CN108199992A - 微波通信中适合4096-qam的盲均衡系统和方法 - Google Patents

微波通信中适合4096-qam的盲均衡系统和方法 Download PDF

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Abstract

本发明属于数字微波通信技术领域，公开了一种微波通信中适合4096‑QAM的盲均衡系统和方法，方法包括：均衡模块输出盲均衡输出信号送给判决模块；判决模块根据盲均衡输出信号和判决输出信号计算一输出判决误差信号；均方误差计算模块根据接收到的判决误差信号计算输出一均方误差信号；误差计算模块根据判决模块输出的判决输出信号、判决误差信号和均方误差产生模块输出的均方误差信号计算输出一误差信号，根据外部输入步长、误差信号和接收信号计算得到盲均衡调整系数，利用盲均衡调整系数对盲均衡系数进行更新。本发明硬件实现复杂度低，收敛速度略快，易于工程化实现。用于4096‑QAM微波通信中。

Description

微波通信中适合4096-QAM的盲均衡系统和方法
技术领域
本发明属于数字微波通信技术领域，尤其涉及一种微波通信中适合 4096-QAM的盲均衡系统和方法。主要涉及数字有线电视网络，微波回程链路等 正交幅度调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)通信系统的数字接收， 可用于处理微波通信中4096-QAM信号的盲均衡问题。
背景技术
由于QAM具有较高的带宽效率和功率效率，近年来被数字微波通信系统、 有线电视网络数据传输等领域广泛应用。随着4G移动通信技术的广泛应用以及 5G新纪元的到来，微基站等末端无线接入网的部署密度激增，而全室外型微波 将传统分体式微波的室内单元IDU和室外单元ODU高度集成，无需室内机房、 体积小、重量轻、功耗低更适合网络微基站的要求，成为未来移动带宽网络最 主要的部署方式之一。微波现代数字通信的主要挑战是如何在各种复杂的传输 环境中以较低的误码率在极短的时间间隔内传输大量数据。
为了实现这个目标，需要对现有技术进一步升级并集成新的技术，最为简 便的方式是使用更高阶的调制阶数，比如4096-QAM是近年来为了进一步提高 频带利用率而在微波传输产品中采用的调制方式，但是调制阶数的提高对均衡 器提出了更高的要求：由于调制电平数大幅增加，4096-QAM信号的调制解调相 对传统的QAM调制解调在自适应均衡实现难度剧增，传统的Bussgang盲均衡 算法有时不能有效消除码间干扰。因此，研究收敛速度更快、稳态剩余误差更 低的均衡器结构和盲均衡算法有着重要的意义。
在频率选择性信道中，由于多径和噪声而导致的码间干扰会使被传输的信号 产生失真，从而在接收机中产生误码。码间干扰被认为是传输高速率数据时的 主要障碍，为克服码间干扰普遍在接收机中采用均衡技术。
传统的常数模算法(CMA)和多模算法(MMA)由于其较低的实现复杂度在有 限脉冲响应均衡器中被广泛使用，但是对于高阶QAM信号，两种算法实现的稳 态剩余误差较大，使得系统的误比特率性能降低。
针对这个原因，当两种算法收敛到可接受的均方误差(MSE)水平时，可以切 换至判决引导(DD)算法进一步较小码间干扰(ISI)。这个可接受的MSE水平取决 于QAM信号的阶数及均衡器的初始状态，而且现有的盲均衡算法不能保证能够 达到该MSE门限，因此切换门限对于均衡器的性能有重要的影响。为了避免上 述切换操作，盲均衡算法必须具有较好的瞬态及稳态性能，并且与调制阶数无 关。2012年，Joao Mendes Filho等人在《Accelerating the convergence of a decision-based algorithm for blindequalization of QAM signals》提出的 SBD+neighborhood算法是针对上述问题提出的一种盲均衡算法，该算法独立于 QAM信号的阶数，能够在有噪声的情况下达到监督算法的性能，但是该算法的 自适应更新公式中包含了指数运算及大量乘法运算，使得算法的硬件实现复杂 度较高，使得微波通信技术的应用场景有限。
综上所述，现有技术存在的问题是：对于微波通信中高阶4096-QAM信号 盲均衡问题，传统的常数模算法CMA和多模算法MMA通过最小化代价函数使 得系统收敛到一个恒定的常数模值，然而高阶4096-QAM信号属于非常数模信 号并且星座点非常密集导致算法收敛速度急剧下降且收敛后的稳态剩余误差较 大；双模式MMA+DD算法首先利用具有鲁棒性的MMA算法进行初始均衡， 当均方判决误差达到一定的门限之后切换到DD算法进一步减小码间干扰，但 是对于高阶4096-QAM信号，MMA算法有时无法收敛并且收敛后的均方判决误差无法达到切换门限，因此不能切换到DD算法；双模式MMA+CME算法是针 对MMA算法的改进算法，通过在MMA算法的代价函数中引入一个惩罚函数， 算法初期，由于码间干扰比较严重，CME函数会影响算法的初始收敛，因此采 用双模式切换的策略，首先采用MMA算法进行盲均衡，当算法初步收敛后切 换到MMA+CME算法进一步消除码间干扰，但是对于高阶4096-QAM信号，星 座点过于密集使得CME函数选择难度较高，并且MMA算法收敛速度较慢的缺 点仍然无法克服；2012年，Joao Mendes Filho等人在《Accelerating the convergence of adecision-based algorithm for blind equalization of QAM signals》提出的 SBD+neighborhood算法是对DD算法改进算法，通过在DD算法的在代价函数 中乘以包含位置信息的幅度因子，克服了DD算法不能用于初始盲均衡的缺点， 同时由于算法收敛初期存在着误判的情况，因此算法迭代前期通过在误差函数 中引入相邻区间误差因子加速算法收敛，当算法达到稳态之后移除进一步减小 码间干扰，仿真结果表明提出的SBD+Neighborhood独立于QAM信号的阶数， 能够在有噪声的情况下达到监督算法的性能；但是该算法的自适应更新公式中 包含了指数运算及大量乘法运算，使得算硬件实现复杂度较高。
发明内容
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种微波通信中适合4096-QAM的 盲均衡系统和方法。本发明针对SBD+neighborhood算法具体提出的适合 4096-QAM的降低硬件实现复杂度的改进算法。
本发明是这样实现的，一种微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法，包 括：根据接收信号和盲均衡系数产生盲均衡输出信号；
根据盲均衡输出信号产生判决输出信号判决及判决误差信号；
根据输出的判决误差信号计算均方判决误差信号；
根据输出判决信号、判决误差信号和输出的均方判决误差信号计算误差信 号；
根据输出误差信号和接收信号计算盲均衡调整系数；
根据盲均衡调整系数更新均衡器系数。
进一步，所述接收信号的个数为L，L为大于等于1的整数；
所述根据接收信号和盲均衡系数产生盲均衡输出信号之前还需进行：
对一个外部输入信号进行L-1次延迟，将L-1次延迟获得的L-1个信号和外 部输入信号作为L个接收信号。
进一步，所述根据盲均衡输出信号产生判决输出信号判决及判决误差信号， 包括：
盲均衡输出信号送入判决器获得判决输出信号；
将判决输出信号与盲均衡输出信号相减获得判决误差信号。
进一步，所述根据输出的判决误差信号计算均方判决误差信号，包括：
步骤一，将获得的判决误差信号分解实部和虚部；
步骤二，将步骤一获得的判决误差信号实部和虚部分别取平方并相加得判 决误差信号的模平方；
步骤三，将步骤二获得判决误差信号的模平方与固定常值0.01相乘得第一调 整因子；
步骤四，将存储在寄存器中的前一时刻均方判决误差与固定常值0.99得第二 调整因子；
步骤五，将步骤三获得的第一调整因子与步骤四获得调整因子相加得当前 时刻均方判决误差信号Mse(n)。
进一步，所述根据输出判决信号、判决误差信号和输出的均方判决误差信 号计算误差信号，包括：
1)将获得的盲均衡输出信号分解为实部和虚部；
2)将获得的判决误差信号分解为实部和虚部；
3)将步骤1)获得的盲均衡输出信号实部取绝对值，并与步骤2)获得的 判决误差信号实部相乘得第一纠错信号；
4)将步骤1)获得的盲均衡输出信号虚部取绝对值，并与步骤2)获得的 判决误差信号虚部相乘得第二纠错信号；
5)将步骤3)获得的第一纠错信号与第一选择器输出的常数值相乘得第一 误差信号；
6)将步骤4)获得的第二纠错信号与第二选择器输出的常数值相乘得第二 误差信号；
7)将步骤5)获得的第一误差信号与第三选择器输出的常数值相加得误差 信号实部；
8)将步骤6)获得的第二误差信号与第四选择器输出的常数值相加得误差 信号虚部；
9)将步骤7)获得的误差信号实部和步骤D8获得的误差信号虚部合并得 误差信号error(n)；
所述根据输出误差信号和接收信号计算盲均衡调整系数，包括：
第一步，将根据接收信号和盲均衡系数产生盲均衡输出信号步骤中获得的 每一个接收信号求模平方并相加得接收向量的范数；第二步，将第一步获得的 接收向量的范数与固定常数σ相加并取倒数得步长调整因子；
第三步，将第二步获得的步长调整因子与外部输入步长相乘得变步长因子；
第四步，将根据接收信号和盲均衡系数产生盲均衡输出信号步骤中获得的 每一个接收信号取共轭并与步骤9)获得误差信号、第三步获得的变步长因子相 乘得均衡器系数调整系数；第五步，将第四步获得的均衡器系数调整系数与存 储在寄存器中的前一时刻均衡器系数相加得当前时刻均衡器系数。
本发明的另一目的在于提供一种微波通信中适合4096-QAM的盲均衡系统 包括：
均衡模块，利用产生的盲均衡系数W(n)对接收信号进行滤波产生盲均衡输 出信号ye(n)，输出盲均衡信号送入判决模块；对于每一个均衡器系数，由误差 计算模块输出信号error(n)和接收信号x(n)根据步长μ计算出均衡器系数调整系 数对均衡器系数进行更新，并利用更新后的均衡器系数计算盲均衡输出信号；
判决模块，一路用于对接收到的盲均衡输出信号ye(n)判决至欧式距离最小 的星座点并输出判决信号yd(n)，另一路利用判决输出信号yd(n)与盲均衡输出信 号ye(n)计算输出一判决误差信号e(n)；所述输出判决误差信号e(n)为判决输出信 号yd(n)和盲均衡输出信号ye(n)的差值；
均方误差产生模块，根据判决模块输出的判决误差信号计算当前时刻均方 判决误差信号Mse(n)；
误差计算模块，根据判决模块输出的判决输出信号、判决误差信号以及均 方误差产生模块输出的均方判决误差信号计算误差信号error(n)并送入系数更新 模块更新均衡器系数；
所述均衡模块的输出端与判决模块的输入端连接，判决模块的一路输出 yd(n)与误差计算模块连接，另一路输出判决误差e(n)分别送入误差计算模块和 均方误差产生模块，均方误差产生模块的输出Mse(n)与误差计算模块输入端连 接，误差计算模块输出端与均衡模块连接。
进一步，所述判决模块包括：
判决器，根据均衡模块输出的盲均衡输出信号输出判决信号；
减法器，根据均衡模块输出的盲均衡输出信号和判决器输出的判决输出信 号计算出一个误差信号，并送入均方误差产生模块和误差计算模块；
所述均衡模块包括：
滤波器，利用当前时刻均衡器系数对接收信号进行滤波，产生盲均衡输出 信号；利用系数更新模块中更新后的盲均衡系数重新计算盲均衡输出信号；
系数更新模块，利用接收信号和误差计算模块输出误差信号根据外部输入 步长计算当前时刻均衡器系数调整系数更新均衡器系数。
所述滤波器包括：
L个乘法器，每一个乘法器输入端一端获取均衡器系数，另一端连接盲均衡 接收信号，输出端与对应的加法器连接，计算均衡器系数与接收信号的乘积输 出至加法器；
L-1个加法器，每一个加法器输入端一端连接对应的乘法器输出端，另一端 连接前一加法器输出端，将当前乘法器输出值与前一加法器输出值相加并输出 至下一加法器；
所述系数更新模块包括：
L个寄存器，用于存储L个当前时刻均衡器系数w0(n),w1(n),...wL-1(n)，每一个 寄存器输入端与加法器输出端连接，当加法器输出值改变时，更新均衡器系数。
L个加法器，每一个加法器输入端分别与寄存器输出端和乘法器输出端连 接，将前一时刻寄存器输出值与乘法器输出值相加送入寄存器更新均衡器系数；
L个共轭单元，每一个共轭单元一端连接滤波器获取接收信号，另一端连接 乘法器输入端，将接收信号转换为接收信号的共轭信号输出接收信号的共 轭信号至乘法器；
L个乘法器，每一个乘法器输入分别是变步长模块输出值step(n)、共轭单元 输出值和误差计算模块输出值error(n)，计算三者的乘积输出至加法器。
所述变步长模块包括：
L个共轭单元，每一个共轭单元一端连接滤波器获取接收信号，另一端连接 乘法器，将接收信号转换为接收信号的共轭信号并送入对应的乘法器；
L个乘法器，每一个乘法器一端连接滤波器获取接收信号，另一端连接共轭 单元输出端，将接收信号与接收信号的共轭信号相乘输出至对应的加法器；
L-1个加法器，每一个加法器一端连接当前乘法器输出端，另一端与前一加 法器输出端，将当前乘法器输出与前一加法器输出相加送入后一加法器；
第L加法器，输入端一端连接第L-1加法器输出端，另一端连接固定常数σ， 输出端连接倒数单元，将第L-1加法器输出值与常数σ相加送入倒数单元；
倒数单元，一端连接第L加法器，另一端连接第L+1乘法器，将第L加法 器输出值取倒数送入第L+1乘法器；
第L+1乘法器，输入端一端连接倒数单元，另一端连接固定步长μ，将倒 数单元输出值与外部输入的固定步长μ相乘得到变步长模块输出值step(n)；
所述均方误差产生模块包括：
第一乘法器，输入端两路输入均与判决模块输出判决误差信号e(n)的实部 eR(n)连接，输出端与第一加法器连接，计算判决模块输出信号e(n)实部eR(n)的平 方输出至第一加法器；
第二乘法器，输入端两路输入均与判决模块输出判决误差信号e(n)的实部 eI(n)连接，输出端与第一加法器连接，计算判决模块输出信号e(n)实部eI(n)的平 方输出至第一加法器；
第一加法器，输入端分别与第一乘法器和第二乘法器输出端连接，输出端 与第三乘法器连接，将第一乘法器与第二乘法器输出值相加送入第三乘法器；
第三乘法器，输入端一端与第一加法器连接，另一端与固定常数0.01连接， 输出端与第二加法器连接，将第一加法器输出值与固定常数0.01相乘输出至第二 加法器；
第二加法器，输入端一端连接第三乘法器，另一端连接第四乘法器，输出 端输出均方判决误差Mse(n)，将第三乘法器输出值与第四乘法器输出值相加并输 出均方判决误差信号Mse(n)；
第四乘法器，输入端一端与寄存器单元输出连接，另一端与固定常数0.99连 接，输出端与第二加法器连接，将寄存器输出值与固定常数0.99相乘送入第二加 法器；
寄存器单元，用于存储前一时刻均方判决误差Mse(n-1)；
所述误差计算模块包括：
第一分解单元，输入端与均衡模块连接，将均衡模块输出盲均衡输出信号 分解为实部yR(n)和虚部yI(n)分别送入第一绝对值单元和第二绝对值单元；
第一绝对值单元，输入端与第一分解单元输出端连接，输出端与第一乘法 器连接，将第一分解单元输出值yR(n)取绝对值输出至第一乘法器；
第二绝对值单元，输入端与第一分解单元输出端连接，输出端与第三乘法 器连接，将第一分解单元输出值yI(n)求绝对值输出至第三乘法器；
第二分解单元，输入端与判决模块连接获取判决误差信号e(n),输出端分别 与第一乘法器和第三乘法器连接，将误差信号e(n)分解为实部eR(n)和虚部eI(n)分 别送入第一乘法器和第三乘法器；
第一乘法器，输入端分别与第一绝对值单元和第二分解单元连接，计算第 一绝对值单元输出值|yR(n)|与第二分解单元输出值eR(n)的乘积，送入第二乘法 器；
第一选择器，输入端一端与均方误差产生模块连接获取均方判决误差 Mse(n)，另一端与分解单元连接获取均衡信号实部yR(n)，输出端与第二乘法器 连接，将根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号实部yR(n)选择出的常数送入第二 乘法器；
第二乘法器，输入端分别连接第一选择器和第一乘法器，计算第一选择器输 出的常数multipler_R与第一乘法器输出值的乘积，并送至第一加法器；
第三乘法器，输入端分别连接第二绝对值单元与第二分解单元，将第二绝 对值单元输出值|yI(n)|与第二分解单元输出值相乘，送入第四乘法器；
第二选择器，输入端一端与均方误差产生模块连接获取均方判决误差 Mse(n)，另一端与分解单元连接获取均衡信号虚部yI(n)，输出端与第二乘法器 连接，将根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号虚部yI(n)选择出的常数送入第四 乘法器；
第四乘法器，输入端分别与第三乘法器和第二选择器连接，将第二选择器输 出的常数multipler_I与第三乘法器输出值相乘并送至第二加法器；
第三选择器，输入端一端与均方误差产生模块连接获取均方判决误差 Mse(n)，另一端与分解单元连接获取均衡信号实部yR(n)，输出端与第一加法器 连接，根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号实部yR(n)选择出对应的常数adder_R 并送入第一加法器；
第四选择器，输入端一端与均方误差产生模块连接获取均方判决误差 Mse(n)，另一端与分解单元连接获取均衡信号虚部yI(n)，输出端与第二加法器 连接，根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号虚部yI(n)选择出对应的常数adder_I 并送入第二加法器；
第一加法器，输入端分别与第二乘法器和第三选择器连接，输出与合并单 元连接，将第二乘法器输出值与第三选择器选择的常数相加送入合并单元；
第二加法器，输入端分别连接第四乘法器和第四选择器，将第四乘法器输 出值与第四选择器输出值相加送至合并单元；
合并单元，输入端分别连接第一加法器和第二加法器，输出误差信号 error(n)，将第一加法器输出值和第二加法器输出值合并为一路复信号并输出。
本发明的另一目的在于提供一种实现所述微波通信中适合4096-QAM的盲 均衡方法的数字有线电视网络。
本发明的另一目的在于提供一种实现所述微波通信中适合4096-QAM的盲 均衡方法的微波回程链路。
本发明的低复杂度的微波通信中适合高阶4096-QAM的盲均衡系统和方法 是对现有最优技术进行的改进：首先，SBD+Neighborhood算法误差信号中相邻 区间的加权因子计算式中包含了指数运算，通过观察加权因子与均方判决误差 之间的函数曲线，利用阶梯函数对其进行近似，即当均方判决误差大于一切换 门限时，加权因子通过选择器输出一常数引入相邻区间误差项加速收敛，否则 选择器输出为零移除相邻区间误差项进一步消除码间干扰；其次，利用相邻区 间星座点差值的等值关系，对误差信号中相邻区间误差项进行合并及分区间化 简，最终得到简化后的误差计算模块只需通过选择器选择出相应的常数送入乘 法器及加法器，避免了原式中的指数运算及大量乘法运算；其误差计算模块所 需硬件资源对比如下表所示：
资源 实数乘法 指数运算 求模 加法及比较
SBD+Neighborhood 20 5 18 20
本发明 4 0 2 14
本发明通过对SBD+Neighborhood误差计算模块进行简化，降低了硬件实现 复杂度，提出一种微波通信中适合高阶4096-QAM的盲均衡系统和方法，优势 在于在降低少量收敛速度的代价下极大的降低了硬件实现复杂度。
附图说明
图1是本发明实施例提供的微波通信中适合4096-QAM的盲均衡系统示意 图。
图2是本发明实施例提供的均衡模块中滤波器的结构图。
图3是本发明实施例提供的均衡模块中系数更新模块的结构图。
图4是本发明实施例提供的数更新模块中变步长模块的结构图。
图5是本发明实施例提供的判决模块图。
图6是本发明实施例提供的均方误差产生模块图。
图7是本发明实施例提供的误差计算模块图。
图中：10、均衡模块；101、滤波器；102系数更新模块；103、寄存器单元； 104、第一加法器；105、第一乘法器；106共轭单元；107、变步长模块；701、 第一乘法器；702、第二乘法器；703、第L-1乘法器；704、第L乘法器；705、 第一共轭单元；706、第二共轭单元；707、第L-1共轭单元；708、第L共轭单 元；709、第一加法器；710、第L-2加法器；711、第L-1加法器；712、第L 加法器；713、倒数单元；714、第L+1乘法器；11、判决模块；111、判决器； 112、减法器；12、均方误差产生模块；121、模平方模块；122、第三乘法器； 123、第二加法器；124、第四乘法器；125、寄存器单元；13、误差计算模块； 131、第一分解单元；132、第二分解单元；133、第一绝对值单元；134、第二 绝对值单元；135、第一乘法器；136、第二乘法器；137、第三乘法器；138、 第四乘法器；139、第一加法器；140、第二加法器；141、合并单元；142、第 一选择器；143、第二选择器；144、第三选择器；145、、第四选择器。
图8是本发明实施例提供的微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法流程 图。
图9是本发明实施例提供的第一选择器原理图。
图10是本发明实施例提供的第二选择器原理图。
图11是本发明与SBD+Neighborhood算法执行100次蒙特卡洛仿真得到 的结果对比示意图。
图12是本发明与SBD+Neighborhood算法和MMA+CME算法执行100 次蒙特卡洛仿真得到的结果对比示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例， 对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以 解释本发明，并不用于限定本发明。
现有的微波通信中高阶4096-QAM信号盲均衡硬件实现，复杂度高，收敛 速度慢。
下面结合附图及具体实施例对本发明的应用原理作进一步描述。
图1至图7、图9、图10所示，本发明实施例提供的微波通信中适合 4096-QAM的盲均衡系统，在本实施例中，盲均衡装置所处理的L个信号为外 部输入的L个接收信号x(k-i)，i的取值为大于等于0且小于等于L-1的整数， L为大于等于1的整数。具体包括：
均衡模块10、判决模块11、均方误差产生模块12以及误差计算模块13；
均衡模块10利用其产生的盲均衡系数对接收信号进行滤波产生盲均衡输出 信号ye(n)，输出盲均衡输出信号ye(n)至判决模块11；对每一盲均衡系数，由误 差计算模块13输出的误差信号error(n)和接收信号根据外部输出的步长μ计算盲 均衡系数调整因子更新盲均衡系数，利用更新后的盲均衡系数对接收信号进行 滤波并更新盲均衡输出信号，并将更新后的盲均衡输出信号输出至判决模块11。
判决模块11根据接收到的盲均衡输出信号ye(n)产生判决输出信号yd(n)并输出，根据盲均衡输出信号ye(n)和判决输出信号yd(n)计算输出一判决误差信号 e(n)，其中输出判决误差信号为盲均衡输出信号ye(n)和判决输出信号yd(n)的差 值，表示为yd(n)-ye(n)；
均方误差产生模块12利用接收到的判决模块输出判决误差信号e(n)通过迭 代公式计算得到均方判决误差信号Mse(n)并送入误差计算模块；
其迭代公式如下：
Mse(n)＝λ*Mse(n-1)+(1-λ)*|e(n)|2
误差计算模块13利用判决模块输出的判决输出信号yd(n)和判决误差e(n)以 及均方误差产生模块输出的均方判决误差信号Mse(n)计算得一误差信号 error(n)，输出至均衡模块10；
本发明实例中，均衡模块10包括滤波器101和系数更新模块102；
滤波器101根据系数更新模块102输出的盲均衡系数对接收信号进行滤波， 计算得到盲均衡输出信号ye(n)并输出至判决模块11；根据系数更新模块102更 新后的盲均衡系数对接收信号进行滤波并更新盲均衡输出信号；滤波器101的 结构与现有的基于常数模的盲均衡装置中的滤波器结构相同，将每一接收信号 x(n-i)和与之对应的盲均衡系数wi(n)相乘，再将所有的乘积相加得到盲均衡输出 信号ye(n)，在此不对滤波101的结构进行赘述。
系数更新模块102包含L个系数更新单元。L个系数更新单元结构相同因此 以第一个系数更新单元为例进行说明：
第一个系数单元包括寄存器单元103、第一加法器104、第一乘法器105和 共轭单元106、变步长模块107。
寄存器单元103输入端连接第一加法器104输出端，输出端连接第一加法器 104输入端，用于存储前一时刻均衡器系数w0(n)。
第一加法器104输入端分别连接寄存器单元103输出端和第一乘法器105输 出端，输出端连接寄存器单元103；
共轭单元106输入端为接收信号x(n)，输出端连接第一乘法器105，将接收 信号x(n)取共轭并送入第一乘法器105；
第一乘法器105输入端分别连接误差计算模块14、变步长模块107和共轭单 元106，输出端连接第一加法器104，将误差计算模块14输出的误差信号error(n) 与共轭单元106输出的接收信号的共轭及变步长模块107输出的变步长因子 step(n)相乘送入第一加法器104。
本发明实例中，变步长模块107包括第一乘法器701、第二乘法器702、… 第L-1乘法器703、第L乘法器704、第一共轭单元705、第二共轭单元706、…、 第L-1共轭单元707、第L共轭单元708、第一加法器709、…第L-2加法器710、 第L-1加法器711、第L加法器712、倒数单元713、第L+1乘法器714。
前L个乘法器701、702、…703、704结构与功能相同，输入端分别连接接 收信号x(n-i)，i＝1,2,...n和对应的共轭单元705、706、…707、708，将接收信号 x(n-i)和其共轭相乘得到接收信号的模平方值；
前L-1个加法器输入端分别连接当前乘法器和前一乘法器，将L个接收信号 模平方值相加，送入第L-1加法器711。
第L-1加法器711输入端分别连接第L-2加法器710和一固定常数σ，将第 L-2加法器710输出的L个接收信号模平方的和与固定常数σ相加，送入倒数单 元713。
倒数单元713输入端连接第L-1加法器711，将第L-1加法器710输出值取 倒数并送入第L+1乘法器714.
第L+1乘法器714输入端分别连接倒数单元713和外部输入步长μ，将外部 输入的步长μ与倒数单元713输出的值相乘并输出变步长因子step(n)。
判决器111根据均衡模块10输出的盲均衡输出信号ye(n)输出判决输出信号 yd(n)；判决器111可采用现有的判决器，本文对其结构不再赘述；
减法器112根据盲均衡装置10输出的盲均衡输出信号ye(n)和判决器111输 出的判决输出信号yd(n)计算一输出判决误差信号，输出该判决误差信号至均方 误差产生模块12；其中，输出误差信号为判决器输出信号和盲均衡输出信号的 差值。
均方误差产生模块12包括模平方模块121、第三乘法器122、第二加法器123、 第四乘法器124和寄存器单元125。
模平方模块121一端连接判决模块11获得判决误差信号e(n)，另一端连接第 三乘法器122，计算判决误差信号的模值平方并输出至第三乘法器122；
第三乘法器122输入端连接模平方模块121和一固定常数值，输出端连接第 二加法器123，将模平方输出值与固定常数0.01相乘输出至第二加法器123；
第二加法器123输入端分别连接第四乘法器124和第三乘法器123，将第四 乘法器124输出值和第三乘法器输出值相加送至误差计算模块13；
第四乘法器124输入一端连接寄存器单元125，另一端连接固定常数，输出 端与第二加法器连接，存储在寄存器单元中的前一时刻均方判决误差Mse(n-1)与 固定常数0.99相乘送入第二加法器123。
寄存器单元125一端连接第二加法器123获取前一时刻输出的均方判决误差 Mse(n-1)，并将更新后的值送入第四乘法器124。
误差计算模块13包括第一分解单元131、第二分解单元132、第一绝对值单 元133、第二绝对值单元134、第一乘法器135、第二乘法器136、第三乘法器 137、第四乘法器138、第一加法器139、第二加法器140、合并单元141、第一 选择器142、第二选择器143、第三选择器144和第四选择145。
第一分解单元131连接判决模块获取判决输出信号yd(n)，将判决输出信号 yd(n)分解为实部yR(n)和虚部yI(n)分别送入第一绝对值单元133和第二绝对值单 元134。
第二分解单元132连接判决模块获取输出判决误差e(n)，将判决误差信号e(n) 分解为实部eR(n)和虚部eI(n)分别送如第一乘法器135和第三乘法器137.
第一绝对值单元133输入端连接第一分解单元131，将第一分解单元131输 出的判决输出信号实部yd(n)取绝对值送入第一乘法器135.
第二绝对值单元134输入端连接第一分解单元131，将第一分解单元131输 出的判决输出信号虚部yI(n)取绝对值送入第三乘法器137.
第一乘法器135输入端分别与第一绝对值单元133和第二分解单元134连 接，计算第一绝对值单元输出的判决输出信号实部的绝对值|yR(n)|与第二分解单 元输出的判决误差信号实部eR(n)的乘积，送入第二乘法器136；
第三乘法器137，输入端分别连接第二绝对值单元134与第二分解单元132， 将第二绝对值单元134输出的判决输出信号虚部的绝对值|yI(n)|与第二分解单元132输出的判决误差信号虚部eI(n)相乘，送入第四乘法器138；
第二乘法器136，输入端分别连接第一选择器142和第一乘法器135，将第 一选择器142根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号实部yR(n)选择出的常数与第 一乘法器135输出值相乘，并送至第一加法器139；
第四乘法器138，输入端分别与第三乘法器136和第二选择器143连接，将 第二选择器143根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号虚部yI(n)选择出的常数与 第三乘法器137输出值相乘并送至第二加法器140；
第一选择器142，输入端一端与均方误差产生模块12连接获取均方判决误 差Mse(n)，另一端与第一分解单元131连接获取均衡信号实部yR(n)，输出端与 第二乘法器136连接，将根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号实部yR(n)选择出 的常数送入第二乘法器136；
第二选择器143，输入端一端与均方误差产生模块12连接获取均方判决误 差Mse(n)，另一端与第一分解单元131连接获取均衡信号虚部yI(n)，输出端与 第四乘法器138连接，将根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号虚部yI(n)选择出 的常数送入第四乘法器138；
第三选择器144，输入端一端与均方误差产生模块12连接获取均方判决误 差Mse(n)，另一端与第一分解单元131连接获取均衡信号实部yR(n)，输出端与 第一加法器连接，根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号实部yR(n)选择出对应的 常数并送入第一加法器139；
第四选择器145，输入端一端与均方误差产生模块12连接获取均方判决误 差Mse(n)，另一端与第一分解单元131连接获取均衡信号虚部yI(n)，输出端与 第二加法器连接，根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号虚部yI(n)选择出对应的 常数并送入第二加法器140；
第一加法器139，输入端分别与第二乘法器136和第三选择器144连接，输 出与合并单元141连接，将第二乘法器136输出值与第三选择器144选择的常 数相加送入合并单元140；
第二加法器140，输入端分别连接第四乘法器138和第四选择器145，将第 四乘法器138输出值与第四选择器145输出值相加送至合并单元141；
合并单元141，输入端分别连接第一加法器和139第二加法器140，输出误 差信号error(n)至均衡模块10，将第一加法器139输出值和第二加法器140输出 值合并为一路复信号并输出。
图8为本发明实施例提供的微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法，具 体如下：
S101：利用均衡器系数对接收信号进行均衡产生盲均衡输出信号；
S102:根据盲均衡输出信号产生判决输出信号,将判决输出信号与盲均衡输 出信号相减产生判决误差信号；
S103:根据判决模块输出的判决误差信号计算均方判决误差信号Mse(n)；
S104：根据判决模块输出的判决输出信号、判决误差信号及均方误差产生模 块输出的均方判决误差信号计算误差信号；
S105：根据误差信号、接收信号和外部输入的步长计算盲均衡调整系数；
S106：利用盲均衡调整系数更新盲均衡系数；
S107：利用更新后的盲均衡系数和接收信号调整盲均衡输出信号，输出调 整后的盲均衡输出信号。
S108：结束。
在S101中，将接收信号x(n-i)，i＝1,2,...n分别与对应的均衡器系数wi-1(n)相乘，再将得到的乘积相加，将加法计算结果作为盲均衡输出信号ye(n)，具体为 ye(n)＝WT(n)*X(n)，其中W(n)表示由L个均衡器系数构成的向量，X(n)表示由外 部接收信号延迟i个单位时间构成的向量。
步骤S102根据具体发送信号的星座图由最小欧式距离将盲均衡输出信号 ye(n)判决至最近的星座点并产生判决输出信号yd(n)；并将判决输出信号yd(n)与 盲均衡输出信号ye(n)相减得到判决误差信号；
步骤S103根据判决模块输出的判决误差信号计算均方判决误差信号Mse(n)；
本步骤中,首先将判决误差信号实部eR(n)和虚部eI(n)与自身相乘并相加得到 判决误差信号的模平方|e(n)|2,再将判决误差信号的模平方|e(n)|2乘以一个固定常 数0.01得到一个调整因子,最后将存储在寄存器中的前一时刻均方判决误差 Mse(n-1)乘以一固定常数0.99并与得到的调整因子相加输出作为当前时刻均方 判决误差Mse(n)，表示为Mse(n)＝0.01*Mse(n-1)+0.99*e2(n)。
步骤S104中，首先将判决输出信号yd(n)分解为实部和虚部并分别取绝对值 得到|yR(n)|和|yI(n)|，接着将判决误差信号e(n)分解为实部eR(n)和虚部eI(n)，其 次四个选择器分别根据均方判决误差信号Mse(n)和判决输出信号的实部或虚部 输出四个常数，接着将判决输出信号实部的绝对值、第二分解单元输出的误差 信号实部以及第一选择器输出的常数相乘并第三选择器输出的常数相加得到误 差信号的实部，即eR(n)＝|yR(n)|*eR(n)*c1+c3，其中c1、c3分别是第一选择器和第三 选择器输出的常数值；同时将判决输出信号虚部的绝对值、第二分解单元输出 的误差信号虚部以及第二选择器输出的常数相乘并第四选择器输出的常数相加 得到误差信号的虚部，即eI(n)＝|yI(n)|*eI(n)*c2+c4，其中c2、c4分别是第二选择器 和第四选择器输出的常数值，最后将误差信号实部和虚部合并为误差信号 error(n)。
本S104中，第一选择器与第二选择器选择原理相同，第三选择器与第四选 择器原理相同；第一选择器原理如图9所示，第三选择器原理如图10所示。
步骤S105中，对于每一个均衡器系数都会产生针对该盲均衡系数的调整系 数，对于每一个盲均衡系数的调整系数的产生方法是相同的，在此仅以一个盲 均衡系数的调整系数的产生方法为例进行说明，
具体包括：步骤1，将L个接收信号取共轭与自身相乘并累加得到L个接收 信号范数的平方，将L个接收信号范数的平方与固定常数值σ相加并取倒数， 最后乘以外部输入的步长得到变步长因子step(n)；
步骤2，接收信号x(n)取共轭并与变步长因子step(n)和误差信号error(n)相乘得到盲均衡系数的调整系数；
步骤S106中，将前一次更新后的盲均衡系数减去盲均衡调整系数得到本次 更新后的盲均衡系数。
在上述实施例中，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或者其任意组 合来实现。当使用全部或部分地以计算机程序产品的形式实现，所述计算机程 序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载或执行所述计算机程序指 令时，全部或部分地产生按照本发明实施例所述的流程或功能。所述计算机可 以是通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。所述计算 机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者从一个计算机可读存储介质向 另一个计算机可读存储介质传输，例如，所述计算机指令可以从一个网站站点、 计算机、服务器或数据中心通过有线(例如同轴电缆、光纤、数字用户线(DSL)或 无线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据 中心进行传输)。所述计算机可读取存储介质可以是计算机能够存取的任何可用 介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设 备。所述可用介质可以是磁性介质，(例如，软盘、硬盘、磁带)、光介质(例如， DVD)、或者半导体介质(例如固态硬盘Solid State Disk(SSD))等。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发 明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明 的保护范围之内。
实施例2
微波通信中适合高阶4096-QAM的盲均衡系统和方法同实施例1，本发明是在JoaoMendes Filho等人在《Accelerating the convergence of a decision-based algorithmfor blind equalization ofQAM signals》提出的SBD+neighborhood算法的一种改进盲均衡算法，通过以 下仿真进一步说明本发明的优越性。
仿真条件：仿真多径信道为h＝[1 0.08+0.1j 0 0 0 0 0 0 0.09+0.1j]，且叠加加性高斯噪声， 信噪比SNR＝45dB，均衡器长度L＝21，均衡器系数初始化采用第一个抽头系数为1，其余 抽头系数为0，外部输入步长μ＝0.002。
仿真内容：当信噪比为SNR＝45dB时，对比本发明与Joao Mendes Filho等人提出的 SBD+Neighborhood算法的MSE曲线。其中红色实线为SBD+Neighborhood算法的MSE曲线，蓝色实线为本发明的的MSE曲线。横坐标为迭代次数，即接收信号个数，纵坐标为均方判决误差，单位为dB。图11是100次蒙特卡洛仿真得到的结果。
仿真结果：从图11可见，本发明简化后的SBD+neighborhood算法由于加权因子简化为 阶梯函数，使得算法的收敛速度有所下降，但是到达稳态后的剩余误差与原 SBD+Neighborhood算法的保持一致。
实施例3
微波通信中适合高阶4096-QAM的盲均衡系统和方法同实施例1。
仿真条件：仿真多径信道与信噪比与实施例2相同，均衡器长度L＝21，均衡器系数初始 化采用第一个抽头系数为1，其余抽头系数为0，MMA算法步长μMMA＝2e-12，MMA+CME 算法中，MMA算法的步长μMMA＝2e-12，均方误差切换门限M_TH＝0.5，本发明中外部输 入步长与实施例2中的一致。
仿真内容：当信噪比为SNR＝45dB时，对比本发明与多模算法MMA、双模式MMA+CME的MSE曲线。其中黑色实线为多模算法MMA的MSE曲线，蓝色实线为双模式MMA+CME 的MSE曲线，红色实线为本发明的MSE曲线。横坐标为迭代次数，即接收信号个数，纵坐 标为均方判决误差，单位为dB。图12是执行100次蒙特卡洛仿真得到的结果
仿真结果：从图12可见，简化后的SBD+neighborhood算法由于加权因子简化为阶梯函 数，使得本发明与原SBD+Neighborhood算法相比，收敛速度有所下降，但是仍然优于MMA 和MMA+CME算法，并且稳态剩余误差最低；同时本发明简化了原SBD+Neighborhood算法加权因子中的指数运算，并根据相邻区间判决信号及误差信号的等差关系减少了误差函数计 算中的大量乘法运算，使得算法硬件实现复杂度降低。

Claims (9)

1.一种微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法，其特征在于，所述微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法接收信号和盲均衡系数产生盲均衡输出信号；盲均衡输出信号产生判决输出信号判决及判决误差信号；输出的判决误差信号计算均方判决误差信号；输出判决信号、判决误差信号和输出的均方判决误差信号计算误差信号；输出误差信号和接收信号计算盲均衡调整系数；盲均衡调整系数更新均衡器系数；
所述微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法SBD+Neighborhood算法误差信号中相邻区间的加权因子计算式包含指数运算，通过观察加权因子与均方判决误差之间的函数曲线，利用阶梯函数对其进行近似，当均方判决误差大于一切换门限时，加权因子通过选择器输出一常数引入相邻区间误差项加速收敛，否则选择器输出为零移除相邻区间误差项进一步消除码间干扰；利用相邻区间星座点差值的等值关系，对误差信号中相邻区间误差项进行合并及分区间化简，得到误差计算模块通过选择器选择出相应的常数送入乘法器及加法器。
2.如权利要求1所述的微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法，其特征在于，所述接收信号的个数为L，L为大于等于1的整数；
所述根据接收信号和盲均衡系数产生盲均衡输出信号之前还需进行：
对一个外部输入信号进行L-1次延迟，将L-1次延迟获得的L-1个信号和外部输入信号作为L个接收信号。
3.如权利要求1所述的微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法其特征在于，所述根据盲均衡输出信号产生判决输出信号判决及判决误差信号包括：
盲均衡输出信号送入判决器获得判决输出信号；
将判决输出信号与盲均衡输出信号相减获得判决误差信号。
4.如权利要求1所述的微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法其特征在于，所述根据输出的判决误差信号计算均方判决误差信号包括：
步骤一，将获得的判决误差信号分解实部和虚部；
步骤二，将步骤一获得的判决误差信号实部和虚部分别取平方并相加得判决误差信号的模平方；
步骤三，将步骤二获得判决误差信号的模平方与固定常值0.01相乘得第一调整因子；
步骤四，将存储在寄存器中的前一时刻均方判决误差与固定常值0.99得第二调整因子；
步骤五，将步骤三获得的第一调整因子与步骤四获得调整因子相加得当前时刻均方判决误差信号Mse(n)。
5.如权利要求1所述的微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法，其特征在于，所述根据输出判决信号、判决误差信号和输出的均方判决误差信号计算误差信号包括：
1)将获得的盲均衡输出信号分解为实部和虚部；
2)将获得的判决误差信号分解为实部和虚部；
3)将步骤1)获得的盲均衡输出信号实部取绝对值，并与步骤2)获得的判决误差信号实部相乘得第一纠错信号；
4)将步骤1)获得的盲均衡输出信号虚部取绝对值，并与步骤2)获得的判决误差信号虚部相乘得第二纠错信号；
5)将步骤3)获得的第一纠错信号与第一选择器输出的常数值相乘得第一误差信号；
6)将步骤4)获得的第二纠错信号与第二选择器输出的常数值相乘得第二误差信号；
7)将步骤5)获得的第一误差信号与第三选择器输出的常数值相加得误差信号实部；
8)将步骤6)获得的第二误差信号与第四选择器输出的常数值相加得误差信号虚部；
9)将步骤7)获得的误差信号实部和步骤D8获得的误差信号虚部合并得误差信号error(n)；
所述根据输出误差信号和接收信号计算盲均衡调整系数包括：
第一步，将根据接收信号和盲均衡系数产生盲均衡输出信号步骤中获得的每一个接收信号求模平方并相加得接收向量的范数；第二步，将第一步获得的接收向量的范数与固定常数σ相加并取倒数得步长调整因子；
第三步，将第二步获得的步长调整因子与外部输入步长相乘得变步长因子；
第四步，将根据接收信号和盲均衡系数产生盲均衡输出信号步骤中获得的每一个接收信号取共轭并与步骤9)获得误差信号、第三步获得的变步长因子相乘得均衡器系数调整系数；第五步，将第四步获得的均衡器系数调整系数与存储在寄存器中的前一时刻均衡器系数相加得当前时刻均衡器系数。
6.一种如权利要求1所述微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法的所述微波通信中适合4096-QAM的盲均衡系统，其特征在于，所述微波通信中适合4096-QAM的盲均衡系统包括：
均衡模块，利用产生的盲均衡系数W(n)对接收信号进行滤波产生盲均衡输出信号ye(n)，输出盲均衡信号送入判决模块；对于每一个均衡器系数，由误差计算模块输出信号error(n)和接收信号x(n)根据步长μ计算出均衡器系数调整系数对均衡器系数进行更新，并利用更新后的均衡器系数计算盲均衡输出信号；
判决模块，一路用于对接收到的盲均衡输出信号ye(n)判决至欧式距离最小的星座点并输出判决信号yd(n)，另一路利用判决输出信号yd(n)与盲均衡输出信号ye(n)计算输出一判决误差信号e(n)；所述输出判决误差信号e(n)为判决输出信号yd(n)和盲均衡输出信号ye(n)的差值；
均方误差产生模块，根据判决模块输出的判决误差信号计算当前时刻均方判决误差信号Mse(n)；
误差计算模块，根据判决模块输出的判决输出信号、判决误差信号以及均方误差产生模块输出的均方判决误差信号计算误差信号error(n)并送入系数更新模块更新均衡器系数；
所述均衡模块的输出端与判决模块的输入端连接，判决模块的一路输出yd(n)与误差计算模块连接，另一路输出判决误差e(n)分别送入误差计算模块和均方误差产生模块，均方误差产生模块的输出Mse(n)与误差计算模块输入端连接，误差计算模块输出端与均衡模块连接。
7.如权利要求6所述的微波通信中适合4096-QAM的盲均衡系统，其特征在于，所述判决模块包括：
判决器，根据均衡模块输出的盲均衡输出信号输出判决信号；
减法器，根据均衡模块输出的盲均衡输出信号和判决器输出的判决输出信号计算出一个误差信号，并送入均方误差产生模块和误差计算模块；
所述均衡模块包括：
滤波器，利用当前时刻均衡器系数对接收信号进行滤波，产生盲均衡输出信号；利用系数更新模块中更新后的盲均衡系数重新计算盲均衡输出信号；
系数更新模块，利用接收信号和误差计算模块输出误差信号根据外部输入步长计算当前时刻均衡器系数调整系数更新均衡器系数；
所述滤波器包括：
L个乘法器，每一个乘法器输入端一端获取均衡器系数，另一端连接盲均衡接收信号，输出端与对应的加法器连接，计算均衡器系数与接收信号的乘积输出至加法器；
L-1个加法器，每一个加法器输入端一端连接对应的乘法器输出端，另一端连接前一加法器输出端，将当前乘法器输出值与前一加法器输出值相加并输出至下一加法器；
所述系数更新模块包括：
L个寄存器，用于存储L个当前时刻均衡器系数w0(n),w1(n),...wL-1(n)，每一个寄存器输入端与加法器输出端连接，当加法器输出值改变时，更新均衡器系数；
L个加法器，每一个加法器输入端分别与寄存器输出端和乘法器输出端连接，将前一时刻寄存器输出值与乘法器输出值相加送入寄存器更新均衡器系数；
L个共轭单元，每一个共轭单元一端连接滤波器获取接收信号，另一端连接乘法器输入端，将接收信号转换为接收信号的共轭信号输出接收信号的共轭信号至乘法器；
L个乘法器，每一个乘法器输入分别是变步长模块输出值step(n)、共轭单元输出值和误差计算模块输出值error(n)，计算三者的乘积输出至加法器；
所述变步长模块包括：
L个共轭单元，每一个共轭单元一端连接滤波器获取接收信号，另一端连接乘法器，将接收信号转换为接收信号的共轭信号并送入对应的乘法器；
L个乘法器，每一个乘法器一端连接滤波器获取接收信号，另一端连接共轭单元输出端，将接收信号与接收信号的共轭信号相乘输出至对应的加法器；
L-1个加法器，每一个加法器一端连接当前乘法器输出端，另一端与前一加法器输出端，将当前乘法器输出与前一加法器输出相加送入后一加法器；
第L加法器，输入端一端连接第L-1加法器输出端，另一端连接固定常数σ，输出端连接倒数单元，将第L-1加法器输出值与常数σ相加送入倒数单元；
倒数单元，一端连接第L加法器，另一端连接第L+1乘法器，将第L加法器输出值取倒数送入第L+1乘法器；
第L+1乘法器，输入端一端连接倒数单元，另一端连接固定步长μ，将倒数单元输出值与外部输入的固定步长μ相乘得到变步长模块输出值step(n)；
所述均方误差产生模块包括：
第一乘法器，输入端两路输入均与判决模块输出判决误差信号e(n)的实部eR(n)连接，输出端与第一加法器连接，计算判决模块输出信号e(n)实部eR(n)的平方输出至第一加法器；
第二乘法器，输入端两路输入均与判决模块输出判决误差信号e(n)的实部eI(n)连接，输出端与第一加法器连接，计算判决模块输出信号e(n)实部eI(n)的平方输出至第一加法器；
第一加法器，输入端分别与第一乘法器和第二乘法器输出端连接，输出端与第三乘法器连接，将第一乘法器与第二乘法器输出值相加送入第三乘法器；
第三乘法器，输入端一端与第一加法器连接，另一端与固定常数0.01连接，输出端与第二加法器连接，将第一加法器输出值与固定常数0.01相乘输出至第二加法器；
第二加法器，输入端一端连接第三乘法器，另一端连接第四乘法器，输出端输出均方判决误差Mse(n)，将第三乘法器输出值与第四乘法器输出值相加并输出均方判决误差信号Mse(n)；
第四乘法器，输入端一端与寄存器单元输出连接，另一端与固定常数0.99连接，输出端与第二加法器连接，将寄存器输出值与固定常数0.99相乘送入第二加法器；
寄存器单元，用于存储前一时刻均方判决误差Mse(n-1)；
所述误差计算模块包括：
第一分解单元，输入端与均衡模块连接，将均衡模块输出盲均衡输出信号分解为实部yR(n)和虚部yI(n)分别送入第一绝对值单元和第二绝对值单元；
第一绝对值单元，输入端与第一分解单元输出端连接，输出端与第一乘法器连接，将第一分解单元输出值yR(n)取绝对值输出至第一乘法器；
第二绝对值单元，输入端与第一分解单元输出端连接，输出端与第三乘法器连接，将第一分解单元输出值yI(n)求绝对值输出至第三乘法器；
第二分解单元，输入端与判决模块连接获取判决误差信号e(n),输出端分别与第一乘法器和第三乘法器连接，将误差信号e(n)分解为实部eR(n)和虚部eI(n)分别送入第一乘法器和第三乘法器；
第一乘法器，输入端分别与第一绝对值单元和第二分解单元连接，计算第一绝对值单元输出值|yR(n)|与第二分解单元输出值eR(n)的乘积，送入第二乘法器；
第一选择器，输入端一端与均方误差产生模块连接获取均方判决误差Mse(n)，另一端与分解单元连接获取均衡信号实部yR(n)，输出端与第二乘法器连接，将根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号实部yR(n)选择出的常数送入第二乘法器；
第二乘法器，输入端分别连接第一选择器和第一乘法器，计算第一选择器输出的常数multipler_R与第一乘法器输出值的乘积，并送至第一加法器；
第三乘法器，输入端分别连接第二绝对值单元与第二分解单元，将第二绝对值单元输出值|yI(n)|与第二分解单元输出值相乘，送入第四乘法器；
第二选择器，输入端一端与均方误差产生模块连接获取均方判决误差Mse(n)，另一端与分解单元连接获取均衡信号虚部yI(n)，输出端与第二乘法器连接，将根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号虚部yI(n)选择出的常数送入第四乘法器；
第四乘法器，输入端分别与第三乘法器和第二选择器连接，将第二选择器输出的常数multipler_I与第三乘法器输出值相乘并送至第二加法器；
第三选择器，输入端一端与均方误差产生模块连接获取均方判决误差Mse(n)，另一端与分解单元连接获取均衡信号实部yR(n)，输出端与第一加法器连接，根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号实部yR(n)选择出对应的常数adder_R并送入第一加法器；
第四选择器，输入端一端与均方误差产生模块连接获取均方判决误差Mse(n)，另一端与分解单元连接获取均衡信号虚部yI(n)，输出端与第二加法器连接，根据均方判决误差Mse(n)和均衡信号虚部yI(n)选择出对应的常数adder_I并送入第二加法器；
第一加法器，输入端分别与第二乘法器和第三选择器连接，输出与合并单元连接，将第二乘法器输出值与第三选择器选择的常数相加送入合并单元；
第二加法器，输入端分别连接第四乘法器和第四选择器，将第四乘法器输出值与第四选择器输出值相加送至合并单元；
合并单元，输入端分别连接第一加法器和第二加法器，输出误差信号error(n)，将第一加法器输出值和第二加法器输出值合并为一路复信号并输出。
8.一种实现权利要求1～5任意一项所述微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法的数字有线电视网络。
9.一种实现权利要求1～5任意一项所述微波通信中适合4096-QAM的盲均衡方法的微波回程链路。
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