CN115296964B - 一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统和方法，该系统包括：多路并行模块，用于输出多路并行信号A_k；变系数均衡模块，用于对信号A_k进行频域滤波处理后输出信号Y_k；判决模块，用于对信号Y_k进行判决后，输出距离信号Y_k最近的标准星座点复数值a_km；相位误差估计模块，用于计算得到残余相位误差θ_k；根据θ_k对信号Y_k进行校正后输出信号C_k；第一误差计算模块，用于输出第一误差信号E1_k；第二误差计算模块，用于输出第二误差信号E2_k；均衡系数生成模块，用于根据误差信号对频域权系数W_k进行更新。本发明削减了系统的计算复杂度，增强了复杂环境适应能力，改善了系统性能，综合效能较常规均衡器有了较大提高。

Description

一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统和方法

技术领域

本发明属于高速数据传输技术领域，尤其涉及一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统和方法。

背景技术

高速无线通信技术研究是目前通信研究领域的热点之一，在实际信道上进行高速数字信号的传输，由于信道具有多径效应而引入的码间串扰会造成接收信号在幅度和相位上的失真，以致在接收端进行判决时产生较大的误码率。为了防止由此引起的较大的错误检测概率，需要在接收端进行判决之前加入均衡器，它是消除ISI的一项关键技术。

另外，在高码率通信系统中，高阶调制由于具有较高的频谱利用率和较强的抗噪性能等特点得到了广泛的应用，但是增大调制阶数会导致星座图最小距离恶化，对于均衡算法的性能提出了更高要求。同时并行处理技术是目前处理高码率通信信号的主要技术途径之一，并行化处理技术可以在单路数据处理时钟速率不变的情况下大幅增加总处理速率，但是直接使用并行化技术将消耗大量的硬件资源，进而导致一系列潜在的速率、功耗控制等问题，降低接收系统综合性能。

因此，开展高阶调制信号低复杂度并行均衡研究具有现实的应用需求和重要的研究价值。已有的传统自适应均衡器需要发送端发送一段已知的固定长度的训练序列，用以调整均衡器的抽头系数，然而发送训练序列需要占用部分带宽，增加了系统的额外开销。此外虽然已有很多学者对高速盲均衡进行了理论研究和实践，但很多的盲均衡算法仍存在算法复杂度高、不易于实现等问题。

发明内容

本发明的技术解决问题：克服现有技术的不足，提供一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统和方法，旨在实现数据接收端被干扰信号的符号间干扰消除，削减了系统的计算复杂度，增强了复杂环境适应能力，改善了系统性能，综合效能较常规均衡器有了较大提高。

为了解决上述技术问题，本发明公开了一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，包括：

多路并行模块，用于将接收到的并行信号转换成多路并行信号A_k；

变系数均衡模块，用于接收由多路并行模块送入的信号A_k；基于频域权系数W_k，对信号A_k进行频域滤波处理，并截取得到信号Y_k并输出；

判决模块，用于接收由变系数均衡模块送入的信号Y_k；对信号Y_k进行判决后，输出距离信号Y_k最近的标准星座点复数值a_km；

相位误差估计模块，用于利用判决模块的输入信号和输出信号计算得到残余相位误差θ_k；根据θ_k对变系数均衡模块输出的信号Y_k进行校正后输出信号C_k；其中，判决模块的输入信号为信号Y_k，输出信号为a_km；

第一误差计算模块，用于接收由变系数均衡模块送入的信号Y_k；取信号Y_k的实部和虚部进行运算，得到第一误差信号E1_k；

第二误差计算模块，用于接收由变系数均衡模块送入的信号Y_k；对信号Y_k取绝对值后送入模值判决器进行模值判决，并解算得到第二误差信号E2_k；

均衡系数生成模块，用于选择第一误差信号E1_k或选择第二误差信号E2_k，对频域权系数W_k进行更新。

在上述基于残余相位误差补偿的频域均衡系统中，均衡系数生成模块按照如下策略选择误差信号E_k：

当迭代次数小于阈值Gate_th时，选择第一误差信号E1_k对频域权系数进行更新，即E_k＝E1_k；

当迭代次数大于或等于阈值Gate_th时，选择第二误差信号E2_k对频域权系数进行更新，即E_k＝E2_k；

其中，阈值Gate_th为预先设定值。

在上述基于残余相位误差补偿的频域均衡系统中，第一误差信号E1_k的计算流程如下：

对信号Y_k取实部和虚部，得到信号Y_k的实部Y_Rk和虚部Y_Ik；

对Y_Rk取绝对值的c次方得到变量I_Rk，对Y_Rk做平方运算得到变量H_Rk；将变量I_Rk与变量相乘后再与变量H_Rk相减，得到变量EO_Rk；将Y_Rk与EO_Rk相乘得到E1_Rk，即第一误差信号E1_k的实部；

对Y_Ik取绝对值的c次方得到变量I_Ik，对Y_Ik做平方运算得到变量H_Ik；将变量I_Ik与变量相乘后再与变量H_Ik相减，得到变量EO_Ik；将Y_Ik与EO_Ik相乘得到E1_Ik，即第一误差信号E1_k的虚部；

根据E1_Rk和E1_k，得到第一误差信号E1_k；

其中，s_R为发送端发送信号的实部，s_I为发送端发送信号的虚部。

在上述基于残余相位误差补偿的频域均衡系统中，第二误差信号E2_k的计算流程如下：

对信号Y_k取绝对值得到信号J_k；

将信号J_k送入模值判决器，得到信号K_k；其中，模值判决器是一个分段函数，代表距离均衡器输出星座点最近的理想星座图绕原点旋转所形成的圆环半径的平方；

将信号K_k与信号J_k中对应位相减，得到信号L_k；

将信号Y_k与子集L_k的对应位相乘得到第二误差信号E2_k。

在上述基于残余相位误差补偿的频域均衡系统中，残余相位误差θ_k的计算流程如下：

取Y_k与a_km相乘后的虚部固定系数β相乘得到信号υ_km；

υ_km与延迟一个时钟的θ_k求和得到θ_k+1，即：θ_k+1＝θ_k+v_km；其中，θ_k的初始值为0。

在上述基于残余相位误差补偿的频域均衡系统中，信号A_k的生成流程如下：

将接收到的m路并行信号r(n)转换成所需的N路并行信号B_k；

将B_k延迟一个时钟周期产生信号B_k-1；

将B_k和B_k-1合路产生2N路的信号A_k。

在上述基于残余相位误差补偿的频域均衡系统中，信号Y_k的生成流程如下：

对信号A_k进行快速傅里叶变换后得到信号F_k；

将信号F_k与信号W_k对应的位相乘得到信号M_k；

M_k求反傅里叶变换后得到2N路的信号T_k；

取信号T_k的后N位，得到信号Y_k。

在上述基于残余相位误差补偿的频域均衡系统中，信号C_k的生成流程如下：将θ_k的共轭和Y_k中的每一路信号进行复数相乘得到均衡校正后的信号C_k。

在上述基于残余相位误差补偿的频域均衡系统中，频域权系数W_k的更新流程如下：

对A_k进行快速傅里叶变换后取共轭得到2N路的信号P_k，将P_k延迟后得到信号G_k；

对E_k进行补零操作，在E_k的前面补充N个0，形成新的2N路信号R_k＝{0,0,...0E,_k}；对R_k进行快速傅里叶变换得到信号S_k；

将S_k与G_k的对应位相乘得到2N路信号U_k；对U_k进行反傅里叶变换后得到2N路信号V_k；取V_k的前N路信号、后N路信号进行补零操作得到新的2N路信号X_k；对X_k进行快速傅里叶变换得到信号AQ_k；将信号AQ_k和步长信号λ相乘得到信号Z_k；

将W_k与Z_k对应位累加求和得到W_(k+1)，W_(k+1)即为更新后的频域权系数。

相应的，本发明还公开了一种基于残余相位误差补偿的频域均衡方法，包括：

将接收到的并行信号转换成多路并行信号A_k；

基于频域权系数W_k，对信号A_k进行频域滤波处理，并截取得到信号Y_k并输出；

对信号Y_k进行判决后，输出距离信号Y_k最近的标准星座点复数值a_km；

根据Y_k和a_km计算得到残余相位误差θ_k；根据θ_k对Y_k进行校正后输出信号C_k；

取信号Y_k的实部和虚部进行运算，得到第一误差信号E1_k；对信号Y_k取绝对值后送入模值判决器进行模值判决，并解算得到第二误差信号E2_k；选择第一误差信号E1_k或选择第二误差信号E2_k，对频域权系数W_k进行更新。

本发明具有以下优点：

(1)本发明公开了一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，不需要在发送端加入训练序列，对高阶QAM信号的高速并行信号具有优异的均衡性能，并且较其他均衡器能充分消除残留的相位误差，本发明在高速并行下易于实现，极大提高了数据传输的速率和可靠性，同时该本发明削减了系统的计算复杂度，增强了复杂环境适应能力，改善了系统性能，综合效能较常规均衡器有了较大提高，故本方法易于工程实现。

(2)本发明公开了一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，实现了均衡滤波和系数更新的高效计算，并优化组合误差函数从而自适应调节权值，进一步降低了剩余均方误差。

(3)本发明公开了一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，对滤波后的残留相位误差进行估算，用估算出的相位误差校正变系数均衡模块的输出信号，对高阶调制信号的符号间干扰有很好的抑制作用，使得误码率大幅度降低。

(4)本发明公开了一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，极大程度降低了工程实现的复杂度并对资源进行了优化，提高了高速均衡实现的可行性。

(5)本发明公开了一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，原理简单、易于工程实现，鲁棒性强，实时性好。

附图说明

图1是本发明实施例中一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统的原理示意图；

图2是本发明实施例中一种多路并行模块的原理示意图；

图3本发明实施例中一种第一误差计算模块的原理示意图；

图4本发明实施例中一种第二误差计算模块的原理示意图；

图5本发明实施例中一种均衡系数生成模块的原理示意图；

图6本发明实施例中一种相位误差估计模块的原理示意图；

图7本发明实施例中一种16QAM接收端星座图；

图8本发明实施例中一种16QAM采用常见频域均衡算法输出的星座图；

图9本发明实施例中一种16QAM采用本发明变系数均衡模块输出的星座图；

图10发明实施例中一种16QAM采用本发明相位误差补偿后输出的星座图；

图11发明实施例中一种16QAM均方误差曲线对比图；

图12发明实施例中一种16QAM误码率曲线对比图；

图13发明实施例中一种64QAM接收端星座图；

图14发明实施例中一种64QAM采用常见频域均衡算法输出的星座图；

图15发明实施例中一种64QAM采用本发明变系数均衡模块输出的星座图；

图16发明实施例中一种64QAM采用本发明相位误差补偿后输出的星座图；

图17发明实施例中一种64QAM均方误差曲线对比图；

图18发明实施例中一种64QAM误码率曲线对比图；

图19发明实施例中一种分别采用常见时域并行均衡算法、其他频域并行均衡算法以及本发明均衡系统输出的16阶滤波系数硬件资源使用对比图；

图20发明实施例中一种分别采用常见时域并行均衡算法、其他频域并行均衡算法以及本发明均衡系统输出的128阶滤波系数硬件资源使用对比图；

图21发明实施例中一种不同类型均衡器不同滤波器阶数硬件资源使用个数示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明公开的实施方式作进一步详细描述。

传统的很多自适应均衡器需要发送端发送一段已知的固定长度的训练序列用以调整均衡器的抽头系数，发送训练序列需要占用部分带宽，增加了系统的额外开销。同时目前越来越高的传输速率意味着更大的带宽，将直接导致更加严重的频率选择性衰落，使得均衡滤波的输出伴随着较大的残余相位误差，同时目前较多的并行盲均衡算法仍存在算法复杂度高、不易于实现等缺陷。

本发明将尽可能在提升均衡性能的前提下，减少整个算法的计算复杂度，过于复杂的算法在应用并行化结构之后将导致整个算法对于硬件资源的消耗迅速增长。国内外的部分均衡算法计算过程过于复杂，导致这些算法实际工程应用价值受到一定影响。本发明对算法进行计算强度缩减，可以为整体算法的实际工程实现提供条件。同时本发明提出的均衡方法实现了均衡滤波和系数更新的高效计算，并优化组合误差函数从而自适应调节权值，进一步降低了剩余均方误差。对于复杂的多径信道，滤波后仍存有相位误差，本发明对滤波后的残留相位误差进行估算，用估算出的相位误差校正均衡模块的输出信号，对高阶调制信号的符号间干扰有很好的抑制作用，使得误码率大幅度降低。仿真结果表明，相比其他算法，该算法性能优异且具有实际工程应用价值。

如图1，在本实施例中，该基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，包括：

多路并行模块，用于将接收到的并行信号转换成多路并行信号A_k。

在本实施例中，如图2所示，信号A_k的生成流程如下：将接收到的m路并行信号r(n)转换成所需的N路并行信号B_k；将B_k延迟一个时钟周期产生信号B_k-1；将B_k和B_k-1合路产生2N路的信号A_k。

变系数均衡模块，用于接收由多路并行模块送入的信号A_k；基于频域权系数W_k，对信号A_k进行频域滤波处理，并截取得到信号Y_k并输出。

在本实施例中，信号Y_k的生成流程如下：对信号A_k进行快速傅里叶变换后得到信号F_k；将信号F_k与信号W_k对应的位相乘得到信号M_k；M_k求反傅里叶变换后得到2N路的信号T_k；取信号T_k的后N位，得到信号Y_k。

判决模块，用于接收由变系数均衡模块送入的信号Y_k；对信号Y_k进行判决后，输出距离信号Y_k最近的标准星座点复数值a_km。

相位误差估计模块，用于利用判决模块的输入信号和输出信号计算得到残余相位误差θ_k；根据θ_k对变系数均衡模块输出的信号Y_k进行校正后输出信号C_k；其中，判决模块的输入信号为信号Y_k，输出信号为a_km。

在本实施例中，如图6所示，残余相位误差θ_k的计算流程如下：取Y_k与a_km相乘后的虚部固定系数β相乘得到信号υ_km；υ_km与延迟一个时钟的θ_k求和得到θ_k+1，即：θ_k+1＝θ_k+v_km。其中，θ_k的初始值为0。

进一步的，信号C_k的生成流程如下：将θ_k的共轭和Y_k中的每一路信号进行复数相乘得到均衡校正后的信号C_k。

第一误差计算模块，用于接收由变系数均衡模块送入的信号Y_k；取信号Y_k的实部和虚部进行运算，得到第一误差信号E1_k。

在本实施例中，如图3所示，第一误差信号E1_k的计算流程如下：对信号Y_k取实部和虚部，得到信号Y_k的实部Y_Rk和虚部Y_Ik；对Y_Rk取绝对值的c次方得到变量I_Rk，对Y_Rk做平方运算得到变量H_Rk；将变量I_Rk与变量相乘后再与变量H_Rk相减，得到变量EO_Rk；将Y_Rk与EO_Rk相乘得到E1_Rk，即第一误差信号E1_k的实部；对Y_Ik取绝对值的c次方得到变量I_Ik，对Y_Ik做平方运算得到变量H_Ik；将变量I_Ik与变量/>相乘后再与变量H_Ik相减，得到变量EO_Ik；将Y_Ik与EO_Ik相乘得到E1_Ik，即第一误差信号E1_k的虚部；根据E1_Rk和E1_k，得到第一误差信号E1_k；其中，s_R为发送端发送信号的实部，s_I为发送端发送信号的虚部。

第二误差计算模块，用于接收由变系数均衡模块送入的信号Y_k；对信号Y_k取绝对值后送入模值判决器进行模值判决，并解算得到第二误差信号E2_k。

在本实施例中，如图4所示，第二误差信号E2_k的计算流程如下：对信号Y_k取绝对值得到信号J_k；将信号J_k送入模值判决器，得到信号K_k；将信号K_k与信号J_k中对应位相减，得到信号L_k；将信号Y_k与子集L_k的对应位相乘得到第二误差信号E2_k。其中，模值判决器是一个分段函数，代表距离均衡器输出星座点最近的理想星座图绕原点旋转所形成的圆环半径的平方。

均衡系数生成模块，用于选择第一误差信号E1_k或选择第二误差信号E2_k，对频域权系数W_k进行更新。

在本实施例中，当迭代次数小于阈值Gate_th时，选择第一误差信号E1_k对频域权系数进行更新，即E_k＝E1_k；当迭代次数大于或等于阈值Gate_th时，选择第二误差信号E2_k对频域权系数进行更新，即E_k＝E2_k。其中，阈值Gate_th为预先设定值(可取1000)。

进一步的，如图5，频域权系数W_k的更新流程如下：对A_k进行快速傅里叶变换后取共轭得到2N路的信号P_k，将P_k延迟后得到信号G_k；对E_k进行补零操作，在E_k的前面补充N个0，形成新的2N路信号R_k＝{0,0,...0,E_k}；对R_k进行快速傅里叶变换得到信号S_k；将S_k与G_k的对应位相乘得到2N路信号U_k；对U_k进行反傅里叶变换后得到2N路信号V_k；取V_k的前N路信号、后N路信号进行补零操作得到新的2N路信号X_k；对X_k进行快速傅里叶变换得到信号AQ_k；将信号AQ_k和步长信号λ相乘得到信号Z_k；将W_k与Z_k对应位累加求和得到W_(k+1)，W_(k+1)即为更新后的频域权系数。

在上述实施例的基础上，下面结合一个具体实例进行说明。

处理的信号r(n)为：接收机接收到的16QAM/64QAM调制信号，经ADC采样、下变频、定时恢复以及载波恢复后得到的信号r(n)。其中，该实施例中r(n)是4路并行数据，经过多路并行模块变换为32路并行数据(其中N为16路)，变系数均衡模块输出为16路并行滤波后的数据，经过相位校正整个均衡系统输出16路均衡数据。

下面介绍各个组成模块的具体实现：

一、多路并行模块

4路并行数据r(n)送入多路并行模块，r(n)转换成16路并行信号B_k。将B_k中延迟后产生信号B_k-1，B_k和B_k-1产生32路的信号A_k(k为第k组处理数据，N为任意正整数)。

二、变系数均衡模块

多路并行模块输出的信号A_k进行快速傅里叶变换后产生信号F_k。将F_k子集与W_k子集的对应位相乘得到信号M_k。对M_k求反傅里叶运算后得到32路的信号T_k，取T_k子集的后16位作为该模块的输出信号Y_k。

三、第一误差计算模块

对Y_Rk取绝对值的c次方得到变量I_Rk，对Y_Rk做平方运算得到变量H_Rk；将变量I_Rk与变量相乘后再与变量H_Rk相减，得到变量EO_Rk；将Y_Rk与EO_Rk相乘得到E1_Rk，即第一误差信号E1_k的实部。同理做类似运算，对Y_Ik取绝对值的c次方得到变量I_Ik，对Y_Ik做平方运算得到变量H_Ik；将变量I_Ik与变量/>相乘后再与变量H_Ik相减，得到变量EO_Ik；将Y_Ik与EO_Ik相乘得到E1_Ik，即第一误差信号E1_k的虚部。根据E1_Rk和E1_k，得到第一误差信号E1_k。

四、第二误差计算模块

将信号Y_k送入第二误差计算模块，对信号Y_k取绝对值得到信号J_k；将信号J_k送入模值判决器，得到信号K_k；将信号K_k与信号J_k中对应位相减，得到信号L_k；将信号Y_k与子集L_k的对应位相乘得到第二误差信号E2_k。其中，模值判决器是一个分段函数，代表距离均衡器输出星座点最近的理想星座图绕原点旋转所形成的圆环半径的平方。例如，对于64QAM星座图，其绕原点旋转会形成9个圆环，半径的平方分别为2、10、18、26、34、50、58、74、98，取相邻圆环半径平方的中间值作为判决门限，则判决门限依次为6、14、22、30、42、54、66、86。又例如，对于16QAM星座图，其绕原点旋转会形成3个圆环，半径的平方分别为2、10、18，取相邻圆环半径平方的中间值作为判决门限，则判决门限依次为6、6、14。

五、均衡系数生成模块

将信号A_k进行FFT变换后取共轭得到32路的信号P_k，将P_k延迟后得到信号G_k。对E_k进行补零操作，在E_k子集的前面补充16个0，形成新的32路信号R_k＝{0,0,...0,E_k}。对R_k进行快速傅里叶变化得到信号S_k。将S_k与G_k的对应位相乘得到U_k，对U_k进行反傅里叶变换后得到32路信号V_k，取V_k的前16路信号，后16路信号进行补零操作得到新的32路子集X_k。对X_k进行快速傅里叶变换得到AQ_k，AQ_k和变步长信号λ相乘得到子集Z_k。将W_k与Z_k子集对应位求和得到W_(k+1)。

六、判决模块

选取均衡模块输出信号Y_k子集中任意一路信号送入判决模块，判决模块判决输出距离输入信号最近的标准星座点a_km。

七、相位误差估计模块

将Y_k和a_km的共轭相乘后取其虚部信号，将取虚部后的信号与固定系数β相乘(β一般可取0.01)得到信号υ_km。υ_km与延迟一个时钟的θ_k(θ_k初始值可以取为0)求和得到θ_k+1。将θ_k的共轭和Y_k中的每一路信号进行复数相乘得到均衡校正后的信号C_k。

实施例中选取一个典型的无线多径信道作为测试信道，信道参数为：h＝[0.7631-i×0.5054,0.2567+i×0.2714,-0.1343-i×0.016,0.0592-i×0.006,-0.0267+i×0.0048,0.0098+i×0.0015]。通过图7～21的对比可知，本发明公开的基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，不需要在发送端加入训练序列，对高阶QAM信号的高速并行信号具有优异的均衡性能，并且较其他均衡器能充分消除残留的相位误差，削减了系统的计算复杂度，增强了复杂环境适应能力，改善了系统性能，综合效能较常规均衡器有了较大提；其次，本发明对滤波后的残留相位误差进行估算，用估算出的相位误差校正变系数均衡模块的输出信号，对高阶调制信号的符号间干扰有很好的抑制作用，使得误码率大幅度降低，原理简单、易于工程实现，鲁棒性强，实时性好。

在上述实施例的基础上，本发明还公开了一种基于残余相位误差补偿的频域均衡方法，包括：将接收到的并行信号转换成多路并行信号A_k；基于频域权系数W_k，对信号A_k进行频域滤波处理，并截取得到信号Y_k并输出；对信号Y_k进行判决后，输出距离信号Y_k最近的标准星座点复数值a_km；根据Y_k和a_km计算得到残余相位误差θ_k；根据θ_k对Y_k进行校正后输出信号C_k；取信号Y_k的实部和虚部进行运算，得到第一误差信号E1_k；对信号Y_k取绝对值后送入模值判决器进行模值判决，并解算得到第二误差信号E2_k；选择第一误差信号E1_k或选择第二误差信号E2_k，对频域权系数W_k进行更新。

对于方法实施例而言，由于其与系统实施例相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见系统实施例部分的说明即可。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员的公知技术。

Claims (8)

1.一种基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，其特征在于，包括：

多路并行模块，用于将接收到的并行信号转换成多路并行信号A_k；

变系数均衡模块，用于接收由多路并行模块送入的信号A_k；基于频域权系数W_k，对信号A_k进行频域滤波处理，并截取得到信号Y_k并输出；

判决模块，用于接收由变系数均衡模块送入的信号Y_k；对信号Y_k进行判决后，输出距离信号Y_k最近的标准星座点复数值a_km；

相位误差估计模块，用于利用判决模块的输入信号和输出信号计算得到残余相位误差θ_k；根据θ_k对变系数均衡模块输出的信号Y_k进行校正后输出信号C_k；其中，判决模块的输入信号为信号Y_k，输出信号为a_km；

第一误差计算模块，用于接收由变系数均衡模块送入的信号Y_k；取信号Y_k的实部和虚部进行运算，得到第一误差信号E1_k；

第二误差计算模块，用于接收由变系数均衡模块送入的信号Y_k；对信号Y_k取绝对值后送入模值判决器进行模值判决，并解算得到第二误差信号E2_k；

均衡系数生成模块，用于选择第一误差信号E1_k或选择第二误差信号E2_k，对频域权系数W_k进行更新；

其中：

第一误差信号E1_k的计算流程如下：

对信号Y_k取实部和虚部，得到信号Y_k的实部Y_Rk和虚部Y_Ik；

对Y_Rk取绝对值的c次方得到变量I_Rk，对Y_Rk做平方运算得到变量H_Rk；将变量I_Rk与变量相乘后再与变量H_Rk相减，得到变量EO_Rk；将Y_Rk与EO_Rk相乘得到E1_Rk，即第一误差信号E1_k的实部；

对Y_Ik取绝对值的c次方得到变量I_Ik，对Y_Ik做平方运算得到变量H_Ik；将变量I_Ik与变量相乘后再与变量H_Ik相减，得到变量EO_Ik；将Y_Ik与EO_Ik相乘得到E1_Ik，即第一误差信号E1_k的虚部；

根据E1_Rk和E1_k，得到第一误差信号E1_k；

其中，s_R为发送端发送信号的实部，s_I为发送端发送信号的虚部；

残余相位误差θ_k的计算流程如下：

取Y_k与a_km相乘后的虚部固定系数β相乘得到信号υ_km；

υ_km与延迟一个时钟的θ_k求和得到θ_k+1，即：θ_k+1＝θ_k+v_km；其中，θ_k的初始值为0。

2.根据权利要求1所述的基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，其特征在于，均衡系数生成模块按照如下策略选择误差信号E_k：

当迭代次数小于阈值Gate_th时，选择第一误差信号E1_k对频域权系数进行更新，即E_k＝E1_k；

当迭代次数大于或等于阈值Gate_th时，选择第二误差信号E2_k对频域权系数进行更新，即E_k＝E2_k；

其中，阈值Gate_th为预先设定值。

3.根据权利要求1所述的基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，其特征在于，第二误差信号E2_k的计算流程如下：

对信号Y_k取绝对值得到信号J_k；

将信号J_k送入模值判决器，得到信号K_k；其中，模值判决器是一个分段函数，代表距离均衡器输出星座点最近的理想星座图绕原点旋转所形成的圆环半径的平方；

将信号K_k与信号J_k中对应位相减，得到信号L_k；

将信号Y_k与子集L_k的对应位相乘得到第二误差信号E2_k。

4.根据权利要求1所述的基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，其特征在于，信号A_k的生成流程如下：

将接收到的m路并行信号r(n)转换成所需的N路并行信号B_k；

将B_k延迟一个时钟周期产生信号B_k-1；

将B_k和B_k-1合路产生2N路的信号A_k。

5.根据权利要求1所述的基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，其特征在于，信号Y_k的生成流程如下：

对信号A_k进行快速傅里叶变换后得到信号F_k；

将信号F_k与信号W_k对应的位相乘得到信号M_k；

M_k求反傅里叶变换后得到2N路的信号T_k；

取信号T_k的后N位，得到信号Y_k。

6.根据权利要求1所述的基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，其特征在于，信号C_k的生成流程如下：将θ_k的共轭和Y_k中的每一路信号进行复数相乘得到均衡校正后的信号C_k。

7.根据权利要求1所述的基于残余相位误差补偿的频域均衡系统，其特征在于，频域权系数W_k的更新流程如下：

对A_k进行快速傅里叶变换后取共轭得到2N路的信号P_k，将P_k延迟后得到信号G_k；

对E_k进行补零操作，在E_k的前面补充N个0，形成新的2N路信号R_k＝{0,0,..,0,E_k}；对R_k进行快速傅里叶变换得到信号S_k；

将S_k与G_k的对应位相乘得到2N路信号U_k；对U_k进行反傅里叶变换后得到2N路信号V_k；取V_k的前N路信号、后N路信号进行补零操作得到新的2N路信号X_k；对X_k进行快速傅里叶变换得到信号AQ_k；将信号AQ_k和步长信号λ相乘得到信号Z_k；

将W_k与Z_k对应位累加求和得到W_(k+1)，W_(k+1)即为更新后的频域权系数。

8.一种基于残余相位误差补偿的频域均衡方法，其特征在于，包括：

将接收到的并行信号转换成多路并行信号A_k；

基于频域权系数W_k，对信号A_k进行频域滤波处理，并截取得到信号Y_k并输出；

对信号Y_k进行判决后，输出距离信号Y_k最近的标准星座点复数值a_km；

根据Y_k和a_km计算得到残余相位误差θ_k；根据θ_k对Y_k进行校正后输出信号C_k；

取信号Y_k的实部和虚部进行运算，得到第一误差信号E1_k；对信号Y_k取绝对值后送入模值判决器进行模值判决，并解算得到第二误差信号E2_k；选择第一误差信号E1_k或选择第二误差信号E2_k，对频域权系数W_k进行更新；

其中：

第一误差信号E1_k的计算流程如下：

对信号Y_k取实部和虚部，得到信号Y_k的实部Y_Rk和虚部Y_Ik；

对Y_Rk取绝对值的c次方得到变量I_Rk，对Y_Rk做平方运算得到变量H_Rk；将变量I_Rk与变量相乘后再与变量H_Rk相减，得到变量EO_Rk；将Y_Rk与EO_Rk相乘得到E1_Rk，即第一误差信号E1_k的实部；

对Y_Ik取绝对值的c次方得到变量I_Ik，对Y_Ik做平方运算得到变量H_Ik；将变量I_Ik与变量相乘后再与变量H_Ik相减，得到变量EO_Ik；将Y_Ik与EO_Ik相乘得到E1_Ik，即第一误差信号E1_k的虚部；

根据E1_Rk和E1_k，得到第一误差信号E1_k；

其中，s_R为发送端发送信号的实部，s_I为发送端发送信号的虚部；

残余相位误差θ_k的计算流程如下：

取Y_k与a_km相乘后的虚部固定系数β相乘得到信号υ_km；

υ_km与延迟一个时钟的θ_k求和得到θ_k+1，即：θ_k+1＝θ_k+v_km；其中，θ_k的初始值为0。