KR101246583B1 - 단일 반송파 주파수 분할 다중접속 시스템에서의 주파수 도메인 채널 추정 - Google Patents

단일 반송파 주파수 분할 다중접속 시스템에서의 주파수 도메인 채널 추정 Download PDF

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Abstract

본 발명은 복수의 사용자 단말기로부터 신호(x(1),x(2),…x(Nu))를 수신하는 수신기 노드에 사용하기 위한 채널 추정기(202)로서, 각 사용자 단말기에는 추정되는 채널을 통해 전송하기 위한 각 전송 부반송파 세트와 각 테스트 신호 시퀀스(rp)가 할당되어 있다. 채널 추정기(202)는 전송을 위해 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 전송 부반송파 세트 뿐만 아니라 상기 사용자 단말기에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼에 대한 정보가 저장되어 있다(400). 상기 할당된 각 전송 부반송파 세트를 이용함으로써 상기 채널을 통해 전송된 상기 각 테스트 신호 시퀀스(rp)를 포함하는 복수의 사용자 단말기로부터 수신하자 마자, 추정기는 수신된 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼을 발생하고(208)고, 상기 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼과 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼의 함수로서 채널 추정을 수행한다. 주파수 도메인 채널 추정이 단일 반송파 주파수 분할 다중접속(SC-FDMA) 시스템에 대해 수행된다.
Figure R1020087028873
채널 추정기, 단일 반송파 주파수 분할 다중접속(SC-FDMA) 시스템, 전송 부 반송파, 테스트 신호 시퀀스

Description

단일 반송파 주파수 분할 다중접속 시스템에서의 주파수 도메인 채널 추정{Frequency domain channel estimation in a single carrier frequency division multiple access system}
본 발명은 통신 시스템에서 채널 추정/등화에 관한 것이다. 본 발명은 신호를 수신기 노드로 전송하는 복수의 사용자 단말기를 포함한 시스템에서의 "업링크" 전송 사용 가능성에 특별한 관심을 기울이여 개발되었으며, 각 단말기에는 각 전송 부반송파(transmission subcarrier) 세트가 할당되어 있다.
주파수 분할 다중접속(Frequency Division Multiple Access, FDMA) 또는 SC-FDMA와 결합된 단일 반송파(SC) 전송이 장래 무선통신 시스템의 핵심 다중접속방식으로서 떠오르고 있다. 예컨대, SC-FDMA 기술은 현재 범용 이동통신 시스템(Universal Mobile Telecommunications System, UMTS)의 진화로 생각되며, 주로 진화된 UTRA(E-UTRA) 또는 수퍼 3G(S3G) 시스템이라고 한다.
단일 반송파 무선 접속기술은 피크 대 평균 전력비(Peak-to- Average Power Ratio, PAPR)가 낮다는 이점이 있다. 이 특성은 이동 송수화기의 전력소비를 최소로 줄이고 (이동 단말기에서 기지국까지) 업링크 구역(uplink coverage)을 최대화하는데 중요하며, 이는 주로 이동 송수화기 전송전력에 의해 제한된다. SC-FDMA 기 술은 셀내에 있는 사용자가 자신의 데이터 속도에 무관하게 동시에 전송하게 한다.
실제로, "단일 반송파(single carrier)" 기술이라고 하나, 이 전송방식은 다른 주파수 부대역(sub-bands)(부반송파)에 할당되어 "직교"를 이루는 다양한 사용자들을 고려하며, 이 특성은 심지어 시분산 채널(time-dispersive channels)에서도 유지된다. 수신기에서의 등화기술로 인해 검출성능 수준은 심지어 완전히 로드된 셀에서 그리고 시분산 채널에 걸쳐 결합된 정합필터에 더 가까이 다가 갈 수 있다.
장래 무선통신 시스템에 유망한 것으로 여겨지는 또 다른 신호처리방식은 글자로 주파수 도메인 등화(Frequency Domain Equalization, FDE)로서 표기된 주파수 도메인에서 채널응답의 등화이다. SC-FDMA와 주파수 도메인 등화의 조합으로 피크 대 평균 전력비(PAPR)가 낮고 기본적으로는 전반적으로 복잡도가 동일한 직교 주파수 분할 다중방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)과 유사한 성능 수준에 이르게 된다. 낮은 PAPR은 차례로 SC 송신기의 전력 증폭기가 소정의 평균전력을 지원하는데 더 작은 선형범위를 필요로 하거나, 다르게 말하면, 피크 전력 백오프(peak power back-off)를 덜 필요로 하는 것을 의미한다. 이로써, 이러한 접근은 비교할 수 있는 OFDM 시스템에 대해 더 저렴한 전력 증폭기의 사용을 가능하게 한다: 이것은 꽤 상당한 이점인데, 왜냐하면 전력증폭기가 사용자 장비(UE) 트랜시버에서 가장 값비싼 부품 중 하나이기 때문이다.
2가지 타입의 SC-FDMA 전송방식, 즉, "지역 SC-FDMA"(LFDMA) 및 "분산 SC-FDMA(DFDMA)"가 장래 광대역 무선 시스템의 애플케이션으로 현재 고려된다.
LFDMA에서, 시스템 대역폭의 소정 부분에서 한 세트의 연속 주파수들이 각 사용자에 할당되고 다른 사용자들은 비중첩 주파수 대역을 통해 전송한다. 이러한 방식은 (소정 사용자의 전송 포맷이 채널 특성을 기초로 하여 선택되는) 주파수 스케쥴 전송에 적합하며 발진기 허용오차, 위상잡음 또는 도플러 효과로 인한 주파수 오프셋에 대하여 강건하다. 다른 한편으로, 지역 방식은 광대역 무선채널에 이용가능한 주파수 다이버시티(frequency diversity )를 이용하지 않는다.
반대로, DFDMA에서, 다중접속은 전체 시스템 대역에 걸쳐 확직교 부반송파를 다른 사용자에 할당함으로써 달성된다. DFDMA는 사용자 신호가 다른 상관없는 부반송파를 통해 전송되기 때문에 주파수 다이버시티가 달성된다. 그러나, 있을 수 있는 주파수 오프셋으로 인해 사용자 직교성이 상실되는 것을 방지하기 위해 몇몇 전략이 채택되어야 한다.
지역 및 분산 단일 반송파 신호 모두는 시간 도메인 또는 주파수 도메인 중 어느 하나에서 발생될 수 있다. 단일 반송파 신호의 시간 도메인 발생을 글자로 인터리브 FDMA(IFDMA)라 한다. IFDMA 전송기술의 상세한 설명은 유.솔저(U. Sorger), 아이. 브로엑(I. De Broek), 엠. 슈넬(M. Schnell)의 논문 "Interleaved FDMA - A new Spread-Spectrum Multiple-Access Scheme". ICC 1998 - IEEE International Conference on Communications, no. 1, 1998년 6월, pp. 1013- 1017에 기재되어 있다.
단일 반송파가 또한 주파수 도메인에서 발생될 수 있다. 상기 단일 반송파의 주파수 도메인 발생은 글자로 DFT 확산 OFDM(DFT-SOFDM) 또는 DFT 프리코딩 OFDM이라 한다. DFT-SOFDM 기술의 상세한 설명은 알. 디니스(R. Dinis), 디. 팔코너(D. Falconer)의 논문 "A Multiple Access Scheme for the Uplink of Broadband Wireless Systems". IEEE Communications Society, Globecom 2004, pp. 3808-3812에 기재되어 있다.
단일 반송파 신호의 시간 도메인 및 주파수 도메인 발생은 유사한 타입의 신호를 발생하므로, 유사한 수신기 구조들이 신호 복조에 이용될 수 있다. 복잡도가 낮기 때문에 특히 매력적인 수신기 구조는 주파수 도메인 등화를 이용한 SC 수신기(SC-FDE)이다.
SC 시스템에서 주파수 도메인 등화는 단순히 종래 선형 시간 도메인 등화기에 의해 수행되는 주파수 도메인에서의 등화이다. 지연 확산(delay spread)이 상당한 채널들에 대해, 주파수 도메인 등화는 대응하는 시간 도메인 등화보다 계산상 더 간단한데, 이는 한꺼번에 데이터의 블록에 대해 등화가 수행되기 때문이며, 이 블록에서의 연산은 기본적으로 효율적인 FFT 연산 및 채널 역연산(inversion operation)을 포함한다.
주파수 도메인 등화는 시간 도메인 신호 발생(예컨대, IFDMA 전송) 및 주파수 도메인 신호 발생(예컨대, DFT-SOFDM 전송)의 경우 모두에 사용될 수 있다. 주파수 도메인 등화의 원리는 디. 팔코너(D. Falconer)의 논문 "Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems". IEEE Communication Magazine, 2002년 4월에 기재되어 있다.
구체적으로 특허문헌을 참조하면, US-A-3,864,632는 고속 동기식 데이터 전송 시스템에 적합한 주파수 도메인 등화 시스템을 개시하고 있다. 임펄스 응답의 샘플은 이산 퓨리에 변환(FFT) 장치에 의해 주파수 도메인의 샘플로 변환된다. 이들 주파수 도메인 샘플의 역치(reciprocal values)는 역회로(reciprocal circuit)로부터 도출된 후, 역이산 고속 퓨리에 변환(inverse discrete Fast Fourier Transform, IFFT) 장치에 의해 횡시간 도메인 등화기에 적용되는 소정의 탭 이득(tap gains)인 시간 도메인 샘플로 변환되어 심볼간 간섭과 잡음에 의해 야기된 수신신호에서의 오류가 최소화된다.
반대로, US-A-2004/0125235는 디지털 텔레비전 수신기의 채널 등화기를 예시한 것이다. 채널 등화기는 채널 추정기(channel estimator), 채널 왜곡 보상기 및 잡음 소거기를 구비한다. 채널 추정기는 트레이닝 신호(training signal)를 이용해 시간 도메인에서의 전송채널 임펄스 응답(
Figure 112008081411164-pct00001
)을 추정한다. 채널 왜곡 보상기는 2개의 FFT 유닛과, ROM과, 주파수 도메인 등화기를 구비한다. 제 1 FFT 유닛은 시간 도메인으로부터 수신된 신호를 주파수 도메인으로 변환한다. 제 2 FFT 유닛은 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 채널 추정기에 의해 추정된 전송채널 임펄스 응답(
Figure 112008081411164-pct00002
)을 변환시켜 채널 주파수 응답(
Figure 112008081411164-pct00003
)을 얻는다.
ROM 메모리는 입력측에서 제 2 FFT로부터 전송채널의 추정된 주파수 응답(
Figure 112008081411164-pct00004
)을 수신하고 상기 채널 주파수 응답의 역(
Figure 112008081411164-pct00005
)을 출력한다. 초기 등화 계수로서 주파수 도메인 등화기는 ROM 메모리로부터 출력된 역채널 주파수 응답(
Figure 112008081411164-pct00006
)을 이용하고 수신된 데이터 심볼에 의해 트레이닝된 최소평균자승법(Least Mean Squares, LMS) 알고리즘을 이용해 채널을 적절히 등화한다.
그 자체로 명백하나, 상술한 종래 기술의 접근은 채널 추정/등화가 동시에 활동하고 있는 복수의 사용자를 포함하는 시나리오에 대한 이러한 애플리케이션을 고려할 때마다 불가피하게 꽤 복잡한 설비를 초래한다.
따라서, 매우 복잡하고 실행에 부담이 되는 설비를 초래하지 않고 채널 추정/등화 과정을 간략히 함으로써 이들 동작이 다수의 사용자 상황에서도 수행되게 하는 설비가 필요함이 인식된다. 정확도와 신뢰도 면에서 상기 결과를 불리하게 하지 않게 이 모두가 달성되었다.
따라서, 본 발명의 목적은 상기 요구에 만족스러운 응답을 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면, 상기 목적은 하기의 청구의 범위에 나타낸 특징들을 갖는 방법에 의해 달성된다. 본 발명은 또한 해당 장치(즉, 채널 추정기/등화기) 뿐만 아니라 관련된 시스템 및 적어도 하나의 컴퓨터의 메모리에 로드될 수 있고 프로그램 제품이 컴퓨터상에 실행될 때 본 발명의 방법의 단계들을 수행하기 위한 소프트웨어 코드를 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품에 관한 것이다. 본 발명에 사용된 바와 같이, 이러한 컴퓨터 프로그램 제품에 대한 참조는 본 발명의 방법의 성능을 조정하기 위해 컴퓨터 시스템을 제어하기 위한 명령을 포함하는 컴퓨터 판독가능한 매체에 대한 참조와 같은 것으로 되어 있다. "적어도 하나의 컴퓨터"라는 말은 명백히 본 발명이 분산/모듈식으로 실행될 가능성을 강조하기 위해 의도되어 있다.
청구의 범위는 본 명세서에 제공된 본 발명의 개시의 전체 부분이다.
본 명세서에 기술된 장치의 바람직한 실시예는 모든 사용자에 공동으로 채널 추정 및 등화를 수행하는 수신기 구조이다. 이러한 구조는 특히 광대역 단일 반송파 무선 시스템의 기지국 수신기에 적용하는데 특히 적합하다: 실제로, 공동 채널 추정 및 등화는 이들 동작이 각 사용자에 대해 별개로 수행되는 분산 구조에 대해 시스템 복잡도를 낮게 한다.
특히 바람직한 실시예에서, 수신기(즉, 기지국(BS))에 채널을 추정하기 위해 다른 사용자가 전송한 파일럿 시퀀스(pilot sequences)의 이산 스펙트럼(discrete spectrum)의 역(보다 정확하게는, 역수)을 저장함으로써 공동 채널 추정 및 등화가 수행된다. 파일럿 스펙트럼의 역은 적합한 메모리에 미리 계산되어 저장되어 있다. 이들 값은 연이어 예컨대 최소평균자승오차(Minimum Mean Square Error, MMSE) 기술을 이용해 각 사용자의 채널 전달함수
Figure 112008081411164-pct00007
의 추정을 위해 그리고 채널 등화를 위해 사용된다.
보다 일반적으로, 본 명세서에 기술된 장치는 수신기 노드에 신호를 전송하기 위한 복수의 사용자 단말기를 포함하는 전송 시스템에 채널 추정을 제공한다. 각 사용자 단말기에는 채널을 통해 전송하기 위한 각 전송 부반송파 세트 뿐만 아니라 각 테스트 신호 시퀀스가 할당되어 있다. 상기 사용자 단말기에 할당된 상기 각 전송 부반송파 세트와 상기 사용자 단말기에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼에 대한 정보가 수신 노드에 저장되어 있다. 따라서 이들 테스트 신호 시퀀스는 채널을 통해 전송되는 복수의 사용자 단말기에 의해 전송되는 신호에 포함될 수 있어, 상기 수신 노드에서 조합된 테스트 신호가 발생된다. 상기 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼은 수신 노드에서 발생되고 채널 추정은 상기 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼과 상기 사용자 단말기에 할당된 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼의 함수로서 얻어진다.
바람직하기로, 채널 추정은 한 세트의 개별 기여율(individual contributions)로서 얻어지며, 각 기여율은 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼의 각 일부분과 사용자 단말기에 할당된 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼 중 하나의 함수이다. 일반적으로, 채널 추정은 상기 수신된 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼을 사용자 단말기에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼으로 나누는 연산을 포함한다. 상술한 나누는 연산은 상기 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼과 수신기에 저장되고 사용자 단말기에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼의 역수를 곱함으로써 수행될 수 있다.
동일한 주파수 이산단(frequency discretization steps)은 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼과 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼에 사용될 수 있다. 이러한 경우, 채널 추정은 상기 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼과 상기 사용자 단말기에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼에 대해 수행된 점대점 연산(point-to-point operations)을 포함한다. 다른 주파수 이산단이 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼과 상기 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼에 사용되는 경우(예컨대, 서로의 배수인 주파수 이산단), 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼과 상기 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼 중 어느 하나가 동일한 주파수 이산단을 얻기 위해 내삽될 수 있다.
본 발명은 첨부도면을 참조로 단지 예로써 기술되어 있다.
도 1은 본 명세서에 기술된 장치의 사용 상황을 전반적으로 나타낸 블록도이다.
도 2는 본 명세서에 기술된 장치에 도입되도록 형성된 소정의 프로세스 특징들을 상세히 나타낸 것이다.
도 3은 본 명세서에 기술된 장치를 포함하도록 형성된 공동 채널 추정 및 등화 방식의 블록도이다.
도 4는 도 3의 방식의 채널 추정 특징을 상세히 도시한 것이다.
도 5는 도 4의 채널 추정 특징의 동작을 상세히 도시한 것이다.
도 6은 도 2와 기본적으로 유사하며 본 명세서에 기술된 장치에 도입되도록 형성된 소정의 프로세스 특징을 상세히 도시한 것이다.
도 7은 본 명세서에 기술된 장치를 포함하도록 형성된 또 다른 채널 추정 및 등화 방식의 블록도이다.
본 명세서에 제공된 예시적인 설명은 도 1에 예로 든 이동통신 시스템의 업링크시 발생하는 바와 같이, 많은 사용자 단말기들(TU1, TU2,…, TUNu)이 동시에 각 신호(x(1), x(2), …, x(Nu))를 기지국(BS)으로 전송하는 시나리오에 초점을 두고 있다.
도 1에서, 데이터가 기지국(BS)에 수신되어 복구될 것으로 예상되는 신호(x(1), x(2), …, x(Nu))를 생성하는 데이터는 d(1), d(2), …, d(Nu))로 표시되어 있다.
각 신호(x(1), x(2), …, x(Nu))는 h(1), h(2), …, h(Nu)로 지정된 각 채널부를 통해 전송되고, 전송이 동시에 이루어지기 때문에, 최종 발생한 신호는 (노드 RN에) 추가된 후 수신 노드, 즉, 기지국(BS)에 제공된다. 막 도입된 모든 엔티티는 일반적으로 실수부와 허수부를 포함한 복소수 엔티티인 것으로 가정된다. 볼드체는 벡터 엔티티를 나타낸다.
전송채널의 잡음 성질은 노드(RN)와 기지국(BS) 사이에 개입된 노드(SN)에서의 가산 백색 가우스 잡음(AWGN)에 의해 간단히 모델화된다.
각 사용자는 IFDMA 또는 DFT-SOFDM 기술, 즉, 부반송파의 빗살형 세트를 이용한 "단일 반송파" 전송기술을 이용해 고유 반송파 신호를 전송한다. 본 명세서에 제안된 수신기 구조는 고려되는 전송방식에 따라 몇몇 소수의 변형만을 필요로 하는 이러한 전송기술 모두에 적용될 수 있다.
상기 구조는 종래 기술의 해결방안에 대해 복잡도가 줄어든 이점이 있는 SC-FED 수신기를 기술하고 있다. 나타낸 바와 같이, 제안된 수신기 구조는 모든 사용자를 위한 채널 추정 및 등화를 공동으로 수행하고 따라서 광대역 단일 반송파 무선시스템의 기지국 수신기에서의 애플리케이션용으로 특히 적합하다. 사용자 신호의 공동 채널 추정 및 등화는 이들 동작이 각 사용자에 대해 별도로 수행되는 분산구조에 대하여 복잡도가 낮은 시스템이란 면에서 명백한 이점을 나타낸다.
본 명세서에 기술한 바와 같이, 공동 채널 추정 및 등화는 수신기(즉, 기지국(BS))에서 채널 추정을 위해 다른 사용자에 의해 전송되는 파일럿 시퀀스의 이산 스펙트럼의 역(逆)(더 정확하게는, 역수)을 저장함으로써 수행된다. 파일럿 스펙트럼의 역(逆)은 적절한 메모리에 미리 계산되어 저장되어 있다. 이들 값은 연이어 예컨대 최소자승오차법(Minimum Mean Square Error, MMSE) 기술을 이용해 각 사용자의 채널전달함수(
Figure 112008081411164-pct00008
)의 추정 및 채널 등화에 사용된다.
IFDMA 전송의 경우, 중앙집중형 수신기의 구조를 먼저 기술한다. 하기에 설명된 바와 같이, DFT-SOFDM 전송의 경우에서도 동일한 수신기 구조가 또한 최소의 변형으로 사용된다.
IFDMA 신호는 PSK 또는 QAM 변조신호의 압축 및 블록 반복과 주파수 도메인에서 소정 위치로의 연이은 주파수 이동(frequency shift)에 의해 시간 도메인에서 발생된다.
i번째 사용자(즉, 도 1에서 i번째 사용자 단말기(TUi)(i=1,…,Nu))는 Q개 복소수값 심볼(dq (i), q=0,…,Q-1)의 블록(d (i)=[d0 (i),d1 (i),…dQ-1 (i)])을 전송하며, 각 심볼 dq (i)은 시간간격(Ts)을 갖는다. 이들 Q개 심볼은 IFDMA 사용자가 전송한 정보의 최소 블록을 나타내는 IFDMA 심볼을 형성하도록 처리된다.
IFDMA 심볼의 발생은 각 심볼(dq (i))의 간격을 압축하고 블록 반복을 수행함 으로써 얻어진다. 따라서, 각 심볼(dq (i))의 간격은 Ts에서 다음과 같이 낮은 값(TC)으로 감소된다:
Figure 112008081411164-pct00009
여기서 인수 L은 IFDMA 심볼의 유효부에 관한 것이고 LCP는 사이클 프리픽스(cyclic prefix)부에 관한 것이다. 시간 압축 후, Q 단축 심볼의 블록은 L + LCP 회수로 반복된다. 대안으로, IFDMA 심볼의 구성은 다음과 같이 기술될 수 있다: 각 Q 심볼(dq (i))은 각각이 시간간격(Tc)을 갖는 L + LCP 칩(chip)으로 나누어진다. 그런 후, 얻어진 칩은 Q×( L + LCP)차원 행렬에서 행으로 작성된다. 행렬은 연이어 i번째 사용자의 IFDMA 심볼을 제공하는 열에 의해 읽어진다. 따라서, IFDMA 심볼은 Q×( L + LCP) 칩으로 구성된다. IFDMA 심볼의 유효부에서 칩의 개수는 다음과 같다:
Figure 112008081411164-pct00010
사이클 프리픽스를 포함한 IFDMA 심볼의 총 시간간격은 다음과 같다:
Figure 112008081411164-pct00011
압축 및 블록 반복이 주파수 도메인의 빗살형 스펙트럼에 해당하는 시간 도 메인의 주기 신호를 생성하는 것이 입증될 수 있다. 특히 IFDMA 스펙트럼은 하기의
Figure 112008081411164-pct00012
거리로 Q 스펙트럼 선을 구성하는 반면 IFDMA 신호의 총 대역폭은 다음과 같다:
Figure 112008081411164-pct00013
압축 및 블록 반복에 의해 발생된 IFDMA 심볼은 주파수 도메인의 소정 위치에서 빗살형 스펙트럼을 전환하기 위해 주파수 이동된다.
IFDMA 심볼 발생에 대한 상세한 설명은 본 명세서의 도입부에 이미 인용된 유. 솔저의 논문에 개시되어 있다.
하기에서, 각 사용자는 K IFDMA 심볼로 구성된 프레임을 전달한다고 가정하자. 여기서 첫번째 IFDMA 심볼은 파일럿이며 나머지 K-1 심볼들은 사용자 데이터를 전달한다. 파일럿은 수신기에 알려져 있고 따라서 채널 추정 및 등화에 이용될 수 있는 기준 심볼을 전달한다.
하기에 제공된 수학적 설명에서, 길이(N)가 동일한 파일럿 및 데이터 심볼의 일반적인 경우를 고려하자. 이는 전송된 상기 파일럿 및 데이터 심볼이 주파수 도메인에서 모두 Q 스펙트럼 선들로 구성된 것과 같다. 그러나, 제안된 채널 추정방법과 관련된 수신기 구조는 상기 파일럿 및 데이터 심볼이 길이가 다른 경우에도 또한 적용될 수 있다. 이러한 특별한 경우, 파일럿 심볼의 시간간격은 오버헤드를 최소화하기 위해 데이터 심볼의 시간간격에 대해 줄어든다. 단축 파일럿 심볼은 Qp < Q 심볼을 전송함으로써 얻어진다. 그 결과 IFDMA 파일럿 심볼의 유효부에서의 칩 개수는 다음과 같다:
Figure 112008081411164-pct00014
사이클 프리픽스를 포함한 IFDMA 파일럿 심볼의 총 시간간격은 다음과 같다:
Figure 112008081411164-pct00015
IFDMA 파일럿 심볼의 스펙트럼은 다음과 같은
Figure 112008081411164-pct00016
거리로 Qp < Q 스펙트럼 선을 구성하는 반면 IFDMA 파일럿 심볼의 총 대역폭은 항상 동일하다:
Figure 112008081411164-pct00017
이러한 경우 파일럿 심볼에 대해 추정된 채널 주파수 응답은 몇몇 주파수 내삽 방법을 이용해 다른 데이터 심볼 차원에 적용될 수 있다.
다양한 사용자 신호는 h (i)로 표시된 임펄스 응답을 각각 갖는 다른 다경로 채널을 경험한다. 따라서, 수신기 단부에서 신호는 가산 백색 가우스 잡음(AWGN)이 도 1의 노드(SN)에 추가된 것으로 모델화된 심볼간 간섭 및 열 잡음에 의해 손상된 Nu 사용자 신호의 합(도 1의 노드(RN))이다.
중앙집중형 SC-FDE 수신기의 구조가 도 2에 예시되어 있다. 수신된 신호는 RF 전단(100)에서 무선주파수로부터 기저대역으로 변환되고 펄스형 수신필터(102)에 의해 필터된다. 그런 후, 사이클 프리픽스(CP)가 블록(104)에서 폐기되는데 이는 다경로 전파로 인해 연속 IFDMA 심볼로부터 간섭에 의해 영향받기 때문이다.
블록(104)에서 사이클 프리픽스(CP)가 제거된 후, 신호(r)는 모든 사용자에 대해 공통 채널 추정 및 등화를 수행하는 블록(106)에서 처리된다.
본 명세서에 기술된 장치의 중점은 채널 추정 및 등화 블록(106)의 구조 및 동작에 있다.
분산 수신기 구조와는 대조로, 본 명세서에 기술된 수신기는 다른 사용자로부터 수신된 신호의 합인 신호(r)를 직접 등화하는 것을 목표로 한다. 등화는 IFDMA 또는 DFT-SOFDM 기술의 직교성을 이용해 주파수 도메인에서 수행된다. 그런 후, 등화 신호는 (기저대역) 복조, 통합 및 데이터 판단이 수행되는 사용자 특정 복조유닛(108(1)내지 108(Nu))에 보내진다.
주파수 도메인에서 IFDMA 기술의 직교성을 이용함으로써 사용자 특정 복조유닛내에 다양한 사용자 신호들의 분리가 얻어진다.
하기에서, 일반 사용자(TU(i))에 의해 전송된 신호의 스펙트럼을 X (i)로 표기 한다:
Figure 112008081411164-pct00018
여기서, FFT(x(i))는 복소수 시퀀스의 고속 퓨리에 변환이다.
상술한 바와 같이, i번째 사용자의 스펙트럼 X (i)은 fq (i)로 표기된 주파수에서 Q 스펙트럼 선들로 구성된다. Q 스펙트럼선 또는 부반송파는 데이터 심볼의 전송을 위해 그리고 또한 파일럿 심볼의 전송을 위해 사용된다.
임펄스 응답(h (i)=[h0 (i),h1 (i),…,hM (i)]T)을 갖는 주파수 선택 채널을 통한 전송의 경우, 주파수 fq (i)에서 i번째 사용자의 스펙트럼선은 채널 주파수 응답 H (i)=FFT(h (i))의 값에 의해 변조된다. i번째 사용자의 채널 주파수 응답(H (i)=[H1 (i),H2 (i),…,HN (i)]T)은 크기 N=LQ를 갖는 벡터이며, 여기서 j번째 요소 Hj (i)는 j번째 부반송파 주파수에서의 채널 응답을 나타낸다.
주파수 도메인에서 i번째 사용자의 수신된 신호는 X (i)와 H (i)의 요소 곱으로 표현될 수 있다:
Figure 112008081411164-pct00019
여기서 Φ는 주파수 도메인에서 열 잡음 샘플을 포함하는 N 차원 벡터이다.
채널 주파수 응답이 수신기에서 각 사용자에 대해 알고 있는 경우, 예컨대 최소평균자승오차(MMSE) 접근으로 얻은 적절한 등화계수에 대하여 수신된 신호의 스펙트럼을 간단히 곱하여 채널의 영향을 보상할 수 있다. W (i)=[W1 (i),W2 (i),…,WN (i)]T로 표기함으로써, i번째 사용자에 대한 등화 벡터는 다음과 같이 쓸 수 있다:
Figure 112008081411164-pct00020
여기서
Figure 112008081411164-pct00021
는 i번째 사용자가 전송하는데 사용된 j번째 부반송파 주파수에서 채널 주파수 응답의 추정치이다. i번째 사용자의 등화 벡터(W (i))는 fq (i)로 표기된 주파수와 일치하게 0과는 다른 Q값만을 갖는다. 마지막으로 η는 열 잡음 파워 스펙트럼 밀도(thermal noise power spectral density)(σn 2)와 전송된 신호의 파워 스펙트럼 밀도(σx 2) 간의 비(比)이다. 따라서, 사용자(i)에 대한 등화신호는 수신된 신호 스펙트럼(R (i))과 등화 벡터(W (i))의 요소별 곱으로 표현될 수 있다:
Figure 112008081411164-pct00022
다른 사용자들은 비중첩 부반송파의 각 세트를 이용하기 때문에, 등가의 등화벡터(W)에 대해 전체 수신된 신호를 곱함으로써 모든 사용자들을 함께 등화할 수 있다:
Figure 112008081411164-pct00023
여기서 벡터(W)는 다른 사용자들의 등화 벡터의 합으로 표기될 수 있다:
Figure 112008081411164-pct00024
도 2의 공동 채널 추정 및 등화 블록(106)의 동작이 도 3의 블록도에 예시되어 있다.
사이클 프리픽스 제거(도 2의 블록(104))후 수신된 복소 기저대역신호(r)는 데이터 심볼(rd)로부터 파일럿 심볼(rp)을 분리하기 위해 200에서 디멀티플렉스된 다. 파일럿 심볼(rp)은 셀에서 활동하는 Nu사용자의 채널 주파수 응답을 추정하는 블록으로 보내진다. 다른 다중경로 채널의 채널 주파수 응답에 대한 정보가 등화 블록(204)에서 이용되어 등가 등화벡터(W)를 계산한다. 마찬가지로, 수신된 데이터 심볼(rd)은 직병렬(S/P) 블록(206)에서 병렬화되고 고속 퓨리에 변환(FFT)을 이용해 주파수 도메인으로 블록(208)에서 변환된다:
Figure 112008081411164-pct00025
여기서, 시간 도메인에서 수신된 데이터 벡터는 r d=[rd1,rd2,…,rdN]T로 표기되고 주파수 도메인에 대응하는 신호는 R d=[Rd1,Rd2,…,RdN]T로 표기된다. 벡터(R d)의 각 주파수 성분은 대응하는 등화 가중치에 의해 가중화된다. 즉, 벡터(R d)는 등가 등화벡터(W)에 대해 요소별로 곱해진다(209로 전체적으로 표시된 곱셈단계 참조):
Figure 112008081411164-pct00026
여기서, Y=[Y1,Y2,…,YN]T는 수신된 신호의 등화 샘플을 포함하는 N차원 벡터이다. 그런 후 Y 성분들은 N=LQ 점들에 대해 계산된 IFFT를 이용해 블록(210)에서 시간 도메인으로 변환된다:
Figure 112008081411164-pct00027
여기서, y=[y1,y2,…,yN]T는 요소들이 모든 사용자로부터 수신된 신호의 등화샘플들인 벡터이다. 마지막으로, 신호 벡터(y)는 병직렬(P/S) 블록(212)에서 직렬화되어 도 2에 도시된 바와 같이 사용자 특정 복조유닛(108(1)내지 108(Nu))으로 보내진다.
상술한 바와 같이, 등화기(204)는 셀에서 전송하는 사용자의 채널 주파수 응답
Figure 112008081411164-pct00028
의 추정을 필요로 한다. 채널 추정은 프레임에 삽입되고 수신기에서 알고 있는 IFDMA 파일럿 심볼(x p)을 이용해 달성된다.
이러한 파일럿 심볼(x p)은 다양한 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNU)에 할당된 각 테스트 신호 시퀀스를 나타낸다.
하기에서, 이들 테스트 시퀀스(x p)는 일반적으로 관계된 다양한 사용자 단말기들에 의해 동시에 전달된다고 가정된다. 이는 바람직한 실시예를 나타내는 한편, 당업자는 테스트 시퀀스의 동시 전송이 본 발명에 대한 강제 요건이 아닌 것을 알게 된다. 실제로 수신기(기지국(BS))는 연속 공통처리를 고려해 다른 시간에 수신된 테스트 시퀀스를 완충하도록 구성될 수 있다.
도 3의 채널 추정유닛(202)의 블록도가 도 4에 도시되어 있다.
이하 i번째 사용자가 전송한 IFDMA 파일럿 심볼은 x p (i)로 그리고 셀에서 모든 사용자들이 전송하는 파일럿 심볼들의 합은 x p로 표기한다.
Figure 112008081411164-pct00029
다른 사용자들에 의해 전송된 파일럿 시퀀스는 주파수 도메인에 직교하는데, 왜냐하면 다른 사용자들이 다른 부반송파상에 할당되어 있기 때문이다.
다음과 같이 얻은 N차원 벡터를 P=[P1,P2,…,PN]로 표기하자:
Figure 112008081411164-pct00030
벡터 P는 x p의 스펙트럼을 나타내고, IFDMA 데이터 심볼에 대해 N 스펙트럼선들로 구성된다. 사용자(i)에 대한 스펙트럼선은 주파수 fq (i)를 차지한다.
상술한 바와 같이, 기지국 수신기는 셀에서 활동하는 다른 사용자들이 사용하는 파일럿 시퀀스 x p (i)의 지식을 갖는다. 더욱이, 상기 수신기는 또한 데이터 및 파일럿 시퀀스의 전송을 위해 각 사용자에 할당된 부반송파를 안다.
도 3에 도시된 수신기 구조에서, 채널 추정은 셀에서 활동하는 모든 사용자 들에 대해 공통으로 주파수 도메인에서 수행된다.
선택적인 내삽블록(214)이 도 3의 블록도에 도시되어 있다. 이 블록은 특별히 길이 Np<N인 더 짧은 파일럿 심볼의 경우에만 필요하다. 상기와 같이 이 블록은 Np 주파수의 격자에 걸쳐 추정된 채널 주파수 응답을 N 주파수 세트를 이용하여 반대로 전송되는 데이터 심볼의 길이에 적합하게 한다.
도 4에 기술된 채널 추정 유닛은 주어진 셀에 할당된 모든 파일럿(테스트) 시퀀스의 역수를 저장한 메모리 블록을 포함한다. 메모리의 크기를 줄이기 위해, 스펙트럼 값의 역수는 적절한 개수의 비트에 걸쳐 양자화된다.
메모리(400)에 대한 접속은 주어진 시간 순간에 셀에 사용된 파일럿 시퀀스 세트를 입력정보로서 수신하는 메모리 컨트롤러(402)에 의해 관리된다. 이러한 정보로, 메모리 컨트롤러(402)는 메모리에 어드레스하고 사용된 파일럿 시퀀스에 해당하는 스펙트럼의 역수를 가져온다. 메모리(400)로부터 읽은 값은 스펙트럼 맵핑함수(404)에 제공된다. 맵핑함수(또는 블록)는 또한 이 정보를 이용해 셀에 활동하는 사용자들간에 부반송파의 할당 테이블을 제 2 입력으로서 수신하고 소위 채널 추정 벡터(V)를 형성한다. 벡터(V)는 수학식(11)에 주어진 벡터(P)의 요소별 역수이다:
Figure 112008081411164-pct00031
도 5는 채널 추정 벡터(V)의 구성을 도시한 예를 제공한 것이다. 간단히 하 기 위해, 단지 N=8 부반송파만을 갖는 시스템이 고려된다. 셀에 이용될 수 있는 파일럿 시퀀스의 세트는 Q=1, 2, 4, 및 8과 같은 다른 길이를 갖는 4개 시퀀스로 구성된다. 이들 4개 파일럿 시퀀스의 스펙트럼의 역수가 도 5에 도시된 바와 같이 메모리(400)에 저장되어 있다. 메모리 컨트롤러(402)는 셀내 활동하는 사용자들에 현재 할당되어 있는 시퀀스의 세트를 입력으로서 수신하고 필요한 스펙트럼 값을 가져오기 위해 메모리(400)에 어드레스한다. 특히, 숫자 2와 3으로 표시된 이들 시퀀스는 주어진 시간 순간에 사용되는 것으로 가정된다. 스펙트럼 맵핑함수(404)는 메모리(400)에 저장된 데이터와 다른 사용자들의 부반송파 할당을 입력으로서 수신한다. 가정된 예에서 사용자(TU1)는 파일럿 시퀀스 2로 배정되고 로컬 주파수 맵핑을 이용해 부반송파{2,3,4,5}에 할당된다. 사용자(TU2)는 파일럿 시퀀스 3으로 배정되고 분산 주파수 맵핑을 이용해 부반송파{6,8}상에 할당된다.
이 정보를 이용함으로써, 맵핑 블록(404)은 다른 사용자에 할당된 주파수 저장소(frequency bins)에 파일럿 스펙트럼의 역수를 대입함으로써 채널 추정벡터(V)를 형성한다. 그런 후 맵핑함수에 의해 제공된 벡터(V)는 하기에 기술된 채널추정을 수행하기 위해 사용된다.
새로운 연결이 사용자에 의해 설정되거나 통신이 종료되는 경우, 사용된 파일럿 시퀀스 세트와 부반송파 할당이 변경되고 따라서 벡터(V)가 이에 따라 업데이트된다.
도 4를 참조하면, 수신된 파일럿 심볼(r p)이 (블록 206에서) 병렬처리되고 그런 후 N=LQ 점들에 대해 계산된 FFT를 이용해 주파수 도메인에서 (블록 208에서) 변환된다:
Figure 112008081411164-pct00032
여기서, R=[Rp1,Rp2,…,RpN]T은 수신된 파일럿 심볼들의 주파수 샘플들을 포함하는 길이 N인 벡터이다.
이 변환은 주파수 도메인 등화(FDE)에 대한 데이터 심볼의 FFT를 계산하는 동일한 회로를 이용하여 달성될 수 있음이 이해된다. 벡터(R p)는 전송된 파일럿 스펙트럼(P)과 등가 채널 주파수 응답 벡터(H)의 요소별 곱으로 표현될 수 있다:
Figure 112008081411164-pct00033
여기서, H=[H1,H2,…,HN]는 다른 사용자의 채널 주파수 응답(H (i))을 조합하여 얻어진다. 특히, i번째 사용자가 전송하려고 j번째 부반송파를 사용하는 경우, 벡터(H)의 j번째 요소는 Hj (i)이다. 수학식(13)에서 벡터(Φ)는 주파수 도메인에서 열 잡음 샘플을 포함하는 N차원 벡터이다.
따라서, 수신된 파일럿 심볼을 이용하여 다른 사용자들이 겪는 채널 주파수 응답 값을 추정할 수 있다. 채널 주파수 응답의 추정(
Figure 112008081411164-pct00034
)은 상기 채널 추정벡터(V)에 대한 요소별 수신된 파일럿 벡터(R p)를 곱함으로써 얻어진다:
Figure 112008081411164-pct00035
여기서
Figure 112008081411164-pct00036
이다. 따라서,
Figure 112008081411164-pct00037
의 요소는 다음과 같이 얻어진다:
Figure 112008081411164-pct00038
다른 식으로 기술된 채널 추정은 발생기(208)에 의해 발생된 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼과 다양한 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNU)에 대한 각 테스트 신호 시퀀스(x p)의 이산 (파일럿) 스펙트럼의 함수로서 얻어진다. 보다 구체적으로, 채널 추정은 개개의 요소별 기여율 세트에 의해 얻어지고, 각각은 발생기(208)에 의해 발생된 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼과 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNU) 중 하나에 할당된 테스트 신호 시퀀스(x p)의 파일럿 스펙트럼의 수신된 부분의 함수로서 얻어진다.
나타낸 바와 같이, 채널 추정은 상기 조합된 테스트 신호의 이산 스펙트럼을 상기 사용자 단말기에 할당된 테스트 신호 시퀀스의 이산 파일럿 스펙트럼으로 나누는 연산을 포함한다.
수학적 관점에서, 개념상 각 파일럿 스펙트럼에 의한 나눗셈을 수반한 연산은 바람직하게는 파일럿 스펙트럼의 역(역수)에 대한 곱으로서 수행된다. 이는 차례로 하기에 나타낸 바와 같이 파일럿 스펙트럼의 켤레를 곱하고 그런 후 제곱 계수로 나누는 것과 같다:
Figure 112008081411164-pct00039
수학식(15)로부터, 주파수 스펙트럼(P)이 개념상 상수 크기를 갖는 파일럿 심볼을 얻기 위해 파일럿 시퀀스가 선택될 수 있다. 실제로, 절대값│Pj│이 몇몇 주파수에 대해 낮은 값을 취하는 경우, 해당 채널 주파수 응답(
Figure 112008081411164-pct00040
)의 추정은 잡음 강화효과로 인해 비현실적이다. 다른 한편, 파일럿 시퀀스는 가능하게는 낮은 PAPR이 달성되도록 상수 진폭을 가져야 한다.
낮은 PAPR을 가지며 pq∈[+1,-1]인 실제 정반대 파일럿 시퀀스(antipodal pilot sequences) p=[p1,p2,…,pQ]를 고려하면, 파일럿 시퀀스의 세트는 가능한 2Q개 정반대 시퀀스들에 걸친 과도한 검색으로 결정될 수 있다. 적절한 시퀀스들은 파일럿 파워 스펙트럼(P)의 최대 평탄화를 보장하는 최소의 메트릭값(β)을 발견함으로 써 선택된다:
Figure 112008081411164-pct00041
가정된 중앙집중형 구조는 동일한 FFT 유닛이 채널 추정 및 등화 모두에 대해 이용될 수 있기 때문에 하드웨어 수신기 복잡도를 줄어들게 한다. 더욱이, 벡터(P)의 역수가 메모리에 저장되므로, 스칼라량들 간의 곱만이 필요하다. 따라서, 계산 복잡도는 주로 N 점들에 걸쳐 FFT 및 IFFT에 기인한다. 시스템의 파라미터는 곱(N=LQ)이 2의 거듭제곱이도록 선택되어야 한다:
Figure 112008081411164-pct00042
조건 수학식(17)이 충족되면, 계산 부담이 더 낮아져 radix-2 FFT 및 IFFT를 실행할 수 있다.
도 6 및 도 7의 블록도는 어떻게 본 발명의 수신기 구조가 DFT-SOFDM 전송의 경우에도 또한 적용될 수 있는 지를 도시한 것이다.
DFT-SOFDM 송신기는 다음과 같이 동작한다: 크기(size)-Q FFT가 먼저 Q 변조 심볼의 블록에 적용된다. 이는 상기 변조 심볼을 주파수 도메인으로 전환시킨다. 그런 후 FFT의 출력이 크기가 N>Q인 타겟 주파수에 해당하는 역고속 퓨리에 변환(IFFT)의 입력에 맵핑된다. 로컬 DFT-SOFDM 방식의 경우, FFT 출력은 IFFT 블록의 연속 입력(즉, 주파수)에 대해 맵핑된다. 반대로, 분산 방식에서 FFT 출력은 IFFT 블록의 비인접 입력 위로 전개된다. 그런 후 IFFT의 출력은 채널을 통해 직렬화되고 주파수 업컨버젼되어 전송된다.
로컬 전송 및 분산 전송 모두에 대해, 주파수 도메인 스펙트럼 형성은 신호가 역고속 퓨리에 변환(IFFT)에 의해 시간 도메인으로 다시 변환되기 전에 적용될 수 있다. 시간 도메인 펄스 형성과 유사하게, 스펙트럼 형성은 PAPR에 대한 스펙트럼효율을 트레이드-오프(trade-off)하는데 사용될 수 있다.
또한 DFT-SOFDM의 경우, 수신기 측에서 채널 추정을 허용하기 위해 파일럿 시퀀스가 전송된다. 또한 이 경우, 각 사용자는 K DFT-SOFDM 심볼로 구성된 TDMA 프레임을 전송한다고 가정하자. 여기서 첫번째 심볼은 파일럿이고 나머지 K-1 심볼들은 사용자 데이터를 실어 나른다. 파일럿은 수신기에 알려져 있는 기준 심볼을 실어 나르고 따라서 채널 추정 및 등화에 이용될 수 있다. 파일럿 시퀀스는 시간 도메인이나 주파수 도메인 중 어느 하나에서 발생될 수 있다. 시간 도메인 발생은 낮은 PAPR을 갖는 파일럿 시퀀스를 찾기 쉽게 하나 스펙트럼 평탄성을 얻기가 더욱 어렵게 한다. 반대로, 파일럿 시퀀스의 주파수 도메인 발생은 더 큰 PAPR을 이용해 스펙트럼 평탄성을 쉽게 달성하게 한다. 일반적으로 사용된 파일럿 시퀀스의 세트는 스펙트럼 평탄성과 낮은 PAPR 간에 양호한 타협을 얻도록 최적화되어야 한다.
하기의 설명은 동일한 시간간격과 이에 따라 주파수 도메인에서 동일한 크기(N)를 갖는 파일럿 및 데이터 심볼의 일반적인 경우를 고려한 것이다. 그러나, 파일럿 심볼의 시간간격을 줄이고 이에 따라 대응하는 오버헤드를 최소화하기 위 해, 단축 IFFT 크기(Np<N)가 파일럿 심볼에 사용될 수 있다. 이러한 경우, 파일럿 심볼의 스펙트럼은 데이터 심볼을 구성하는 N개 부반송파의 간격에 대해 더 큰 주파수 간격을 갖는 Np<N 부반송파들로 구성된다.
IFFT 크기를 줄임으로써, 다음과 같이 파일럿 심볼의 시간간격을 줄일 수 있다:
Figure 112008081411164-pct00043
여기서, ts는 송신기에 출력된 IFFT에서의 값들의 샘플링 시간이고, Tg는 사이클 프리픽스 기간이다. 이러한 방식으로 파일럿 오버헤드(pilot overhead)가 줄어드나 채널 주파수 응답은 더 적은 개수의 점들에 걸쳐 추정되므로 채널 추정 출력에 대한 몇가지 내삽방법의 적용을 필요로 한다.
도 6은 DFT-SOFDM 기술에 대한 예시적인 수신기 구조를 도시한 것이다. 도 6은 도 2와 기본적으로 동일한 것으로 보이며 실제로 동일하거나 등가인 요소 또는 부분을 나타내는데 동일한 참조번호가 양 도면에서 사용된다. 도 2(IFDMA 전송)에 대해 기본적인 차이는 도 6(DFT-SOFDM 전송)의 배치에서 도 6의 채널 추정 및 등화 블록(106')은 각 사용자에 하나씩 Nu개의 별개의 신호를 제공한다는 점에 있다.
공동 추정 및 등화 블록(106')의 블록도가 도 7에 도시되어 있다. 채널 추정 및 등화 동작은 IFDMA 전송의 경우에 기술된 동작과 동일하므로, 이전 설명이 또한 이 경우에도 적용되는 동시에 동일하거나 등가인 요소 또는 부분을 나타내는데 동 일한 참조번호가 양 도면에서 사용된다. 도 7의 블록도에는 길이가 Np<N인 더 짧은 파일럿 심볼들에 대한 특별한 경우에만 필요한 선택적 내삽 블록(214)을 포함한다. 내삽블록(214)은 Np주파수 격자에 걸쳐 추정된 채널 주파수 응답을 한 세트의 N 주파수(예컨대, 부반송파)를 이용해 반대로 전송되는 데이터 심볼의 길이에 적용하게 한다.
도 3의 블록(106) 구조에 대해 기본적인 차이는 도 7의 블록(106')은 수학식(8)에 주어진 등화 신호 Y=[Y1,Y2,…,YN]T에 대해 연산하는 사용자 디맵핑 함수(310)를 포함한다. 디맵핑 함수(de-mapping function)는 i번째 사용자에 할당된 Q(i)부반송파 상의 주파수 도메인에 수신된 Q(i) 데이터 심볼을 수집하고 크기 Q(i)의 복수의 IFFT 모듈(321(1) 내지 312(Nu)) 중 각 하나에 이들 심볼을 제공한다. 심볼은 IFFT 연산에 의해 시간 도메인으로 다시 변환되고 그런 후 사용자 특정 복조유닛(314(1) 내지 314(Nu))에 제공된다.
본 발명의 채널 추정, 등화 방법 및 수신기 구조가 예시되었고 본 바람직한 실시예에 대하여 기술하였으나, 본 발명의 바탕이 되는 원리를 침해하지 않고도, 상세한 설명과 실시예들은 첨부한 청구의 범위에 정의된 바와 같이 본 발명의 기술사상을 벗어남이 없이 단지 예로써 기술된 실시예들에 대하여 더 쉽게 변경할 수 있음을 알 것이다.
본 발명의 상세한 설명에 포함됨.

Claims (26)

  1. 신호(x(1),x(2),…x(Nu))를 수신기 노드(BS)로 전송하고, 채널(h(1),h(2),…,h(Nu))을 통해 전송하기 위해 각 전송 부반송파 세트가 각각 할당되어 있는 복수의 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)를 포함하는 전송 시스템에서의 채널 추정 방법으로서,
    상기 채널(h(1),h(2),…,h(Nu))을 통해 전송하기 위한 각 테스트 신호 시퀀스를 상기 사용자 단말기에 할당하는 단계,
    상기 채널을 통해 전송하기 위해 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 각 전송 부반송파 세트 및 상기 사용자 단말기에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼에 대한 정보를 상기 수신 노드(BS)에 저장하는 단계(400),
    조합된 테스트 신호(r p)가 상기 수신 노드에서 발생되도록, 할당된 상기 각 전송 부반송파 세트를 이용해 상기 복수의 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 의해 상기 채널(h(1),h(2),…,h(Nu))을 통해 전송된 상기 신호(x(1),x(2),…x(Nu))에 상기 각 테스트 신호 시퀀스를 포함시키는 단계,
    상기 조합된 테스트 신호(r p)의 이산 스펙트럼을 상기 수신 노드(BS)에 발생하는 단계(208), 및
    상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼과 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼의 함수로서 상기 채널 추정을 얻는 단계를 포함하는 전송 시스템에서의 채널 추정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    한 세트의 개별 기여율(individual contributions)로서 상기 채널 추정을 얻는 단계를 포함하고,
    상기 각 기여율은 상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼의 각 부분 및 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼 중 하나의 함수로서 얻어지는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템에서의 채널 추정 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼을 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼으로 나누는 연산에 의해 상기 채널 추정을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템에서의 채널 추정 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 나누는 연산은 상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼과 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼의 역수 (reciprocal)를 곱함으로써 수행되는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템에서의 채널 추정 방법.
  5. 삭제
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼과 상기 조합된 테스트 신호 주파수의 상기 이산 스펙트럼을 위해 동일한 주파수 이산 단계(frequency discretization step)를 사용하는 단계를 포함하고, 이로써 상기 채널 추정을 얻는 단계는 상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼 및 동일한 주파수 이산단계를 갖는 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼에 대해 수행된 점대점 연산(point-to-point operations)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템에서의 채널 추정 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼 및 상기 조합된 테스트 신호의 상기 이산 스펙트럼을 위해, 서로의 배수인 주파수 이산 단계를 사용하는 단계와,
    내삽 주파수를 통해 동일한 이산 단계를 얻기 위해 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼 및 상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼 중 어느 하나를 내삽하는 단계(214)를 더 포함하고,
    상기 채널 추정을 얻는 단계는 상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼과 내삽(214)을 통해 동일해진 상기 주파수 이산 단계로써 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼에 수행된 점대점 연산을 포함하는 것을 특징으로 하는, 전송 시스템에서의 채널 추정 방법.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 채널(h(1),h(2),…,h(Nu))을 통해 전송하기 위해 각 전송 부반송파 세트와 각 테스트 신호 시퀀스에 각각 할당되어 있는 복수의 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)로부터 신호(x(1),x(2),…x(Nu))를 수신하는 수신기 노드(BS)에서 채널(h(1),h(2),…,h(Nu)) 추정을 위한 채널 추정기(202)로서,
    상기 채널을 통해 전송하기 위해 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 전송 부반송파 세트 및 상기 사용자 단말기에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 이산 스펙트럼에 대한 정보가 저장된 적어도 하나의 메모리(400),
    할당된 상기 각 전송 부반송파 세트를 이용함으로써, 상기 채널(h(1),h(2),…,h(Nu))을 통해 전송된 상기 각 테스트 신호 시퀀스를 포함하는 상기 복수의 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)로부터 신호(x(1),x(2),…x(Nu))를 수신한 결과로서 상기 수신 노드에 발생된 조합된 테스트 신호(r p)의 이산 스펙트럼을 발생하기 위한(208) 스펙트럼 발생기(208),
    상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼과 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼의 함수로서 상기 채널 추정을 얻기 위한 처리소자(209)를 포함하는 채널 추정기.
  14. 제 13 항에 있어서,
    한 세트의 개별 기여율로서 상기 채널 추정을 얻도록 구성된 상기 처리소자(209)를 포함하고,
    상기 각 기여율은 상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼의 각 부분과 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼 중 하나의 함수로서 얻어지는 것을 특징으로 하는, 채널 추정기.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼을 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼으로 나누는 연산에 의해, 상기 채널 추정을 얻도록 구성된 상기 처리소자(209)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 채널 추정기.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼과 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼의 역수를 곱함으로써 상기 나누는 연산을 수행하도록 구성된 상기 처리소자(209)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 채널 추정기.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 이산 스펙트럼의 역수의 형태로, 상기 사용자 단말기에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼을 저장한 상기 적어도 하나의 메모리(400)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 채널 추정기.
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 삭제
  21. 삭제
  22. 제 16 항에 있어서,
    상기 조합된 테스트 신호(r p)의 상기 이산 스펙트럼과 상기 사용자 단말기(TU1,TU2,…TUNu)에 할당된 상기 각 테스트 신호 시퀀스의 상기 이산 스펙트럼의 역수를 곱함으로써 상기 나누는 연산을 수행하고,
    상기 수신된 신호(r d)에 한 세트의 등화계수를 곱함으로써, 상기 채널(h(1),h(2),…,h(Nu))을 등화(204)하기 위한 공통 곱셈기 세트(209)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 채널 추정기.
  23. 제 13 항 내지 제 17항 및 제 22 항 중 어느 한 항에 따른 채널 추정기를 포함하는 전송 시스템.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 전송 시스템은 IFDMA 전송 시스템인 것을 특징으로 하는, 전송 시스템.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 전송 시스템은 DFT-SOFDM 전송 시스템인 것을 특징으로 하는, 전송 시스템.
  26. 적어도 하나의 컴퓨터 메모리에 로드 (load) 될 수 있고, 제 1 항 내지 제 4항, 제6항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하기 위한 소프트웨어 코드부를 포함하는 컴퓨터 프로그램을 포함하는 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체.
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