,
    상기 공통 위상 에러 지수값의 켤레값을 생성하고, 상기 켤레값을 사용하여 해당 심벌에 대한 공통 위상 에러를 보정하는 과정을 포함하는 공통 위상 에러 보정 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 해당 심벌에 대한 공통 위상 에러를 보정하는 과정은;
    상기 해당 심벌의 트래픽 신호를 상기 켤레값을 사용하여 공통 위상 에러를 보정하거나, 혹은 상기 해당 심벌의 트래픽 채널 추정값을 상기 켤레값을 사용하여 공통 위상 에러를 보정하는 것임을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 채널 추정 방식이 선형 보간 방식일 경우, 상기 신규 채널 추정값은 상기 기준 심벌들의 채널 추정값들을 선형 보간한 선형 보간 채널 추정값임을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 방법.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 다수의 심벌들은 한 개의 프레임이 포함하는 심벌들과 다른 한 개의 프레임이 포함하는 한 개의 심벌임을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 방법.
  9. 멀티캐리어 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 공통 위상 에러 보정 장치에 있어서,
    다수의 심벌들중 기준 심벌에서 추정된 기준 신호의 자기 상관값과, 상기 기준 신호의 채널 추정값과 실제 수신된 기준 신호의 상호 상관 값을 검출하고, 상기 자기 상관값과 상호 상관값의 비를 공통 위상 에러의 지수값으로 생성하고, 상기 공통 위상 에러 지수값의 켤레값을 생성하는 공통 위상 에러 보정기와,
    상기 켤레값을 사용하여 상기 다수의 심벌들중 상기 기준 심벌 이외의 심벌들에 대한 공통 위상 에러를 보정하는 곱셈기를 포함하는 공통 위상 에러 보정 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 곱셈기는;
    상기 기준 심벌 이외의 심벌들 각각의 트래픽 신호와 상기 켤레값을 곱해 상 기 트래픽 신호의 공통 위상 에러를 보정하거나, 혹은 상기 기준 심벌 이외의 심벌들 각각의 트래픽 채널 추정값과 상기 켤레값을 곱해 상기 트래픽 채널 추정값의 공통 위상 에러를 보정함을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 장치.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 멀티캐리어 통신 시스템의 채널 환경이 채널이 변하지 않는 준정적 채널 환경일 경우, 상기 다수의 심벌들은 한 개의 프레임이 포함하는 심벌들임을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 장치.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 멀티캐리어 통신 시스템의 채널 환경이 채널이 변하는 가변 채널 환경일 경우, 상기 다수의 심벌들은 한 개의 프레임이 포함하는 심벌들중 채널이 변하지 않는 구간에 포함되는 심벌들임을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 장치.
  13. 멀티캐리어 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 공통 위상 에러 보정 장치에 있어서,
    다수의 심벌들중 2개의 기준 심벌들 각각의 기준 신호의 채널 추정값을 검출 하고, 상기 기준 심벌들의 채널 추정값들을 미리 설정되어 있는 채널 추정 방식을 사용하여 신규 채널 추정값을 생성하고, 상기 기준 심벌들 이외의 심벌들 각각에 대해, 해당 심벌에서 추정된 기준 신호의 자기 상관값과, 상기 신규 채널 추정값과 실제 수신된 기준 신호의 상호 상관 값을 검출하고, 상기 자기 상관값과 상호 상관값의 비를 해당 심벌의 공통 위상 에러의 지수값으로 생성하고, 상기 공통 위상 에러 지수값의 켤레값을 생성하는 공통 위상 에러 보정기와,
    상기 켤레값을 사용하여 해당 심벌에 대한 공통 위상 에러를 보정하는 곱셈기를 포함하는 공통 위상 에러 보정 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 곱셈기는;
    상기 해당 심벌의 트래픽 신호와 상기 켤레값을 곱해 상기 트래픽 신호의 공통 위상 에러를 보정하거나, 혹은 상기 해당 심벌의 트래픽 채널 추정값과 상기 켤레값을 곱해 상기 트래픽 채널 추정값의 공통 위상 에러를 보정함을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 장치.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 채널 추정 방식이 선형 보간 방식일 경우, 상기 신규 채널 추정값은 상 기 기준 심벌들의 채널 추정값들을 선형 보간한 선형 보간 채널 추정값임을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 장치.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 다수의 심벌들은 한 개의 프레임이 포함하는 심벌들과 다른 한 개의 프레임이 포함하는 한 개의 심벌임을 특징으로 하는 공통 위상 에러 보정 장치.
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