KR100811892B1 - 고속 무선 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원방법 및 수신 장치 - Google Patents

고속 무선 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원방법 및 수신 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR100811892B1
KR100811892B1 KR1020060114123A KR20060114123A KR100811892B1 KR 100811892 B1 KR100811892 B1 KR 100811892B1 KR 1020060114123 A KR1020060114123 A KR 1020060114123A KR 20060114123 A KR20060114123 A KR 20060114123A KR 100811892 B1 KR100811892 B1 KR 100811892B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
value
channel equalization
equalization coefficient
signal
channel
Prior art date
Application number
KR1020060114123A
Other languages
English (en)
Inventor
김동규
강영진
김재영
박광로
Original Assignee
한국전자통신연구원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국전자통신연구원 filed Critical 한국전자통신연구원
Priority to KR1020060114123A priority Critical patent/KR100811892B1/ko
Priority to US12/514,837 priority patent/US8351494B2/en
Priority to PCT/KR2007/005773 priority patent/WO2008060118A1/en
Application granted granted Critical
Publication of KR100811892B1 publication Critical patent/KR100811892B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/361—Modulation using a single or unspecified number of carriers, e.g. with separate stages of phase and amplitude modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
    • H04L25/03286—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus with channel-decoding circuitry
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/01—Equalisers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W28/00—Network traffic management; Network resource management
    • H04W28/16—Central resource management; Negotiation of resources or communication parameters, e.g. negotiating bandwidth or QoS [Quality of Service]
    • H04W28/18—Negotiating wireless communication parameters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

본 발명은, 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법 및 수신 장치에 관한 것으로서, 무선 고속 통신 시스템의 수신기에서 패킷의 프리앰블 전송구간 동안 주파수 영역에서 비인가성 채널 추정을 통해 채널 등화 계수의 초기값을 획득하는 과정과, 상기 패킷의 데이터 전송구간 동안 시간 영역에서 상기 채널 등화 계수를 갱신하기 위한 고차수 QAM 신호 보정을 수행하는 과정과, 상기 패킷의 데이터 전송구간에서 페이로드 구간이 시작되면 주파수 영역 판정 의거에 따른 채널 등화계수 트래킹 및 시간 영역에서 상기 고차수 QAM 신호 보정에 따른 보정값을 경판정하여 반송파 위상 오류를 보정하여 상기 채널 등화 계수를 갱신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
Figure R1020060114123
싱글 캐리어 방식, 고속 무선 통신 시스템, 채널 등화, 반송파 복원, 반송파 위상 오프셋, 채널 등화계수, 고차수 QAM 신호, 채널 트래킹, FFT, IFFT

Description

고속 무선 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법 및 수신 장치{CHANNEL EQUALIZATION AND CARRIER RECOVERY METHOD AND RECEIVER IN HIGH-SPEED WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 패킷의 구조를 도시한 도면,
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 프리앰블 구조를 도시한 도면,
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 싱글 캐리어(Single-carrier) 방식의 디지털 모뎀 시스템에서 채널 등화 및 반송파 복원을 위한 수신기의 구조를 도시한 도면,
도 4는 상기 도 3의 초기 채널 등화계수를 획득하기 위한 채널 등화계수 획득부의 상세 구조를 도시한 도면,
도 5는 상기 도 3의 채널 등화계수 트래킹부 및 반송파 위상 오류 보정부의 상세 구조를 도시한 도면,
도 6은 상기 도 5의 오류 검출기의 상세 구조를 도시한 도면,
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 수신기에서 사용하는 프리앰블의 용도를 도시한 도면,
도 8은 본 발명의 실시예에 따라 채널 등화 및 반송파 복원을 위한 과정을 도시한 도면,
도 9는 본 발명의 실시예에 따라 고차수 QAM 신호 보정을 위한 과정을 도시한 도면.
본 발명은 고속 무선 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법 및 장치에 관한 것으로서, 특히 싱글 캐리어(Single-carrier) 방식의 디지털 모뎀 시스템의 수신단에서 제한된 프리앰블을 이용하여 비 데이터구간 채널 등화 상수를 획득하여 데이터 구간 채널 등화 및 반송파를 복원하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
직교주파수분할다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식과 같은 멀티 캐리어(Multi-carrier)방식을 이용하는 디지털 모뎀 기술은 정밀한 신호 동기를 위한 복잡한 수신단 동기기술, 고가의 선형특성을 갖는 증폭기, 높은 해상도를 갖는 고가의 AD/DA 변환기를 사용해야 한다. 반면에 싱글 캐리어(Single-carrier) 방식을 이용하는 디지털 모뎀 기술은 간단한 수신단 동기기술, 저가의 증폭기, 낮은 해상도의 AD/DA 변환기를 사용하므로 간단한 구조를 갖는 저전력/저가의 수신기를 구현하기 용이하다. 이러한 싱글 캐리어 방식의 장점은 저(低)차수의 직교 진폭 변조(QAM : Quadrature Amplitude modulation) 또는 위상 편이 변조(PSK : Phase Shift Keying) 방식을 사용하는 저속 통신의 경우에 적용이 되므로 코드분할다중방식(CDMA : Code division Multiple Access)을 이용하는 이동전화와 같은 서비스에 적용되고 있다.
32-QAM 이상의 고(高)차수의 QAM 신호를 사용하는 고속통신의 경우에는 신호잡음, 채널의 왜곡, 반송파 동기 등의 영향이 수신기 성능을 저하시킨다. 특히 실내에서 무선통신을 하는 경우에는 복잡한 실내 환경으로 인해 다양한 다중경로 패이딩(Fading)이 발생하여 수신신호의 채널왜곡을 심화시키므로 저속통신에 적합한 기존의 싱글 캐리어 방식의 수신기 알고리듬 및 구조를 실내 고속통신용 모뎀 시스템으로 사용할 수가 없다.
멀티 캐리어 방식의 단점을 극복하기 위해, 최근에는 SC-FDE(Single-carrier Frequency Domain Equalization) 방식이 제안되었다. 이러한 방식은 송신단에서 OFDM방식과 동일하게 순환전치(Cyclic prefix)부를 이용하여 신호를 블록화하여 전송하고, 수신단에서 주파수 영역으로 신호를 변환하여 채널 등화를 수행한다.
그러나 상기 SC-FDE방식을 사용함으로써 상술한 OFDM방식의 문제점을 해결할 수 있지만, 고속 퓨리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)과 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)를 수신단에서 수행해야하므로 수신기 구조가 복잡해지는 단점이 있으며, 이는 수신기 구조가 간단하고 전력을 적게 소비해야 하는 WPAN(Wireless Personal Area Network) 방식에는 적합하지 않는 문제점이 있다.
따라서 본 발명의 목적은 패킷 기반의 데이터전송 방식을 이용하여 실내환경에서 싱글 캐리어(Single-carrier) 방식을 사용한 고속 무선통신 수신 때 필요한 채널 추정, 등화, 트래킹, 반송파 위상 오프셋 보정을 위한 방법 및 장치를 제공함에 있다.
그리고 본 발명의 다른 목적은 비 인과성 채널 추정방식으로 구한 채널 정보를 이용하여 제한된 차수의 등화기를 이용하여 최선의 성능을 갖는 채널 등화기 계수 획득 및 데이터 전송구간에서 채널 트래킹 및 반송파 위상 오프셋 보정 방법을 제공함에 있다.
본 발명은 데이터 전송구간 내의 헤더 구간과 페이로드(Payload)구간을 구분하여 고차수 QAM 신호를 정밀하게 보정하는 방법을 제공한다.
본 발명은 또 다른 목적은 데이터 전송구간에서 채널 트래킹 및 반송파 위상 오프셋 보정을 동시에 수행하는 채널 등화 및 반송파를 복원 방법 및 장치 제공함에 있다.
상기 이러한 본 발명의 목적들을 달성하기 위한 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법은, 무선 고속 통신 시스템의 수신기에서 패킷의 프리앰블 전송구간 동안 주파수 영역에서 비인가성 채널 추정을 통해 채널 등화 계수의 초기값을 획득하는 과정과, 상기 패킷의 데이터 전송구간 동안 시간 영역에서 상기 채널 등화 계수를 갱신하기 위한 고차수 직교 진폭 변조신호 보정을 수행하는 과정과, 상기 패킷의 데이터 전송구간에서 페이로드 구간이 시작되면 주파수 영역 판정 의거에 따른 채널 등화계수 트래킹 및 시간 영역에서 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호 보정에 따른 보정값을 경판정하여 반송파 위상 오류를 보정하여 상기 채널 등화 계수를 갱신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 본 발명의 목적들을 달성하기 위한 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치는, 패킷의 프리앰블 전송구간 동안 주파수 영역에서 비인가성 채널 추정을 통해 채널 등화계수의 초기값을 획득하는 초기 채널 등화계수 획득부와, 상기 패킷의 데이터 전송구간 동안 시간 영역에서 상기 채널 등화 계수를 갱신하기 위한 고차수 직교 진폭 변조 신호를 보정하는 신호 보정부와, 상기 패킷의 데이터 전송구간에서 페이로드 구간이 시작되면 주파수 영역 판정 의거에 따른 채널 등화계수 트래킹을 통해 상기 채널 등화계수를 갱신하는 채널 등화계수 트래킹부와, 상기 시간 영역에서 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호 보정에 따른 보정값을 경판정하여 반송파 위상 오프셋을 출력 및 상기 반송파 위상의 오류 검출하여 보정하는 반송파 위상 오류 보정부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성 요소들에 참조 부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성 요소들에 한해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있 다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
본 발명의 실시예에서는 다중 경로 페이딩이 심한 실내 환경에서 수신기 구조가 간단하고 전력소비가 적은 싱글 캐리어(Single-carrier) 방식을 이용하여 주파수 효율성이 높은 고차수의 직교 진폭 변조직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude modulation 이하, QAM이라 칭함) 신호를 사용하는 고속 무선통신시스템에 적합한 수신기를 적용하여 설명하기로 한다.
우선, 본 발명의 실시예에 따른 WPAN(Wireless Personal Area Network) 기술의 패킷 구조를 첨부된 1을 참조하여 설명하기로 한다.
상기 패킷은 크게 두 구간인 프리앰블 구간(10)과 데이터 구간(20)으로 나뉜다. 데이터 구간(20)은 다시 헤더 구간(21)과 페이로드 구간(22)으로 나뉜다. 이러한 프리앰블 구간(10)과 헤더 구간(21)은 직교 위상 편이 변조(QPSK : Quadrature Phase Shift Keying) 신호로 변조되며, 페이로드 구간(22)은 고차수 QAM 신호로 변조된다.
이와 같은 패킷 구조에서 상기 프리앰블 구간(10)은 첨부된 도 2에 도시된 바와 같이, L(=16)인 심볼로 이루어진 카자크(CAZAC) 시퀀스(11)와, 1개의 위상 반전 형태의 카자크 시퀀스(12)로 구성되며, 상기 가자크 시퀀스(11)는 11번 반복되어 나열된다. 여기서 상기 프리앰블 구간에서 사용되는 카자크(CAZAC) 시퀀스는 예를 들어 하기 <표 1>과 같은 시퀀스 값을 갖는다.
CAZAC 시퀀스 값
C(1) 1+j
C(2) 1+j
C(3) 1+j
C(4) 1+j
C(5) -1+j
C(6) -1-j
C(7) 1-j
C(8) 1+j
C(9) -1-j
C(10) 1+j
C(11) -1-j
C(12) 1+j
C(13) 1-j
C(14) -1-j
C(15) -1+j
C(16) 1+j
본 발명의 실시예에서는 이와 같은 프리앰블 전송구간에서 초기 채널 등화계수 획득을 수행하고, 프리앰블이 카자크 시퀀스의 반복 구성을 기반으로 하여 초기 채널 등화기 획득은 주파수 영역에서 수행하게 되며, 채널의 프리커서(Pre-cursor)와 포스트커서(Post-cursor) 부분을 동시에 추정하기 위해서 비인가성(Non-causal) 채널 추정방식을 적용한다. 따라서 본 발명은 채널 등화계수 획득 방법을 주파수 영역에서 수행함으로써 단 세 개의 카자크 시퀀스만 이용해도 네 개 이상의 카자크 시퀀스를 이용해야 하는 기존의 적응 트래이닝 방식의 채널 등화계수 획득 방법보다 성능이 우수하게 된다.
그러면 본 발명의 실시예에 따라 싱글 캐리어(Single-carrier)방식의 고속 무선통신 시스템에서 채널 등화 및 반송파 복원을 위한 고속 무선통신용 수신기의 구조에 대해 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 싱글 캐리어(Single-carrier) 방식의 디지털 모뎀 시스템에서 채널 등화 및 반송파 복원을 위한 수신기의 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 고속 무선통신용 수신기는 채널 등화계수 획득부(110)와, 신호 보정부(120)와, 채널 등화계수 트래킹부(130)와, 반송파 위상 오류 보정부(140)로 구성될 수 있다.
상기 채널 등화계수 획득부(110)는 WPAN 기술의 패킷이 수신되면 프리앰블 전송구간 동안 초기 채널 등화기 계수를 획득하여 채널 등화계수의 초기값을 구한다. 여기서 상기 초기값으로 초기화된 채널 등화계수는 데이터 전송 구간(20) 내의 헤더 구간(21) 동안에는 고차수 QAM 신호의 정밀 추정을 위한 보정 방법에 의해 수정되고, 페이로드 구간(22) 동안에는 시변 채널을 트래킹하기 위해 판정 의거 방법에 의하여 수정된다.
상기 신호 보정부(120)는 데이터 전송구간(20) 내의 헤더 구간(21)과 페이로드 구간(22)을 구분하여 상기 채널 등화계수를 수정하기 위해 고차수 QAM 신호의 정밀하게 보정 즉, QAM신호가 복소좌표 상에서 적절한 위치를 갖도록 보정한다.
상기 채널 등화계수 트래킹부(130)는 페이로드 구간(22)이 시작되면, 시변 채널을 트래킹하기 위해 판정의거(Decision-directed) 방식을 이용하여 채널 등화계수를 갱신한다.
상기 반송파 위상 오류 보정부(140)는 데이터 전송구간의 페이로드 구간 동안 상기 시간 영역에서 상기 고차수 QAM 신호 보정에 따른 보정값을 경판정하여 반송파 위상 오프셋을 추정하고, 상기 반송파 위상의 오류를 검출한다. 이로써 상기 반송파 위상 오류 보정부(140)는 전송 채널에 의해 발생하는 신호왜곡뿐만 아니라 수신단에서 발생하는 반송파 위상 오프셋을 제한된 수의 프리앰블을 이용하여 모두 복원할 수 있게 된다.
이와 같은 구조의 수신기에서 상기 채널 등화계수 획득부(110)의 상세 구조를 첨부된 도면을 참조하여 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
도 4는 상기 도 3의 초기 채널 등화계수를 획득하기 위한 채널 등화계수 획득부의 상세 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 상기 채널 등화계수 획득부(110)는 상단 경로부와 하단 경로부로 구분되며, 상단 경로부와 하단 경로부의 각 출력값을 나눈 결과값을 시간 영역으로 변환하는 역 고속 퓨리에 변환기(Inverse Fast Fourier Transform 이하, IFFT라 칭함)(117)와, 시간 영역의 채널 등화계수를 획득하는 매퍼(118)와, 최종적으로 주파수 영역의 채널 등화계수의 초기값을 구하는 2L 포인트(2L-point)의 고속 퓨리에 변환기(Fast Fourier Transform 이하, FFT라 칭함)(119)를 포함하여 구성할 수 있다.
상기 상단 경로부는 L 포인트 FFT(111)와, 다수의 곱셈기(113a, 113b)와, 다수의 컨쥬게이트(conjugate)(115a, 115b)와, 합산기(114b)의 조합으로 구성할 수 있으며, 상기 하단 경로부는 메모리(112)와, 컨쥬게이트(115c)와, 곱셈기(113c)와, 시프터(116) 및 디먹스의 조합으로 구성할 수 있다. 여기서 상기 FFT(111)는 프리앰블 P7 시퀀스의 C(L-npr+1)에 해당하는 수신 신호를 입력받아 주파수 영역 신호로 변환하는 L 포인트(Point) 고속 퓨리에 변환기이다. 상기 IFFT(117)는 상단 경로를 통해 변환된 주파수 영역 신호를 시간 영역으로 변환한다.
다음으로 상기 도 1에 도시된 상기 채널 등화계수 트래킹부(130) 및 반송파 위상 오류 보정부(140)의 상세 구조를 첨부된 도면을 참조하여 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
도 5는 상기 도 3의 채널 등화계수 트래킹부 및 반송파 위상 오류 보정부의 상세 구조를 도시한 도면이고, 도 6은 상기 도 5의 오류 검출기의 상세 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 상기 채널 등화계수 트래킹부(130)는 2L 포인트 FFT(131a, 131b)와, 채널 등화기(132)와, 주파수 영역 판정의거에 따른 채널 트래커(133) 및 2L 포인트 IFFT(134) 등의 조합으로 구성할 수 있다. 그리고 상기 반송파 위상 오류 보정부(140)는 판정기(141)와, 이상 검출기(142)와, 위상고정루프(Phase Locked Loop 이하, PLL이라 칭함)(143)와, 오류 검출기(144) 및 곱셈기(145) 등의 조합으로 구성할 수 있다. 여기서 상기 오류 검출기(144)는 상기 도 6에 도시된 바와 같이, 합산기(201) 및 곱셈기(202)로 구성될 수 있으며, 상기 페이로드 구간동안 수신되는 QAM 신호의 보정값을 경판정한 결과값과 상기 보정값의 차이값을 반송파 위상 오프셋 값과 곱하여 오류를 검출한다.
이와 같은 구조를 갖는 싱글 캐리어(Single-carrier) 방식의 고속 무선통신 시스템의 수신기가 사용하는 프리앰블 용도는 첨부된 도 7에 도시된 바와 같다. 프리앰블 구간(10)의 첫 번째 구간(310)은 에너지 인지, 자동 이득 제어(AGC : Automatic Gain Control), 패킷 타이밍 획득, 반송파 주파수 오프셋 추정 등 초기 동기 획득을 목적을 사용된다. 그리고 두 번째 구간(320)은 두개의 카자크 시퀀스만 사용하여 초기 채널 등화계수 획득을 위해 사용된다. 이러한 두 번째 구간(320)은 카자크 시퀀스의 중간 구간부터 사용하는데 이는 비인가성 채널 추정을 수행하기 위함이다. 마지막으로 세 번째 구간(330)은 프리앰블 구간의 마지막 지점을 구하기 위한 목적으로 사용된다.
그러면 이와 같은 구조를 갖는 싱글 캐리어(Single-carrier) 방식의 고속 무선통신 시스템의 수신기에서 채널 등화 및 반송파 복원을 위한 방법을 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따라 채널 등화 및 반송파 복원을 위한 과정을 도시한 도면이다.
상기 도 8을 참조하면, 400단계에서 수신기는 패킷이 수신되면, 프리앰블 전송구간(10) 동안 초기 등화계수 획득부(110)를 통해 등화기 계수의 초기 값을 획득한다. 그런 다음 410단계에서 수신기는 데이터 전송 구간(20)에서 헤더 구간(21)의 데이터를 이용하여 고차수 QAM 신호의 크기를 보정한 후 QAM 신호가 복소 좌표 상에서 적절한 위치를 갖도록 신호를 보정한다.
이후, 420단계에서 페이로드 구간(22)이 시작되면, 수신기는 채널 등화계수 트래킹부(130)를 통해 판정의거 방식을 이용하여 채널 등화계수를 갱신하고, 430단계에서 반송파 위상 오류 보정부(140)를 통해 반송파의 위상 오프셋을 추정하여 보상한다.
그런 다음 440단계에서 수신기는 신호가 페이로드 구간(22)의 끝 지점인지 판단하여 패킷이 끝나면 다시 400단계로 진행하여 초기값 획득을 대기한다.
이와 같은 채널 등화 및 반송파 복원을 위한 과정을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
다시 도 4를 참조하면, 초기 채널 등화계수 획득부(110)에는 입력단으로 수신 신호가 프리앰블 P7 시퀀스의 C(L-npr+1)에 해당하는 수신 신호부터 인가된다. 즉, 상기 패킷의 프리앰블 전송구간 동안 카자크 시퀀스 중간 구간에 해당하는 수신 신호부터 입력된다. 여기서 상기 npr은 추정 채널의 비인과 부분의 길이를 의미하며, L값은 16이다.
이렇게 입력된 수신 신호는 상단 경로를 통해 L 포인트 FFT(111)로 전달되고, 하단 경로를 통해 메모리(112) 및 합산기(114b)로 전달된다.
그러면 초기 채널 등화계수 획득부(110)는 상기 상단 경로로 입력되는 수신 신호를 L 포인트 FFT(111)에 의해 주파수 영역 신호로 변환하고, 변환된 주파수 영역 신호를 곱셈기(113a)를 통해 하기 <표 2>에 나타낸 바와 같은 T 시퀀스와 곱하여 비인가성 채널의 주파수 스펙트럼을 구한다. 그런 다음 초기 채널 등화계수 획득부(110)는 컨쥬게이트들(115a, 115b) 및 곱셈기(113b)의 일련의 연산을 통해 두 신호로 출력한다. 이러한 상기 출력된 신호 중 하나는 나눠져 L 포인트 IFFT(117)로 전달되고, 나머지 하나는 합산기(114b)로 전달된다.
T 시퀀스 0.5-j0.5, 0.5-j0.5, 0.5-j0.5, 0.5-j0.5, -0.5-j0.5, -0.5+j0.5, 0.5+j0.5, 0.5-j0.5, -0.5+j0.5, 0.5-j0.5, -0.5+j0.5, 0.5-j0.5, 0.5+j0.5, -0.5+j0.5, -0.5-j0.5, 0.5-0.5
한편, 초기 채널 등화계수 획득부(110)는 상기 하단 경로로 입력되는 수신 신호를 이용하여 비인가성 등화계수 획득을 위한 잡음 분산값을 구한다. 즉, 초기 채널 등화계수 획득부(110)는 하단 경로로 전달된 수신 신호를 합산기(114b)를 통해 입력값과 메모리(L-element Memory)(112)에 저장된 L 심볼 이전의 값의 차이값을 구하고, 이러한 차이값을 곱셈기(113c)를 통해 컨쥬게이트(115c)의 출력인 컬레복소값과 곱한다. 이렇게 곱해진 결과값은 시프터(116)로 입력된다. 이에 따라 초기 채널 등화계수 획득부(110)는 시프터(116)를 통해 입력되는 L개의 결과값들로 L 개의 복소수의 합을 구한 후 5비트 오른쪽 시프트를 행하여 상기 잡음 분산값을 구한다. 이러한 잡음 분산값은 L 디먹스(Demux)되어 합산기(114b)로 입력된다.
그러면 초기 채널 등화계수 획득부(110)의 합산기(114b)는 상기 곱셈기(113b)로부터 출력된 신호와 디먹스된 출력을 더한다. 이러한 합산기(114b)의 출력 신호를 상기 컨쥬게이트(115a)의 출력신호에 의해 나눠져 상기 L 포인트 IFFT(117)로 전달된다. 이에 따라 상기 L 포인트 IFFT(117)는 입력된 신호를 시간 영역 신호로 변환한다. 이렇게 변환된 시간 영역 신호는 매퍼(118) 및 2L 포인트 IFFT(119)를 거쳐 최종적으로 채널 등화계수의 초기값을 구한다. 여기서 상기 매퍼(118)는 IFFT(119)의 L개의 출력 위치를 r만큼 회전한다.
상기 시간 영역으로 변환하여 최종 채널 등화계수의 초기값을 구하는 과정에서 즉, 상기 L 포인트 IFFT(117), 매퍼(118) 및 2L 포인트 IFFT(119)에서의 계산량을 줄일 필요가 있는데, 이하에서 이러한 방법을 설명하기로 한다.
하기 <수학식 1>은 최종 주파수영역 등화계수를 나타낸다.
Figure 112006084441270-pat00001
상기 <수학식 1>에서
Figure 112007067277291-pat00035
는 나눗셈을 한 출력값이며,
Figure 112007067277291-pat00003
는 L의 값에 따라 사전에 계산할 수 있는 상수로서 하기 <수학식 2>와 같다.
Figure 112006084441270-pat00004
상기 <수학식 2>에서 r은 매퍼(118)의 회전 상수이다. 이러한 상기 <수학식 1> 및 <수학식 2>의 계산량과 상기 L 포인트 IFFT(117), 매퍼(118) 및 2L 포인트 IFFT(119)에 의한 계산량을 비교하면 하기 <표 3>과 같다.
방식 계산량 (실수 곱셈수)
(117,118,119)블록 3Llog2 L+L
수학식1, 수학식2 0 (k가 짝수일 때)
Figure 112006084441270-pat00005
(k가 홀수일 때)
상기 <수학식 1> 및 <수학식 2>를 사용하는 경우, k가 짝수일 경우에는 곱셈 계산이 필요가 없으며, k가 홀수일 경우에는 3L(log2 L-1)만큼 실수 곱셈수가 적다. 따라서 L=1이 아닌 이상 상기 <수학식 1> 및 <수학식 2>를 사용하여 제공하는 방법이 계산량이 적음을 알 수 있다.
이와 같이 계산된 채널 등화계수의 초기값은 고차수 QAM을 이용하는 신호 보정부(120)로 입력된다. 상기 신호 보정부(120)는 데이터 전송 구간(20) 내에서 헤더구간(21) 동안 동작하며, 이러한 신호 보정부(120)의 동작에 대해 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라 고차수 QAM 신호 보정을 위한 과정을 도시한 도면이다.
상기 도 9를 참조하면, 500단계에서 신호 보정부(120)는 헤더구간(21) 데이터가 QPSK 신호인 일정한 크기를 갖는 점에 착안하여 헤더구간(21) 동안 수신되는 데이터의 절대값을 하기 <수학식 3>과 같이 누적한다. 여기서 abs는 헤더 수신 데이터(i)의 절대값이다.
Figure 112007067277291-pat00038
Figure 112007067277291-pat00039
그런 다음 510단계에서 신호 보정부(120)는 상기 i 값이 56보다 작은지를 확 인하여 작으면 다시 500단계로 수행하고, 그렇지 않으면 520단계를 수행한다.
상기 520단계에서 누적된 값(g)은 0.179와 곱함으로써 평균 신호 크기(gd)를 구한 후 530단계에서 원하는 헤더 데이터의 크기(D)를 상기 평균 신호 크기(gd)로 나누어 QAM 신호 보정을 위한 상수값(G)을 구한다. 여기서 상기 G 값은 상기 신호 보정부(120)에서 페이로드(22)의 QAM 신호의 크기 보정을 위해 사용된다.
이와 같이 신호 보정부(120)에서 보정된 QAM 신호는 채널 등화계수 트래킹부(130)로 입력된다. 즉, 송신부에서 전송되는 고차수 QAM 송신 신호는 실내 환경에 의해 발생하는 다중경로 현상에 의해 왜곡되고 채널 및 수신기에 의해 발생하는 AWG(Additive White Gaussian) 잡음이 추가되어 상기 도 5에 도시된 바와 같은 입력단으로 수신된다.
그러면 상기 보정된 QAM 신호를 수신하여 처리하는 상기 채널 등화 계수 트래킹부(130) 및 이와 연결된 반송파 위상 오류 보정부(140)의 동작에 대해 다시 도 6을 참조하여 구체적으로 설명하기로 한다. 여기서 입력된 신호는 L(=16)개의 심볼로 이루어진 블록으로 구분되어 처리되며, 채널 등화기(132)의 등화계수 값은 데이터 전송구간(20)이 시작되기 전에 초기화된다. 이때, 초기값은 프리앰블 구간(10)에서 초기 채널 등화계수 획득부(110)에서 얻은 값이다.
다시 상기 도 5를 참조하면, 상기 채널 등화계수 트래킹부(130)로 입력된 수신 신호는 2L 포인트 FFT(131a)를 통해 오버랩-세이브(Overlap-save) 방식을 이용하여 주파수 영역 신호로 변환되어 채널 등화기(132)로 입력된다. 이러한 주파수 영역에서 채널 등화기(132)는 블록 곱셈기 구조를 갖는다.
또한, 반송파 위상 오류 보정부(140)에서 입력된 신호는 2L 포인트 FFT(131b)에서 주파수 영역 신호로 변환되어 채널 트래커(133)로 입력된다. 이에 따라 채널 트래커(133)는 등화계수를 주파수 영역 판정 의거 채널 트래킹을 통해 갱신한다. 이를 위해 상기 채널 트래커(133)는 하기 <수학식 4>를 이용한다.
Figure 112006084441270-pat00007
상기 <수학식 4>에서 i는 i번째 등화계수의 탭(i=0, 1, …, L-1), k는 볼록 인덱스, L은 블록의 크기, n은 시간 인덱스,
Figure 112006084441270-pat00008
는 norm 연산자, Rk는 k번째 블록의 수신신호의 주파수 영역 신호를 나타낸다. 그리고 e는 오류 검출기(144)의 출력값,
Figure 112006084441270-pat00009
는 PLL(143)의 출력값이다.
상기 채널 등화기(132)에서 상기 갱신된 채널 등화계수를 통해 등화된 신호는 2L 포인트 IFFT(134)에 의해 시간영역의 신호로 변환되고, 곱셈기(145)에 의해 상기 반송파 위상 오류 보정부(140)의 PLL(143)의 출력값(반송파 오류 오프셋)과 곱해진다. 즉, 상기 오류 보정부(140)는 시간 영역으로 변환된 신호에서 반송파 오류 오프셋을 제거한다. 이러한 곱셈기(145)로부터 출력된 QAM 신호는 상기 신호 보정부(120)에 의해 정밀하게 보정된다.
그러면 상기 반송파 위상 오류 보정부(140)는 상기 신호 보정부(120)로부터 보정된 신호를 입력받아 판정기(141)를 통해 보정된 신호를 경판정하여 신호의 실제값을 구하고, 위상 검출기(142)를 통해 상기 신호 보정부(120)로부터 입력된 신호의 값과 상기 실제값을 받아 두 값의 위상차를 구한다. 여기서 상기 위상차를 구하는 방법은 두 신호의 복소 곱셈 결과 중 허수 부분을 구하여 위상차로 사용하는 방법을 적용한다.
상기 위상 검출기(142)로부터 검출된 위상값은 상기 PLL(143)로 입력된다. 이에 따라 상기 PLL(143)은 검출된 위상값을 이용하여 반송파의 위상 오프셋을 추정한다. 즉, PLL(143)은 위상값을 루프 필터에 인가하여 저주파 위상값을 구한 후에 NCO(Numerically Controlled Oscillator)를 이용하여 저주파 위상값을 갖는 복소 회전 변수를 구한다. 이렇게 구해진 복소 회전 변수는 상기 곱셈기(145)로 입력된다.
한편, 오류 검출기(144)는 상기 판정기(141)로부터 출력된 실제값 및 위상 검출기(142)의 출력값을 받아 도 6에 도시된 바와 같이 합산기(201) 및 곱셈기(202)를 통해 오류를 검출하여 검출된 신호를 상기 채널 등화계수 트래킹부(130)의 2L 포인트 FFT(132)로 입력한다.
이와 같은 상기 채널 등화계수 트래킹(130) 및 상기 반송파 위상 오류 보정부(140)의 동작 과정은 데이터 전송구간(20)이 끝날 때까지 반복 수행된다.
상술한 바와 같이 본 발명의 실시예와 같은 채널 등화계수 획득, 채널 등화 및 반송파 위상 오프셋 보정에 대한 설계 방법을 적용할 경우, 본 발명은 다중 경로에 의한 채널 왜곡이 심한 실내 환경에서 구조가 간단하고 전력소비가 적은 Single-carrier 전송 방식을 사용함으로써 고속 데이터 통신을 수행할 수 있다.
그리고 본 발명의 실시예에서는 주파수 영역에서 비인가성 채널을 추정함으로써, 매우 작은 수의 카자크 시퀀스를 사용할 수 있으며, 이에 따라 기존의 채널 등화 방법보다 AGC, 패킷 타이밍 획득, 반송파 주파수 오프셋 추정 등 초기 동기 작업에 더 많은 수의 카자크 시퀀스를 사용할 수 있으므로 보다 높은 성능을 갖는 초기 동기부 설계가 가능하다.
또한, 본 발명의 실시예에서 제공하는 고차수 QAM 신호 보정은 판정기에서 정밀한 신호 판정을 가능하게 하기 때문에 고차수 QAM 신호를 쉽게 사용할 수 있다. 따라서 본 발명은 QAM 신호의 차수를 높일수록 사용하는 신호의 주파수 대역을 줄일 수 있으므로 사용 주파수 대역의 효율성을 높일 수 있다. 그리고 본 발명의 실시예에서 등화계수 획득은 적은 계산량으로 오버랩-세이브와 같은 고속 콘볼루션(Convolution)을 위한 주파수영역의 초기 채널 등화계수를 구할 수 있으며, 데이터구간에서의 채널 등화 시의 계산량은 기존 SC-FDE 방식의 계산량 보다 작으므로 전력소비를 줄일 수 있다. 예를 들어 하기 <표 4>에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에서 제공하는 채널 등화 방식과, 상기 기존의 SC-FDE 방식을 비교해 보면, 계산량의 차이를 알 수 있다. 여기서 본 발명의 실시예에 따른 채널 등화 방식은 55Mbps의 속도를 갖는 802.15.3에 적용하는 경우이고, SC-FDE 방식은 54Mbps의 속도를 갖는 802.11a 방식을 구현하는 경우이다.
실수 곱셈수 (mul/sec)
SC-FDE방식을 802.11a방식에 적용하는 경우 (54Mbps) 432x106
본 발명에서 제공하는 채널 등화 방식을 802.15.3에 적용하는 경우 (55Mbps) 352x106
상기 <표 4>와 같이 두 경우의 단위 시간당 실수 곱셈수를 비교한 결과, 본 발명의 실시예에서 제공하는 채널 등화 방식이 기존의 SC-FDE 방식보다 약 80x106만큼의 곱셈 동작을 절약할 수 있음을 알 수 있다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 발명청구의 범위뿐 만 아니라 이 발명청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이 본 발명은 다중 경로에 의한 채널 왜곡이 심한 실내 환경에서 구조가 간단하고 전력소비가 적은 싱글 캐리어(Single-carrier) 전송 방식을 사용함으로써 고속 데이터 통신을 수행할 수 있으며, 주파수 영역에서 비인가성 채널을 추정함으로써, 매우 작은 수의 카자크 시퀀스를 사용할 수 있으므로 보다 높 은 성능을 갖는 초기 동기부 설계할 수 있는 효과가 있다.

Claims (22)

  1. 무선 고속 통신 시스템의 수신기에서 패킷의 프리앰블 전송구간 동안 주파수 영역에서 비인가성 채널 추정을 통해 채널 등화 계수의 초기값을 획득하는 과정과,
    상기 패킷의 데이터 전송구간 동안 시간 영역에서 상기 채널 등화 계수를 갱신하기 위한 고차수 직교 주파수 변조(QAM) 신호 보정을 수행하는 과정과,
    상기 패킷의 데이터 전송구간에서 페이로드 구간이 시작되면 주파수 영역 판정 의거에 따른 채널 등화계수 트래킹 및 시간 영역에서 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호 보정에 따른 보정값을 경판정하여 반송파 위상 오류를 보정하여 상기 채널 등화 계수를 갱신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 채널 등화계수를 갱신하는 과정은 상기 페이로드 구간 동안 보정된 고차수 직교 진폭 변조 신호의 보정값을 이용하여 패킷의 마지막 프레임까지 반복 수행함을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 채널 등화 계수를 획득하는 과정은,
    상기 패킷의 프리앰블 전송구간 동안 카자크 시퀀스 중간구간에 해당하는 수신 신호부터 입력받는 단계와,
    상단 경로로 입력된 수신 신호를 이용하여 비인가성 채널의 주파수 스펙트럼을 구하는 단계와,
    하단 경로로 입력된 수신 신호를 이용하여 비인가성 등화계수 획득을 위한 잡음 분산값을 구하는 단계와,
    상기 상단 경로 및 상기 하단 경로의 각 출력값을 이용하여 시간 영역의 비인가성 등화계수를 획득하는 단계와,
    상기 시간 영역의 비인가성 등화계수를 매퍼를 통해 회전하고 주파수 영역으로 변환하여 최종 채널 등화계수의 초기값을 구하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    최종 채널 등화계수의 초기값을 구하는 단계는, 하기 <수학식 5>를 이용하여 2L 개의 주파수 영역의 비인가성 등화계수를 구하며, 하기 <수학식 5>에서
    Figure 112007067277291-pat00036
    나눗셈을 한 출력값을,
    Figure 112007067277291-pat00011
    는 L의 값에 따라 사전에 계산할 수 있는 상수를 의미함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
    Figure 112007067277291-pat00012
  5. 제4항에 있어서,
    상기 L의 값에 따라 사전에 계산할 수 있는 상수(
    Figure 112006084441270-pat00013
    )는 상기 <수학식 6>를 이용하여 구하며, 하기 <수학식 6>에서 r은 매퍼(118)의 회전 상수를 의미함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
    Figure 112006084441270-pat00014
  6. 제3항에 있어서,
    상기 잡음 분산값은 상기 하단 경로로 입력된 수신 신호 및 메모리에 저장된 신호와의 차이값을 구하고, 상기 차이값과 컬레복소값을 곱하여 곱해진 L개의 모든 값을 합하여 5비트 시프트하여 구함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
  7. 제3항에 있어서,
    상기 비인가성 채널의 주파수 스펙트럼은 상기 입력된 수신 신호를 L 개의 주파수 영역으로 변환한 후 T-시퀀스로 곱하여 구함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호 보정을 수행하는 과정은,
    상기 헤더 구간 동안 수신되는 헤더 신호의 절대값을 누적하여 누적된 값에 상수를 곱하여 평균 누적값을 구하는 단계와,
    상기 평균 누적값으로 상기 헤더 신호의 크기값을 나누어 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호 보정을 위한 상수값을 획득하는 단계와,
    상기 페이로드 구간이 시작되면 상기 획득한 상수값을 이용하여 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호의 크기를 보정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
  9. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 채널 등화 계수를 갱신하는 과정은,
    상기 페이로드 구간 동안 주파수 영역의 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호를 시간 영역으로 변환하는 단계와,
    상기 시간 영역으로 변환된 고차수 직교 진폭 변조 신호에서 반송파 위상 오프셋을 제거하는 단계와,
    상기 반송파 위상 오프셋이 제거된 고차수 직교 진폭 변조 신호의 크기를 보정하는 단계와,
    상기 고차수 직교 진폭 변조 신호의 보정 시 오류를 검출하는 단계와,
    상기 오류를 검출한 고차수 직교 진폭 변조 신호를 주파수 영역으로 변환하여 상기 채널 등화계수를 트래킹을 통해 상기 채널 등화계수를 갱신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 고차수 직교 진폭 변조 신호의 보정 시 오류를 검출하는 단계는 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호의 보정값을 경판정한 결과값과 상기 보정값의 차이값을 반송파 위상 오프셋 값과 곱하여 오류를 검출함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 채널 등화계수를 갱신하는 단계는 하기 <수학식 7>을 이용하여 상기 채널 등화계수를 상기 주파수 영역에서 판정의거 트래킹한 결과값으로 갱신하며, 하기 <수학식 7>에서 i는 i번째 등화계수의 탭(i=0, 1, …, L-1), k는 블록 인덱스, L은 블록의 크기, n은 시간 인덱스,
    Figure 112007067277291-pat00015
    는 norm 연산자, Rk는 k번째 블록의 수신신호의 주파수 영역 신호, e는 오류 검출기(144)의 출력값,
    Figure 112007067277291-pat00016
    는 PLL(143)의 출력값을 의미함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원 방법.
    Figure 112007067277291-pat00017
  12. 패킷의 프리앰블 전송구간 동안 주파수 영역에서 비인가성 채널 추정을 통해 채널 등화계수의 초기값을 획득하는 초기 채널 등화계수 획득부와,
    상기 패킷의 데이터 전송구간 동안 시간 영역에서 상기 채널 등화 계수를 갱신하기 위한 고차수 직교 진폭 변조 신호를 보정하는 신호 보정부와,
    상기 패킷의 데이터 전송구간에서 페이로드 구간이 시작되면 주파수 영역 판정 의거에 따른 채널 등화계수 트래킹을 통해 상기 채널 등화계수를 갱신하는 채널 등화계수 트래킹부와,
    상기 시간 영역에서 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호 보정에 따른 보정값을 경판정하여 반송파 위상 오프셋을 출력 및 상기 반송파 위상의 오류 검출하여 보정하는 반송파 위상 오류 보정부를 포함하는 것을 특징으로 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 초기 채널 등화계수 획득부는,
    상기 패킷의 프리앰블 전송구간 동안 카자크 시퀀스 중간구간에 해당하는 수신 신호부터 입력받으며,
    상기 입력된 수신 신호를 주파수 영역 신호로 변환하는 제1 고속 퓨리에 변환기와, 변환된 신호를 T 시퀀스로 곱하여 비인가성 채널의 주파수 스펙트럼을 구하는 곱셈기를 갖는 상단 경로부와,
    상기 입력된 수신 신호를 이용하여 비인가성 등화계수 획득을 위한 잡음 분산값을 구하는 하단 경로부와,
    상기 상단 경로부 및 상기 하단 경로부의 각 출력값을 연산한 결과값를 시간 영역으로 변환하는 역 고속 퓨리에 변환기와,
    상기 역 고속 퓨리에 변환기의 출력값을 회전하여 시간영역의 비인가성 등화 계수를 구하는 매퍼와,
    상기 매퍼의 출력값을 2L개의 주파수 영역의 비인가성 등화계수를 구하는 제2 고속 퓨리에 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 초기 채널 등화계수 획득부는 하기 <수학식 8>를 이용하여 2L 개의 주파수 영역의 비인가성 상기 채널 등화계수의 초기값을 구하며, 하기 <수학식 5>에서
    Figure 112007067277291-pat00037
    는 나눗셈을 한 출력값을,
    Figure 112007067277291-pat00019
    는 L의 값에 따라 사전에 계산할 수 있는 상수를 의미함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
    Figure 112007067277291-pat00020
  15. 제14항에 있어서,
    상기 초기 채널 등화계수 획득부는 상기 L의 값에 따라 사전에 계산할 수 있는 상수(
    Figure 112006084441270-pat00021
    )를 상기 <수학식 6>를 이용하여 구하며, 하기 <수학식 9>에서 r은 매퍼(118)의 회전 상수를 의미함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
    Figure 112006084441270-pat00022
  16. 제13항에 있어서,
    상기 잡음 분산값은 상기 하단 경로부로 입력된 수신 신호 및 메모리에 저장된 신호와의 차이값을 구하고, 상기 차이값과 컬레복소값을 곱하여 곱해진 L개의 모든 값을 합하여 5비트 시프트하여 구함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
  17. 제12항에 있어서,
    상기 신호 보정부는 상기 헤더 구간 동안 수신되는 헤더 신호의 절대값을 누적하여 누적된 값에 상수를 곱하여 평균 누적값을 구하고, 상기 평균 누적값으로 상기 헤더 신호의 크기값을 나누어 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호 보정을 위한 상수값을 획득하며, 상기 페이로드 구간이 시작되면 상기 획득한 상수값을 이용하 여 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호의 크기를 보정함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
  18. 제12항 상기 채널 등화계수 트래킹부는,
    상기 페이로드 구간 동안 입력된 신호를 2L개의 주파수 영역의 신호로 변환하는 제1 고속 퓨리에 변환기와,
    상기 주파수 영역의 고차수 직교 진폭 변조 신호를 2L 개의 시간 영역의 고차수 직교 진폭 변조 신호 변환하는 역 고속 퓨리에 변환기와,
    상기 반송파 위상 오류 보정부로부터 출력된 상기 시간 영역 고차수 직교 진폭 변조 신호를 주파수 영역으로 변환하는 제2 고속 퓨리에 변환기와,
    상기 제2 고속 퓨리에 변화기의 출력된 신호에서 주파수 영역 판정 의거 채널 트래킹을 수행하는 채널 트래커와,
    상기 채널 트래킹된 결과를 이용하여 상기 채널 등화계수를 갱신하는 채널 등화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
  19. 제12항 상기 반송파 위상 오류 보정부는,
    상기 채널 트래킹부로부터 출력된 시간 영역의 고차수 직교 진폭 변조 신호에서 반송파 위상 오프셋을 제거하는 곱셈기와,
    상기 반송파 위상 오프셋이 제거된 고차수 직교 진폭 변조 신호를 경판정하는 판정기와,
    상기 경판정된 고차수 직교 진폭 변조 신호의 위상값을 검출하는 위상 검출기와,
    상기 검출된 위상값을 이용하여 반송파의 위상 오프셋을 추정하는 위상고정루프와,
    상기 판정기의 입력값과 출력값을 이용하여 상기 고차수 직교 진폭 변조 신호의 오류를 검출하는 오류 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 오류 검출기는 상기 판정기의 입력값과 출력값의 차이값을 상기 반송파 위상 오프셋과 곱하여 오류를 검출함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
  21. 제18항에 있어서,
    상기 채널 등화계수 트래킹부는 하기 <수학식 10>을 이용하여 상기 채널 등화계수를 상기 주파수 영역에서 판정의거 트래킹한 결과값으로 갱신하며, 하기 <수학식 7>에서 i는 i번째 등화계수의 탭(i=0, 1, …, L-1), k는 블록 인덱스, L은 블록의 크기, n은 시간 인덱스,
    Figure 112007067277291-pat00023
    는 norm 연산자, Rk는 k번째 블록의 수신신호의 주파수 영역 신호, e는 오류 검출기(144)의 출력값,
    Figure 112007067277291-pat00024
    는 PLL(143)의 출력값을 의미함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
    Figure 112007067277291-pat00025
  22. 제18항에 있어서,
    상기 채널 등화계수 트래킹부는 상기 패킷의 마지막 프레임까지 상기 반송파 위상 오류 보정부로부터 출력된 고차수 직교 진폭 변조 신호를 트래킹하여 상기 채널 등화 계수 갱신을 반복 수행함을 특징으로 하는 무선 고속 통신 시스템에서의 수신 장치.
KR1020060114123A 2006-11-17 2006-11-17 고속 무선 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원방법 및 수신 장치 KR100811892B1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020060114123A KR100811892B1 (ko) 2006-11-17 2006-11-17 고속 무선 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원방법 및 수신 장치
US12/514,837 US8351494B2 (en) 2006-11-17 2007-11-16 Channel equalization and carrier recovery method and receiver in high speed wireless communication system
PCT/KR2007/005773 WO2008060118A1 (en) 2006-11-17 2007-11-16 Channel equalization and carrier recovery method and receiver in high speed wireless communication system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020060114123A KR100811892B1 (ko) 2006-11-17 2006-11-17 고속 무선 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원방법 및 수신 장치

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR100811892B1 true KR100811892B1 (ko) 2008-03-10

Family

ID=39398214

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020060114123A KR100811892B1 (ko) 2006-11-17 2006-11-17 고속 무선 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원방법 및 수신 장치

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8351494B2 (ko)
KR (1) KR100811892B1 (ko)
WO (1) WO2008060118A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101466943B1 (ko) * 2008-04-04 2014-12-02 삼성전자주식회사 주파수 영역 등화를 위한 송신기 및 수신기

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011254122A (ja) * 2009-03-23 2011-12-15 Nec Corp 回路、制御システム、制御方法及びプログラム
WO2016033059A1 (en) 2014-08-25 2016-03-03 ONE Media, LLC Dynamic configuration of a flexible orthogonal frequency division multiplexing phy transport data frame preamble
MX371499B (es) 2015-03-09 2020-01-31 One Media Llc Señalizacion y descubrimiento de sistema.
TWI577158B (zh) 2015-11-05 2017-04-01 財團法人工業技術研究院 通道估測的裝置與方法
TWI635711B (zh) * 2017-04-07 2018-09-11 晨星半導體股份有限公司 相位校準方法及相關的鎖相迴路電路
US10218548B1 (en) 2018-01-24 2019-02-26 National Instruments Corporation Wireless radio receiver that performs adaptive phase tracking
US10218549B1 (en) * 2018-01-24 2019-02-26 National Instruments Corporation Wireless radio receiver that performs adaptive phase tracking
CN108418771A (zh) * 2018-03-20 2018-08-17 中山大学 一种时域与频域相结合的信道均衡算法
US11476947B2 (en) * 2019-05-24 2022-10-18 Google Llc Low power coherent receiver for short-reach optical communication
CN115296964B (zh) * 2022-06-30 2023-12-29 西安空间无线电技术研究所 一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统和方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20040022788A (ko) * 2002-09-07 2004-03-18 텔레시스 인코포레이티드 통신시스템의 등화 장치
KR20060034340A (ko) * 2004-10-18 2006-04-24 삼성전자주식회사 기어 조립체

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100191331B1 (ko) 1996-11-13 1999-06-15 윤종용 Ofdm시스템의 반송파주파수 동기화장치
US6704317B1 (en) * 1998-05-27 2004-03-09 3Com Corporation Multi-carrier LAN modem server
US6603811B1 (en) * 1998-05-29 2003-08-05 3Com Corporation Low complexity frequency domain equalizer having fast re-lock
JP3686538B2 (ja) 1998-10-07 2005-08-24 松下電器産業株式会社 受信装置
KR100652028B1 (ko) * 1999-07-13 2006-11-30 엘지전자 주식회사 다매체 디지털 방송 수신기의 락 디텍트(ｌｏｃｋ ｄｅｔｅｃｔ)장치
US6912258B2 (en) 2000-07-07 2005-06-28 Koninklijke Philips Electtronics N.V. Frequency-domain equalizer for terrestrial digital TV reception
KR100392385B1 (ko) * 2001-03-16 2003-07-23 한국전자통신연구원 디지털 복조를 위한 반송파 복원 장치
US20030039226A1 (en) 2001-08-24 2003-02-27 Kwak Joseph A. Physical layer automatic repeat request (ARQ)
KR100442877B1 (ko) * 2002-06-15 2004-08-06 삼성전자주식회사 ＨｏｍｅＰＮＡ를 위한 수신기에서의 채널 등화 및 반송파복원 시스템과 그 방법
KR100448633B1 (ko) 2002-10-22 2004-09-13 한국전자통신연구원 단일 반송파 주파수 영역 등화기 시스템의 잔여 주파수오차 추적 장치 및 방법
KR100985578B1 (ko) 2002-12-03 2010-10-07 삼성전자주식회사 트렐리스 복호기와 연동하여 동작하는 채널등화장치를가지는 단일반송파수신기 및 그의 채널등화방법
KR20040071545A (ko) 2003-02-06 2004-08-12 삼성전자주식회사 등화성능이 향상된 단일 반송파 시스템의 등화장치 및그의 등화방법
US7319659B2 (en) * 2003-04-24 2008-01-15 Silicon Integrated System Corp. OFDM receiver, mode detector therefor, and method for processing OFDM signals
KR100589858B1 (ko) 2004-02-10 2006-06-15 주식회사 에이로직스 단일 반송파 방식을 채용한 통신 시스템과 그시스템에서의 신호 송수신 방법
US7321550B2 (en) * 2004-02-17 2008-01-22 Industrial Technology Research Institute Method of equalization in an OFDM system
US7646833B1 (en) * 2005-05-23 2010-01-12 Marvell International Ltd. Channel equalization in receivers

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20040022788A (ko) * 2002-09-07 2004-03-18 텔레시스 인코포레이티드 통신시스템의 등화 장치
KR20060034340A (ko) * 2004-10-18 2006-04-24 삼성전자주식회사 기어 조립체

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101466943B1 (ko) * 2008-04-04 2014-12-02 삼성전자주식회사 주파수 영역 등화를 위한 송신기 및 수신기

Also Published As

Publication number Publication date
US20100040129A1 (en) 2010-02-18
WO2008060118A1 (en) 2008-05-22
US8351494B2 (en) 2013-01-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100811892B1 (ko) 고속 무선 통신 시스템에서의 채널 등화 및 반송파 복원방법 및 수신 장치
JP3940414B2 (ja) 受信装置及びそのフレームタイミング検出方法
US5796814A (en) Digital transmission system comprising a receiver with cascaded equalizers
US7844006B2 (en) Method of non-uniform doppler compensation for wideband orthogonal frequency division multiplexed signals
KR101246583B1 (ko) 단일 반송파 주파수 분할 다중접속 시스템에서의 주파수 도메인 채널 추정
KR100635534B1 (ko) 고속 이동 환경을 위한 하이브리드 채널 추정 방법 및시스템
US7308033B2 (en) Apparatus and method for tracking residual frequency offset for single carrier-frequency domain equalizer system
JP3492565B2 (ja) Ｏｆｄｍ通信装置および検波方法
US20070058734A1 (en) Circuit for improving channel impulse response estimation and compensating for remnant frequency offset in the orthogonal frequency division multiplexing baseband receiver for IEEE 802.11a/g wireless LAN standard standard
KR20080021786A (ko) 수신기 장치 및 전송 시스템
KR100946885B1 (ko) 멀티캐리어 통신 시스템에서 공통 위상 에러 보정 장치 및방법
KR20070118250A (ko) 채널 추정을 이용한 다중 캐리어 시스템 내 심볼 타이밍수정
KR101485785B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 주파수 추정 방법 및 장치
WO2007014067A2 (en) Overlap-and-add with dc-offset correction
US20070253497A1 (en) Phase tracking method and device thereof
JP2000244448A (ja) Ｏｆｄｍ通信システムにおける周波数オフセットの推定装置
US9385908B2 (en) Communication apparatus and communication method
CN104836770B (zh) 一种基于相关平均与加窗的定时估计方法
KR100840608B1 (ko) 인터리브된 주파수 분할 다중 접속을 위한 주파수 오프셋보상 방법 및 장치
JP7215910B2 (ja) Ｍｍｓｅ等化受信装置
US7321550B2 (en) Method of equalization in an OFDM system
CN101312446A (zh) 基于加权导频的相位跟踪补偿方法
US7362812B1 (en) Channel tracking using step size based on norm-1 based errors across multiple OFDM symbols
JP2007068210A (ja) 送受信装置、送信方法及びセルサーチ方法
KR100608916B1 (ko) 직교주파수분할다중방식 무선랜에서 무선 채널 보상 방법및 장치

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130304

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140303

Year of fee payment: 7

LAPS Lapse due to unpaid annual fee