JP2003143111A - マルチキャリヤｃｄｍａ受信装置 - Google Patents
マルチキャリヤｃｄｍａ受信装置Info
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- JP2003143111A JP2003143111A JP2001330712A JP2001330712A JP2003143111A JP 2003143111 A JP2003143111 A JP 2003143111A JP 2001330712 A JP2001330712 A JP 2001330712A JP 2001330712 A JP2001330712 A JP 2001330712A JP 2003143111 A JP2003143111 A JP 2003143111A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 他局ユーザ干渉を少ないパイロットシンボル
数で抑圧でき、装置規模が小さいマルチキャリヤＣＤＭ
Ａ受信装置を提供する。 【解決手段】 受信信号は、多重分離部１１においてデ
ータ信号とパイロット信号とに分離される。データ信号
は、ガードインターバル除去部１２、直並列変換部１４
を経て、離散フーリエ変換部１５で、サブキャリヤの複
素振幅に変換され、乗算器１６1〜１６Lにおいて、拡散
符号のチップ１〜Ｌに応じた重みベクトルｗを乗算さ
れ、加算器１７で加算合成され、ＱＰＳＫ復調器１８で
レベル判定されて受信データとなる。チャネル推定部１
３において、パイロットシンボルのインパルス応答を求
め、離散フーリエ変換部２０、重みベクトル計算部２１
において、相関行列Ｒと相関ベクトルｖを算出し、ｗ＝
Ｒ-1ｖを求める。
数で抑圧でき、装置規模が小さいマルチキャリヤＣＤＭ
Ａ受信装置を提供する。 【解決手段】 受信信号は、多重分離部１１においてデ
ータ信号とパイロット信号とに分離される。データ信号
は、ガードインターバル除去部１２、直並列変換部１４
を経て、離散フーリエ変換部１５で、サブキャリヤの複
素振幅に変換され、乗算器１６1〜１６Lにおいて、拡散
符号のチップ１〜Ｌに応じた重みベクトルｗを乗算さ
れ、加算器１７で加算合成され、ＱＰＳＫ復調器１８で
レベル判定されて受信データとなる。チャネル推定部１
３において、パイロットシンボルのインパルス応答を求
め、離散フーリエ変換部２０、重みベクトル計算部２１
において、相関行列Ｒと相関ベクトルｖを算出し、ｗ＝
Ｒ-1ｖを求める。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、送信データのシン
ボルに拡散符号の各チップの値を乗算し、直交する複数
のサブキャリヤを変調することにより、複数のサブキャ
リヤに送信データを拡散させるマルチキャリヤ符号分割
多元接続（MC-CDMA：Multi carrier−CodeDivision Mul
tiple Access）受信装置に関するものである。特に、移
動通信基地局における上り回線の受信装置に好適なもの
である。
ボルに拡散符号の各チップの値を乗算し、直交する複数
のサブキャリヤを変調することにより、複数のサブキャ
リヤに送信データを拡散させるマルチキャリヤ符号分割
多元接続（MC-CDMA：Multi carrier−CodeDivision Mul
tiple Access）受信装置に関するものである。特に、移
動通信基地局における上り回線の受信装置に好適なもの
である。
【０００２】
【従来の技術】第３世代移動体通信の試験サービスが始
まり、移動体通信におけるマルチメディア通信がいよい
よ現実のものとなっている。このような状況の中、次の
第４世代移動体通信システムに関する検討が始まってお
り、インターネットやマルチメディア通信が固定通信と
同様に快適にできるように、より大容量の伝送が求めら
れている。第４世代移動体通信システムの多元接続方式
として、IMT-2000で用いられている直接拡散符号分割多
元接続（DS-CDMA）方式や、周波数軸上に拡散符号の各
チップを割り当てるマルチキャリヤ符号分割多元接続
（MC-CDMA）方式の検討が盛んに行われている。MC-CDMA
は、例えば、S.Haraand R.Prasad、“Overview of mult
icarrier CDMA”IEEE Communications Magazine、vol.3
5、no.12、pp.126-133、Dec.1997で知られている。そこ
では、現状のＷｅｂブラウジング等を想定して、上り回
線よりも下り回線の容量を大きくする非対称伝送が考え
られている。特にMC-CDMAシステムは、基地局から移動
局への下り回線においてDS-CDMAシステムよりも大容量
の通信が可能であるとの報告がなされており、第４世代
移動体通信システムの候補として期待されている。
まり、移動体通信におけるマルチメディア通信がいよい
よ現実のものとなっている。このような状況の中、次の
第４世代移動体通信システムに関する検討が始まってお
り、インターネットやマルチメディア通信が固定通信と
同様に快適にできるように、より大容量の伝送が求めら
れている。第４世代移動体通信システムの多元接続方式
として、IMT-2000で用いられている直接拡散符号分割多
元接続（DS-CDMA）方式や、周波数軸上に拡散符号の各
チップを割り当てるマルチキャリヤ符号分割多元接続
（MC-CDMA）方式の検討が盛んに行われている。MC-CDMA
は、例えば、S.Haraand R.Prasad、“Overview of mult
icarrier CDMA”IEEE Communications Magazine、vol.3
5、no.12、pp.126-133、Dec.1997で知られている。そこ
では、現状のＷｅｂブラウジング等を想定して、上り回
線よりも下り回線の容量を大きくする非対称伝送が考え
られている。特にMC-CDMAシステムは、基地局から移動
局への下り回線においてDS-CDMAシステムよりも大容量
の通信が可能であるとの報告がなされており、第４世代
移動体通信システムの候補として期待されている。
【０００３】しかしながら、将来の通信では、個人が好
きなときに好きな場所で自由に映像等の情報を発信する
ような利用方法が増えるものと考えられる。したがっ
て、このような状況では、下り回線ほどではないにして
も、上り回線の容量の拡大が必要となる。上り回線で
は、移動局（ユーザ）ごとに、移動局から基地局までの
伝搬路が異なるため、ユーザごとに割り当てられた拡散
符号の直交関係が崩れる。また、各移動局は基地局に対
してランダムにアクセスするので、符号同期に関して
は、非同期システムとなる。したがって、上り回線で
は、MC-CDMAよりも、非同期システムを構築しやすいDS-
CDMA、または、マルチキャリヤの各送信データ系列を直
接拡散するDS-CDMAシステムが有望視されている。
きなときに好きな場所で自由に映像等の情報を発信する
ような利用方法が増えるものと考えられる。したがっ
て、このような状況では、下り回線ほどではないにして
も、上り回線の容量の拡大が必要となる。上り回線で
は、移動局（ユーザ）ごとに、移動局から基地局までの
伝搬路が異なるため、ユーザごとに割り当てられた拡散
符号の直交関係が崩れる。また、各移動局は基地局に対
してランダムにアクセスするので、符号同期に関して
は、非同期システムとなる。したがって、上り回線で
は、MC-CDMAよりも、非同期システムを構築しやすいDS-
CDMA、または、マルチキャリヤの各送信データ系列を直
接拡散するDS-CDMAシステムが有望視されている。
【０００４】ところが、最近、上り回線でもMC-CDMAを
用いる検討が始まっている。複数シンボルを並列送信す
ることによりシンボル長を長くすれば、時間軸上の余裕
度が大きい準同期システムを実現できる。上り回線では
マルチユーザ受信となるので、上述したように各ユーザ
の拡散符号の直交性が崩れ、他局ユーザの干渉（マルチ
ユーザ干渉）が生じ、特性が大きく劣化する。このよう
な中で、他局の情報を用いずに自局の情報のみを用いて
単一ユーザ受信を行うと、マルチユーザ干渉を除去する
ことができないので、受信性能を向上させることができ
ない。
用いる検討が始まっている。複数シンボルを並列送信す
ることによりシンボル長を長くすれば、時間軸上の余裕
度が大きい準同期システムを実現できる。上り回線では
マルチユーザ受信となるので、上述したように各ユーザ
の拡散符号の直交性が崩れ、他局ユーザの干渉（マルチ
ユーザ干渉）が生じ、特性が大きく劣化する。このよう
な中で、他局の情報を用いずに自局の情報のみを用いて
単一ユーザ受信を行うと、マルチユーザ干渉を除去する
ことができないので、受信性能を向上させることができ
ない。
【０００５】そこで、他局からの受信信号のレプリカを
作成して他局からの受信信号を除去するキャンセラ技術
を用いることにより、他局の干渉を抑圧してシステム容
量を増大させることができる。しかし、マルチステージ
構成をとるので処理遅延が問題となる。これに対し、拡
散符号のチップ合成を行う際に重み付けを行って、マル
チユーザ干渉を除去するMMSE（Minimum Mean Square Er
ror：最小平均２乗誤差）合成を用いれば、システム容
量を増大させることができる。MMSE合成によってチップ
合成をすると、シングルステージで構成できるため、大
きな処理遅延が生じないという利点がある。ただし、MM
SE合成において良好な特性を得るには、重みベクトルを
収束させる必要がある。
作成して他局からの受信信号を除去するキャンセラ技術
を用いることにより、他局の干渉を抑圧してシステム容
量を増大させることができる。しかし、マルチステージ
構成をとるので処理遅延が問題となる。これに対し、拡
散符号のチップ合成を行う際に重み付けを行って、マル
チユーザ干渉を除去するMMSE（Minimum Mean Square Er
ror：最小平均２乗誤差）合成を用いれば、システム容
量を増大させることができる。MMSE合成によってチップ
合成をすると、シングルステージで構成できるため、大
きな処理遅延が生じないという利点がある。ただし、MM
SE合成において良好な特性を得るには、重みベクトルを
収束させる必要がある。
【０００６】MMSE合成を実現するアルゴリズムとして
は、適応等化器のタップ利得更新アルゴリズムとしても
知られている、LMS（Least MeanSquare）法、SMI（Samp
le Matrix Inversion）、RLS（Recursive Least Squar
e）法を用いることができる。LMS法は、簡易な構成で実
現できる特長を有しているが、重みベクトルの収束に多
くの時間を必要とする。SMI法は、サンプル値を用いた
直接解法であって、重みベクトルの収束に拡散符号長の
２倍程度の時間を必要とし、高速な収束が可能である
が、逆行列演算を必要とするため装置規模が増大する。
RLS法も拡散符号長の２倍程度の時間で収束するが、SMI
よりも装置規模の増大を抑えることが可能である。
は、適応等化器のタップ利得更新アルゴリズムとしても
知られている、LMS（Least MeanSquare）法、SMI（Samp
le Matrix Inversion）、RLS（Recursive Least Squar
e）法を用いることができる。LMS法は、簡易な構成で実
現できる特長を有しているが、重みベクトルの収束に多
くの時間を必要とする。SMI法は、サンプル値を用いた
直接解法であって、重みベクトルの収束に拡散符号長の
２倍程度の時間を必要とし、高速な収束が可能である
が、逆行列演算を必要とするため装置規模が増大する。
RLS法も拡散符号長の２倍程度の時間で収束するが、SMI
よりも装置規模の増大を抑えることが可能である。
【０００７】このように、LMS法では非常に大きな収束
時間が必要であり、RLS法を用いても、拡散符号長の２
倍程度の収束時間が必要となり、この収束時間の間、パ
イロット信号を送信することが必要となる。今後、パケ
ット伝送を想定した場合や、多重数の増加に伴い拡散符
号長を長くした場合には、少ないパイロットシンボル数
で特性の改善を図る必要がある。しかし、上述したRLS
法などのアルゴリズムでは、パイロットシンボル数が少
ないと正しい重みベクトルを出力できず、特性の改善を
図ることはできない。
時間が必要であり、RLS法を用いても、拡散符号長の２
倍程度の収束時間が必要となり、この収束時間の間、パ
イロット信号を送信することが必要となる。今後、パケ
ット伝送を想定した場合や、多重数の増加に伴い拡散符
号長を長くした場合には、少ないパイロットシンボル数
で特性の改善を図る必要がある。しかし、上述したRLS
法などのアルゴリズムでは、パイロットシンボル数が少
ないと正しい重みベクトルを出力できず、特性の改善を
図ることはできない。
【０００８】符号間の直交性が保たれなくなるのは、受
信信号がユーザごとに独立な伝搬路の周波数選択性フェ
ージングによって歪められているからである。そこで、
直接拡散によるパイロット信号を重畳することにより、
伝搬路の特性を推定する方法が、例えば、原晋介、“マ
ルチキャリヤCDMAの適用可能性”、2001年電子情報通信
学会総合大会（基礎・境界）SB-4-1、2001年3月、pp．7
79-780で提案されている。この提案は、時間領域で直接
拡散されたパイロット信号を用いて、伝搬路のインパル
ス応答を推定し、そのフーリエ変換から周波数応答を計
算し、この周波数応答と拡散符号との積から、受信信号
の相関行列と歪められた拡散符号行列とを推定するとい
うものである。
信信号がユーザごとに独立な伝搬路の周波数選択性フェ
ージングによって歪められているからである。そこで、
直接拡散によるパイロット信号を重畳することにより、
伝搬路の特性を推定する方法が、例えば、原晋介、“マ
ルチキャリヤCDMAの適用可能性”、2001年電子情報通信
学会総合大会（基礎・境界）SB-4-1、2001年3月、pp．7
79-780で提案されている。この提案は、時間領域で直接
拡散されたパイロット信号を用いて、伝搬路のインパル
ス応答を推定し、そのフーリエ変換から周波数応答を計
算し、この周波数応答と拡散符号との積から、受信信号
の相関行列と歪められた拡散符号行列とを推定するとい
うものである。
【０００９】ここで、インパルス応答の推定方法は、例
えば、今村大地、原晋介、森永規彦、“パイロット信号
を用いたOFDMにおける副搬送波再生法“、電子情報通信
学会論文誌Ｂ、Vol.J82-B、No.3、1999年3月、pp.393-4
01等で知られている。OFDM（Orthogonal Frequency Div
ision Multiplexing）において、シンボル系列の中に、
ガードインターバルを設けた直接拡散パイロット信号を
一定間隔で挿入し、直接拡散パイロット信号をマッチド
フィルタに入力して伝搬路のインパルス応答を推定して
いる。しかし、上述した直接拡散によるパイロット信号
を重畳することにより伝搬路を推定する方法では、デー
タ伝送用のMC-CDMA系と、インパルス応答推定用のDS-CD
MA系という２系統の送受信装置が必要となるため、送受
信装置の規模が増大するという問題が生じる。
えば、今村大地、原晋介、森永規彦、“パイロット信号
を用いたOFDMにおける副搬送波再生法“、電子情報通信
学会論文誌Ｂ、Vol.J82-B、No.3、1999年3月、pp.393-4
01等で知られている。OFDM（Orthogonal Frequency Div
ision Multiplexing）において、シンボル系列の中に、
ガードインターバルを設けた直接拡散パイロット信号を
一定間隔で挿入し、直接拡散パイロット信号をマッチド
フィルタに入力して伝搬路のインパルス応答を推定して
いる。しかし、上述した直接拡散によるパイロット信号
を重畳することにより伝搬路を推定する方法では、デー
タ伝送用のMC-CDMA系と、インパルス応答推定用のDS-CD
MA系という２系統の送受信装置が必要となるため、送受
信装置の規模が増大するという問題が生じる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した問
題点を解決するためになされたもので、マルチユーザ干
渉を、少ないパイロットシンボル数で抑圧してシステム
容量を増大させることができ、かつ、装置規模が小さい
マルチキャリヤCDMA受信装置を提供することを目的とす
るものである。さらに、重みベクトルを更新することに
より重みベクトルの精度を向上させたマルチキャリヤCD
MA受信装置を提供することを目的とするものである。
題点を解決するためになされたもので、マルチユーザ干
渉を、少ないパイロットシンボル数で抑圧してシステム
容量を増大させることができ、かつ、装置規模が小さい
マルチキャリヤCDMA受信装置を提供することを目的とす
るものである。さらに、重みベクトルを更新することに
より重みベクトルの精度を向上させたマルチキャリヤCD
MA受信装置を提供することを目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、データシンボルにパイロットシン
ボルが時間多重された送信シンボル系列のシンボルに、
拡散符号の各チップの値を乗算し、乗算値のそれぞれに
よって複数の直交するサブキャリヤを変調し、ガードイ
ンターバルを挿入したものである、マルチキャリヤＣＤ
ＭＡ信号を受信するマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置で
あって、前記マルチキャリヤＣＤＭＡ信号を受信して、
パイロットシンボル区間を抽出し、該パイロットシンボ
ル区間の前記マルチキャリヤＣＤＭＡ信号と、全てのユ
ーザのパイロットシンボル情報に基づいて、前記全ての
ユーザの各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推定
値を出力するインパルス応答推定手段と、希望ユーザの
前記送信装置からの前記伝搬路のインパルス応答推定値
を離散フーリエ変換したベクトルと、前記希望ユーザの
拡散符号ベクトル情報に応じて、前記希望ユーザの相関
ベクトルを生成する相関ベクトル生成手段と、前記全て
のユーザの各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推
定値を離散フーリエ変換したベクトルと、前記インパル
ス応答推定手段が前記全てのユーザの各送信装置からの
伝搬路のインパルス応答推定値を出力する際に、インパ
ルス応答の推定値から取り除いた干渉雑音成分と、全て
のユーザの拡散符号ベクトル情報に応じて、前記受信さ
れたマルチキャリヤＣＤＭＡ信号の相関行列を生成する
相関行列生成手段と、前記相関ベクトルおよび前記相関
行列に基づいて、前記希望ユーザに対する重みベクトル
を生成する重みベクトル生成手段と、前記受信されたマ
ルチキャリヤＣＤＭＡ信号のデータシンボル区間を離散
フーリエ変換したベクトルと前記重みベクトルを共役転
置したものとを乗算し、前記希望ユーザの前記送信装置
から送信されたデータシンボルを合成する合成信号生成
手段を有するものである。したがって、マルチユーザ干
渉を、少ないパイロットシンボル数で抑圧してシステム
容量を増大することができ、かつ、装置規模を小さくす
ることができる。
載の発明においては、データシンボルにパイロットシン
ボルが時間多重された送信シンボル系列のシンボルに、
拡散符号の各チップの値を乗算し、乗算値のそれぞれに
よって複数の直交するサブキャリヤを変調し、ガードイ
ンターバルを挿入したものである、マルチキャリヤＣＤ
ＭＡ信号を受信するマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置で
あって、前記マルチキャリヤＣＤＭＡ信号を受信して、
パイロットシンボル区間を抽出し、該パイロットシンボ
ル区間の前記マルチキャリヤＣＤＭＡ信号と、全てのユ
ーザのパイロットシンボル情報に基づいて、前記全ての
ユーザの各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推定
値を出力するインパルス応答推定手段と、希望ユーザの
前記送信装置からの前記伝搬路のインパルス応答推定値
を離散フーリエ変換したベクトルと、前記希望ユーザの
拡散符号ベクトル情報に応じて、前記希望ユーザの相関
ベクトルを生成する相関ベクトル生成手段と、前記全て
のユーザの各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推
定値を離散フーリエ変換したベクトルと、前記インパル
ス応答推定手段が前記全てのユーザの各送信装置からの
伝搬路のインパルス応答推定値を出力する際に、インパ
ルス応答の推定値から取り除いた干渉雑音成分と、全て
のユーザの拡散符号ベクトル情報に応じて、前記受信さ
れたマルチキャリヤＣＤＭＡ信号の相関行列を生成する
相関行列生成手段と、前記相関ベクトルおよび前記相関
行列に基づいて、前記希望ユーザに対する重みベクトル
を生成する重みベクトル生成手段と、前記受信されたマ
ルチキャリヤＣＤＭＡ信号のデータシンボル区間を離散
フーリエ変換したベクトルと前記重みベクトルを共役転
置したものとを乗算し、前記希望ユーザの前記送信装置
から送信されたデータシンボルを合成する合成信号生成
手段を有するものである。したがって、マルチユーザ干
渉を、少ないパイロットシンボル数で抑圧してシステム
容量を増大することができ、かつ、装置規模を小さくす
ることができる。
【００１２】請求項２に記載の発明においては、請求項
１に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置において、
前記相関ベクトル生成手段は、前記希望ユーザの送信装
置からの前記伝搬路のインパルス応答推定値を離散フー
リエ変換したベクトルと、前記希望ユーザの拡散符号ベ
クトル情報とをベクトル要素ごとに乗算するものであ
り、前記相関行列生成手段は、前記全てのユーザについ
て、前記各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推定
値を離散フーリエ変換したベクトルと各拡散符号ベクト
ル情報とをベクトル要素ごとに乗算したベクトルと該ベ
クトルを共役転置したものとを乗算した行列を、全ての
ユーザについて加算し、さらに、前記干渉雑音成分を前
記全てのユーザについて平均化した値に単位行列を乗算
した行列を加算するものである。したがって、相関ベク
トル生成手段および相関行列生成手段を容易に実現する
ことができる。特に、相関行列生成手段について、干渉
成分と雑音成分とを分離して計算する。その結果、重み
ベクトルの推定精度が向上する。
１に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置において、
前記相関ベクトル生成手段は、前記希望ユーザの送信装
置からの前記伝搬路のインパルス応答推定値を離散フー
リエ変換したベクトルと、前記希望ユーザの拡散符号ベ
クトル情報とをベクトル要素ごとに乗算するものであ
り、前記相関行列生成手段は、前記全てのユーザについ
て、前記各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推定
値を離散フーリエ変換したベクトルと各拡散符号ベクト
ル情報とをベクトル要素ごとに乗算したベクトルと該ベ
クトルを共役転置したものとを乗算した行列を、全ての
ユーザについて加算し、さらに、前記干渉雑音成分を前
記全てのユーザについて平均化した値に単位行列を乗算
した行列を加算するものである。したがって、相関ベク
トル生成手段および相関行列生成手段を容易に実現する
ことができる。特に、相関行列生成手段について、干渉
成分と雑音成分とを分離して計算する。その結果、重み
ベクトルの推定精度が向上する。
【００１３】請求項３に記載の発明においては、請求項
１に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置において、
前記インパルス応答推定手段は、前記パイロットシンボ
ルの複数シンボルに対して算出された前記インパルス応
答推定値を平均化して出力するものである。したがっ
て、インパルス応答の推定精度が向上する。その結果、
重みベクトルの推定精度が向上する。
１に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置において、
前記インパルス応答推定手段は、前記パイロットシンボ
ルの複数シンボルに対して算出された前記インパルス応
答推定値を平均化して出力するものである。したがっ
て、インパルス応答の推定精度が向上する。その結果、
重みベクトルの推定精度が向上する。
【００１４】請求項４に記載の発明においては、請求項
１から３までのいずれか１項に記載のマルチキャリヤＣ
ＤＭＡ受信装置において、前記インパルス応答推定手段
は、ガードインターバル内のパスであって、かつ、最大
電力パスに応じて設定された閾値を超えるパスのみに基
づいて、前記インパルス応答推定値を出力するものであ
る。したがって、インパルス応答の推定精度が向上す
る。その結果、重みベクトルの推定精度が向上する。
１から３までのいずれか１項に記載のマルチキャリヤＣ
ＤＭＡ受信装置において、前記インパルス応答推定手段
は、ガードインターバル内のパスであって、かつ、最大
電力パスに応じて設定された閾値を超えるパスのみに基
づいて、前記インパルス応答推定値を出力するものであ
る。したがって、インパルス応答の推定精度が向上す
る。その結果、重みベクトルの推定精度が向上する。
【００１５】請求項５に記載の発明においては、請求項
１から４までのいずれか１項に記載のマルチキャリヤＣ
ＤＭＡ受信装置において、前記重みベクトル生成手段が
生成した前記重みベクトルを初期値として、最小２乗平
均誤差型適応アルゴリズムを用いて前記重みベクトルを
逐次更新する重みベクトル更新手段を有するものであ
る。したがって、逐次更新されるにつれて、重みベクト
ルの推定精度が向上する。また、重みベクトルを伝搬路
特性の変動に追従させることができる。
１から４までのいずれか１項に記載のマルチキャリヤＣ
ＤＭＡ受信装置において、前記重みベクトル生成手段が
生成した前記重みベクトルを初期値として、最小２乗平
均誤差型適応アルゴリズムを用いて前記重みベクトルを
逐次更新する重みベクトル更新手段を有するものであ
る。したがって、逐次更新されるにつれて、重みベクト
ルの推定精度が向上する。また、重みベクトルを伝搬路
特性の変動に追従させることができる。
【００１６】請求項６に記載の発明においては、マルチ
キャリヤＣＤＭＡ受信装置において、請求項１から４ま
でのいずれか１項に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信
装置と、重みベクトル更新手段を有し、前記重みベクト
ル更新手段は、前記請求項１から４までのいずれか１項
に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対して、前
記希望ユーザに対する重みベクトルを出力させ、かつ、
初期値として前記希望ユーザに対する重みベクトルを用
いて、前記パイロットシンボル区間の前記マルチキャリ
ヤＣＤＭＡ信号に対して、最小２乗平均誤差型適応アル
ゴリズムにより前記重みベクトルを逐次更新して、前記
請求項１から４までのいずれか１項に記載のマルチキャ
リヤＣＤＭＡ受信装置内の前記合成信号生成手段に更新
された前記重みベクトルを与えて、前記希望ユーザの前
記データシンボルを合成させるものである。したがっ
て、重みベクトルの推定精度を向上させることができ
る。
キャリヤＣＤＭＡ受信装置において、請求項１から４ま
でのいずれか１項に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信
装置と、重みベクトル更新手段を有し、前記重みベクト
ル更新手段は、前記請求項１から４までのいずれか１項
に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対して、前
記希望ユーザに対する重みベクトルを出力させ、かつ、
初期値として前記希望ユーザに対する重みベクトルを用
いて、前記パイロットシンボル区間の前記マルチキャリ
ヤＣＤＭＡ信号に対して、最小２乗平均誤差型適応アル
ゴリズムにより前記重みベクトルを逐次更新して、前記
請求項１から４までのいずれか１項に記載のマルチキャ
リヤＣＤＭＡ受信装置内の前記合成信号生成手段に更新
された前記重みベクトルを与えて、前記希望ユーザの前
記データシンボルを合成させるものである。したがっ
て、重みベクトルの推定精度を向上させることができ
る。
【００１７】請求項７に記載の発明においては、データ
シンボルにパイロットシンボルが時間多重された送信シ
ンボル系列のシンボルに、拡散符号の各チップの値を乗
算し、乗算値のそれぞれによって複数の直交するサブキ
ャリヤを変調し、ガードインターバルを挿入したもので
ある、マルチキャリヤＣＤＭＡ信号を受信するマルチキ
ャリヤＣＤＭＡ受信装置であって、前記マルチキャリヤ
ＣＤＭＡ信号を受信して、パイロットシンボル区間を抽
出し、該パイロットシンボル区間の前記マルチキャリヤ
ＣＤＭＡ信号と、全てのユーザのパイロットシンボル情
報に基づいて、前記全てのユーザの各送信装置からの伝
搬路のインパルス応答推定値を出力するインパルス応答
推定手段と、希望ユーザの前記送信装置からの前記伝搬
路のインパルス応答推定値を離散フーリエ変換したベク
トルと、前記希望ユーザの拡散符号ベクトル情報に応じ
て、前記希望ユーザの相関ベクトルを生成する相関ベク
トル生成手段と、前記全てのユーザの各送信装置からの
伝搬路のインパルス応答推定値を離散フーリエ変換した
ベクトルと、前記インパルス応答推定手段が前記全ての
ユーザの各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推定
値を出力する際に、インパルス応答の推定値から取り除
いた干渉雑音成分と、前記全てのユーザの拡散符号ベク
トル情報に応じて、受信されたマルチキャリヤＣＤＭＡ
信号の相関行列を生成する相関行列生成手段と、前記相
関ベクトルおよび前記相関行列に基づいて、前記希望ユ
ーザに対する重みベクトルを生成する重みベクトル生成
手段と、前記受信されたマルチキャリヤＣＤＭＡ信号の
データシンボル区間の始めから少なくとも１シンボルま
でを離散フーリエ変換したベクトルと前記重みベクトル
を共役転置したものとを乗算し、前記希望ユーザの前記
送信装置から送信された少なくとも前記１シンボルまで
のデータシンボルを合成する合成信号生成手段を有する
ものである。したがって、受信されたマルチキャリヤＣ
ＤＭＡ信号のデータシンボル区間の始めから少なくとも
１シンボルまでのデータ信号に対するマルチユーザ干渉
を、少ないパイロットシンボル数で抑圧してシステム容
量を増大することができ、かつ、装置規模を小さくする
ことができる。
シンボルにパイロットシンボルが時間多重された送信シ
ンボル系列のシンボルに、拡散符号の各チップの値を乗
算し、乗算値のそれぞれによって複数の直交するサブキ
ャリヤを変調し、ガードインターバルを挿入したもので
ある、マルチキャリヤＣＤＭＡ信号を受信するマルチキ
ャリヤＣＤＭＡ受信装置であって、前記マルチキャリヤ
ＣＤＭＡ信号を受信して、パイロットシンボル区間を抽
出し、該パイロットシンボル区間の前記マルチキャリヤ
ＣＤＭＡ信号と、全てのユーザのパイロットシンボル情
報に基づいて、前記全てのユーザの各送信装置からの伝
搬路のインパルス応答推定値を出力するインパルス応答
推定手段と、希望ユーザの前記送信装置からの前記伝搬
路のインパルス応答推定値を離散フーリエ変換したベク
トルと、前記希望ユーザの拡散符号ベクトル情報に応じ
て、前記希望ユーザの相関ベクトルを生成する相関ベク
トル生成手段と、前記全てのユーザの各送信装置からの
伝搬路のインパルス応答推定値を離散フーリエ変換した
ベクトルと、前記インパルス応答推定手段が前記全ての
ユーザの各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推定
値を出力する際に、インパルス応答の推定値から取り除
いた干渉雑音成分と、前記全てのユーザの拡散符号ベク
トル情報に応じて、受信されたマルチキャリヤＣＤＭＡ
信号の相関行列を生成する相関行列生成手段と、前記相
関ベクトルおよび前記相関行列に基づいて、前記希望ユ
ーザに対する重みベクトルを生成する重みベクトル生成
手段と、前記受信されたマルチキャリヤＣＤＭＡ信号の
データシンボル区間の始めから少なくとも１シンボルま
でを離散フーリエ変換したベクトルと前記重みベクトル
を共役転置したものとを乗算し、前記希望ユーザの前記
送信装置から送信された少なくとも前記１シンボルまで
のデータシンボルを合成する合成信号生成手段を有する
ものである。したがって、受信されたマルチキャリヤＣ
ＤＭＡ信号のデータシンボル区間の始めから少なくとも
１シンボルまでのデータ信号に対するマルチユーザ干渉
を、少ないパイロットシンボル数で抑圧してシステム容
量を増大することができ、かつ、装置規模を小さくする
ことができる。
【００１８】請求項８に記載の発明においては、マルチ
キャリヤＣＤＭＡ受信装置において、マルチキャリヤＣ
ＤＭＡ受信装置において、請求項７に記載のマルチキャ
リヤＣＤＭＡ受信装置と、重みベクトル更新手段を有
し、前記重みベクトル更新手段は、前記請求項７に記載
のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対して、前記全て
のユーザの内、少なくとも前記希望ユーザの、前記デー
タシンボル区間の始めから少なくとも１シンボルまでの
データシンボルを仮判定データシンボルとして合成さ
せ、前記パイロットシンボル区間および前記データシン
ボル区間の始めから少なくとも１シンボルまでの前記マ
ルチキャリヤＣＤＭＡ信号と、少なくとも前記希望ユー
ザの、パイロットシンボル情報および前記仮判定データ
シンボルに基づいて、少なくとも前記希望ユーザの前記
重みベクトルを更新して、前記請求項７に記載のマルチ
キャリヤＣＤＭＡ受信装置内の前記合成信号生成手段
に、更新された前記重みベクトルを与えて、少なくとも
前記希望ユーザの前記データシンボルを合成させるもの
である。したがって、パイロット信号およびデータシン
ボル区間の始めから少なくとも１シンボルまでのデータ
信号によって、重みベクトルを更新することにより、重
みベクトルの精度を向上させることができる。重みベク
トルの更新は、伝搬路のインパルス応答推定を実行した
り、従来の最小２乗平均誤差型適応アルゴリズムを実行
したりして実現することができる。
キャリヤＣＤＭＡ受信装置において、マルチキャリヤＣ
ＤＭＡ受信装置において、請求項７に記載のマルチキャ
リヤＣＤＭＡ受信装置と、重みベクトル更新手段を有
し、前記重みベクトル更新手段は、前記請求項７に記載
のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対して、前記全て
のユーザの内、少なくとも前記希望ユーザの、前記デー
タシンボル区間の始めから少なくとも１シンボルまでの
データシンボルを仮判定データシンボルとして合成さ
せ、前記パイロットシンボル区間および前記データシン
ボル区間の始めから少なくとも１シンボルまでの前記マ
ルチキャリヤＣＤＭＡ信号と、少なくとも前記希望ユー
ザの、パイロットシンボル情報および前記仮判定データ
シンボルに基づいて、少なくとも前記希望ユーザの前記
重みベクトルを更新して、前記請求項７に記載のマルチ
キャリヤＣＤＭＡ受信装置内の前記合成信号生成手段
に、更新された前記重みベクトルを与えて、少なくとも
前記希望ユーザの前記データシンボルを合成させるもの
である。したがって、パイロット信号およびデータシン
ボル区間の始めから少なくとも１シンボルまでのデータ
信号によって、重みベクトルを更新することにより、重
みベクトルの精度を向上させることができる。重みベク
トルの更新は、伝搬路のインパルス応答推定を実行した
り、従来の最小２乗平均誤差型適応アルゴリズムを実行
したりして実現することができる。
【００１９】請求項９に記載の発明においては、請求項
８に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置において、
前記重みベクトル更新手段は、更新動作を複数回繰り返
すものである。したがって、重みベクトルの推定精度を
さらに向上させることができる。例えば、請求項７に記
載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置を、複数回、再使
用したり、従来の最小２乗平均誤差型適応アルゴリズム
を１回ないし複数回、使用したり、さらに、両者を混在
させて使用したりすることができる。
８に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置において、
前記重みベクトル更新手段は、更新動作を複数回繰り返
すものである。したがって、重みベクトルの推定精度を
さらに向上させることができる。例えば、請求項７に記
載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置を、複数回、再使
用したり、従来の最小２乗平均誤差型適応アルゴリズム
を１回ないし複数回、使用したり、さらに、両者を混在
させて使用したりすることができる。
【００２０】請求項１０に記載の発明においては、請求
項９に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置におい
て、前記請求項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信
装置は、前記重みベクトル更新手段が前記更新動作をす
る毎に、前記仮判定データシンボルとして合成する前記
データシンボルの個数を逐次増加させるものである。し
たがって、更新動作に要する処理遅延を抑制しながら、
重みベクトルの精度を、更新回数に応じて向上させるこ
とができる。
項９に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置におい
て、前記請求項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信
装置は、前記重みベクトル更新手段が前記更新動作をす
る毎に、前記仮判定データシンボルとして合成する前記
データシンボルの個数を逐次増加させるものである。し
たがって、更新動作に要する処理遅延を抑制しながら、
重みベクトルの精度を、更新回数に応じて向上させるこ
とができる。
【００２１】請求項１１に記載の発明においては、マル
チキャリヤＣＤＭＡ受信装置において、請求項７に記載
のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置と、重みベクトル更
新手段を有し、前記重みベクトル更新手段は、前記請求
項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対し
て、前記全てのユーザのそれぞれを前記希望ユーザとし
て、前記全てのユーザの、前記データシンボル区間の始
めから少なくとも１シンボルまでのデータシンボルを仮
判定データシンボルとして合成させ、前記全てのユーザ
の、前記パイロットシンボル情報および前記仮判定デー
タシンボルの情報を、新たなパイロットシンボル情報と
見なし、かつ、前記パイロットシンボル区間および前記
データシンボル区間の始めから少なくとも１シンボルま
でを新たなパイロットシンボル区間と見なして、前記請
求項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対し
て、前記重みベクトルを更新させて、前記希望ユーザの
前記データシンボルを合成させるものである。したがっ
て、パイロット信号およびデータ信号によって重みベク
トルを更新する処理を、請求項７に記載のマルチキャリ
ヤＣＤＭＡ受信装置を再動作させることによって、効率
よく実行することができる。
チキャリヤＣＤＭＡ受信装置において、請求項７に記載
のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置と、重みベクトル更
新手段を有し、前記重みベクトル更新手段は、前記請求
項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対し
て、前記全てのユーザのそれぞれを前記希望ユーザとし
て、前記全てのユーザの、前記データシンボル区間の始
めから少なくとも１シンボルまでのデータシンボルを仮
判定データシンボルとして合成させ、前記全てのユーザ
の、前記パイロットシンボル情報および前記仮判定デー
タシンボルの情報を、新たなパイロットシンボル情報と
見なし、かつ、前記パイロットシンボル区間および前記
データシンボル区間の始めから少なくとも１シンボルま
でを新たなパイロットシンボル区間と見なして、前記請
求項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対し
て、前記重みベクトルを更新させて、前記希望ユーザの
前記データシンボルを合成させるものである。したがっ
て、パイロット信号およびデータ信号によって重みベク
トルを更新する処理を、請求項７に記載のマルチキャリ
ヤＣＤＭＡ受信装置を再動作させることによって、効率
よく実行することができる。
【００２２】請求項１２に記載の発明においては、マル
チキャリヤＣＤＭＡ受信装置において、請求項７に記載
のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置と、重みベクトル更
新手段を有し、前記重みベクトル更新手段は、前記請求
項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対し
て、前記希望ユーザの、前記データシンボル区間の始め
から少なくとも１シンボルまでを仮判定データシンボル
として合成させるとともに、前記希望ユーザに対する重
みベクトルを出力させ、前記希望ユーザの、前記パイロ
ットシンボル情報および前記仮判定データシンボルの情
報を新たなパイロットシンボル情報と見なし、かつ、初
期値として前記希望ユーザに対する重みベクトルを用い
て、前記パイロットシンボル区間および前記データシン
ボル区間の始めから少なくとも１シンボルまでの前記マ
ルチキャリヤＣＤＭＡ信号に対して、最小２乗平均誤差
型適応アルゴリズムにより前記重みベクトルを逐次更新
して、前記請求項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受
信装置内の前記合成信号生成手段に更新された前記重み
ベクトルを与えて、前記希望ユーザの前記データシンボ
ルを合成させるものである。したがって、パイロット信
号およびデータ信号によって重みベクトルを更新する処
理に、従来の最小２乗平均誤差型適応アルゴリズムを利
用することができる。
チキャリヤＣＤＭＡ受信装置において、請求項７に記載
のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置と、重みベクトル更
新手段を有し、前記重みベクトル更新手段は、前記請求
項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対し
て、前記希望ユーザの、前記データシンボル区間の始め
から少なくとも１シンボルまでを仮判定データシンボル
として合成させるとともに、前記希望ユーザに対する重
みベクトルを出力させ、前記希望ユーザの、前記パイロ
ットシンボル情報および前記仮判定データシンボルの情
報を新たなパイロットシンボル情報と見なし、かつ、初
期値として前記希望ユーザに対する重みベクトルを用い
て、前記パイロットシンボル区間および前記データシン
ボル区間の始めから少なくとも１シンボルまでの前記マ
ルチキャリヤＣＤＭＡ信号に対して、最小２乗平均誤差
型適応アルゴリズムにより前記重みベクトルを逐次更新
して、前記請求項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受
信装置内の前記合成信号生成手段に更新された前記重み
ベクトルを与えて、前記希望ユーザの前記データシンボ
ルを合成させるものである。したがって、パイロット信
号およびデータ信号によって重みベクトルを更新する処
理に、従来の最小２乗平均誤差型適応アルゴリズムを利
用することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】図１は、本発明のマルチキャリヤ
ＣＤＭＡ受信装置とともに用いるマルチキャリヤＣＤＭ
Ａ送信装置のブロック構成図である。図中、１は多重化
部（マルチプレクサ）、２はＱＰＳＫ（４相位相変調：
Quadrature Phase Shift Keying）変調器、３は分岐回
路、４1〜４Lは乗算器、５は逆離散フーリエ変換部（Ｉ
ＤＦＴ：InverseDiscrete Fourier Transform）、６は
並直列変換器、７はガードインターバル挿入部である。
データ（１シンボル分を単位として構成される）とパイ
ロット（１シンボル分を単位とする既知のデータで構成
される）とは、多重化部１で時間多重される。
ＣＤＭＡ受信装置とともに用いるマルチキャリヤＣＤＭ
Ａ送信装置のブロック構成図である。図中、１は多重化
部（マルチプレクサ）、２はＱＰＳＫ（４相位相変調：
Quadrature Phase Shift Keying）変調器、３は分岐回
路、４1〜４Lは乗算器、５は逆離散フーリエ変換部（Ｉ
ＤＦＴ：InverseDiscrete Fourier Transform）、６は
並直列変換器、７はガードインターバル挿入部である。
データ（１シンボル分を単位として構成される）とパイ
ロット（１シンボル分を単位とする既知のデータで構成
される）とは、多重化部１で時間多重される。
【００２４】時間多重された信号は、ＱＰＳＫ変調器２
において、ＱＰＳＫ変調されることにより、狭帯域の複
素ベースバンド信号（同相および直交信号）で表される
シンボルが生成される。q番目のシンボルデータをd(q)
と表す。この複素ベースバンド信号は、分岐回路３にお
いて、サブキャリヤ数だけ出力され、それぞれのサブキ
ャリヤの乗算器４1〜４Lにおいて、拡散符号の各チップ
の値と乗算されて、サブキャリヤの複素振幅となる。な
お、変調方式は、ＱＰＳＫに限られるものではない。
において、ＱＰＳＫ変調されることにより、狭帯域の複
素ベースバンド信号（同相および直交信号）で表される
シンボルが生成される。q番目のシンボルデータをd(q)
と表す。この複素ベースバンド信号は、分岐回路３にお
いて、サブキャリヤ数だけ出力され、それぞれのサブキ
ャリヤの乗算器４1〜４Lにおいて、拡散符号の各チップ
の値と乗算されて、サブキャリヤの複素振幅となる。な
お、変調方式は、ＱＰＳＫに限られるものではない。
【００２５】図２は、データシンボルとパイロットシン
ボルとを時間多重したマルチキャリヤＣＤＭＡ方式のフ
レーム構成図である。データおよびパイロットは、多重
化部１において、１シンボル分を単位として多重化され
ているので、ＱＰＳＫ変調器２において、パイロットシ
ンボルとデータシンボルが生成されている。この例は、
１または複数のパイロットシンボルと、それに続く複数
のデータシンボルとによって１フレームを構成してい
る。パケット伝送を前提とした場合は、この１フレーム
をパケット単位として１回の送信がなされる。連続伝送
を前提とした場合には、複数フレームが繰り返されて送
信される。このパイロットシンボルを用いて伝搬路の推
定を行い、マルチユーザ干渉を除去する。パイロットシ
ンボル数が少ないほど、ヘッダ部の負荷が小さくなるた
め伝送効率が良くなる。
ボルとを時間多重したマルチキャリヤＣＤＭＡ方式のフ
レーム構成図である。データおよびパイロットは、多重
化部１において、１シンボル分を単位として多重化され
ているので、ＱＰＳＫ変調器２において、パイロットシ
ンボルとデータシンボルが生成されている。この例は、
１または複数のパイロットシンボルと、それに続く複数
のデータシンボルとによって１フレームを構成してい
る。パケット伝送を前提とした場合は、この１フレーム
をパケット単位として１回の送信がなされる。連続伝送
を前提とした場合には、複数フレームが繰り返されて送
信される。このパイロットシンボルを用いて伝搬路の推
定を行い、マルチユーザ干渉を除去する。パイロットシ
ンボル数が少ないほど、ヘッダ部の負荷が小さくなるた
め伝送効率が良くなる。
【００２６】チップ長Lの拡散符号を拡散符号ベクトル
Ｃとして表し、次式の通りとする。
Ｃとして表し、次式の通りとする。
【数１】
ここで、［・］Tは転置行列を表す。拡散符号は、ユー
ザごとに異なる符号を用いる。拡散符号のチップ数（拡
散符号ベクトルの要素数）は、サブキャリヤのチャネル
数に等しい。サブキャリヤの周波数は、OFDMと同様に、
直交配置されたものである。図１に示した逆離散フーリ
エ変換部５は、各サブキャリヤの複素振幅を入力して、
逆離散フーリエ変換して、時間軸上の波形信号を出力す
る。並列デジタル信号で出力されるので、並直列変換器
６で直列デジタル信号に変換して出力する。ガードイン
ターバル挿入部７において、ガードインターバルΔを挿
入して、マルチキャリヤＣＤＭＡ方式の送信信号が生成
される。
ザごとに異なる符号を用いる。拡散符号のチップ数（拡
散符号ベクトルの要素数）は、サブキャリヤのチャネル
数に等しい。サブキャリヤの周波数は、OFDMと同様に、
直交配置されたものである。図１に示した逆離散フーリ
エ変換部５は、各サブキャリヤの複素振幅を入力して、
逆離散フーリエ変換して、時間軸上の波形信号を出力す
る。並列デジタル信号で出力されるので、並直列変換器
６で直列デジタル信号に変換して出力する。ガードイン
ターバル挿入部７において、ガードインターバルΔを挿
入して、マルチキャリヤＣＤＭＡ方式の送信信号が生成
される。
【００２７】なお、図１に示した構成では、ＱＰＳＫ変
調信号を、同時に１シンボルしか送信していない。しか
し、１シンボル長を長くして準同期を容易にするために
は、ＱＰＳＫ変調器２を複数個設けて、多重化データを
分配する。加えて、数倍長いチップ数の拡散符号と数倍
のサブキャリヤ数を使用することにより、１シンボル長
において複数のＱＰＳＫ変調器から出力される複数のシ
ンボルを同時に送信する。このような場合も含む概念で
表現するため、本明細書では、１シンボル区間における
送信信号波形の全体を改めて１シンボル波形とみなすこ
とにより、１シンボル区間において１シンボルが送信さ
れるとする。しかし、この場合でも、既知のパイロット
シンボルを用いてパイロットシンボル区間を構成する。
調信号を、同時に１シンボルしか送信していない。しか
し、１シンボル長を長くして準同期を容易にするために
は、ＱＰＳＫ変調器２を複数個設けて、多重化データを
分配する。加えて、数倍長いチップ数の拡散符号と数倍
のサブキャリヤ数を使用することにより、１シンボル長
において複数のＱＰＳＫ変調器から出力される複数のシ
ンボルを同時に送信する。このような場合も含む概念で
表現するため、本明細書では、１シンボル区間における
送信信号波形の全体を改めて１シンボル波形とみなすこ
とにより、１シンボル区間において１シンボルが送信さ
れるとする。しかし、この場合でも、既知のパイロット
シンボルを用いてパイロットシンボル区間を構成する。
【００２８】図３は、マルチキャリヤＣＤＭＡ方式の送
信信号波形を示す波形図である。サブキャリヤは、OFDM
と同様に直交に配置されているため、送信波形はOFDMの
それと同様になる。ガードインターバルは、遅延波によ
る符号間干渉を除去するために挿入される。図示のガー
ドインターバルは、逆離散フーリエ変換された原送信信
号波形の終わり部分をコピーして、原送信信号波形の前
の部分に挿入したものである。受信装置において、図示
の送信信号波形を直接波とし、遅延波がガードインター
バルの長さΔ以内の遅延時間で到来するものとすれば、
このような遅延波によるシンボル間干渉の影響を抑える
ことが可能となる。すなわち、受信側では、１シンボル
区間よりもガードインターバルの長さΔだけ短い区間
（原送信信号波形と同じ長さである）を切り出して利用
すれば、切り出された波形に含まれる遅延波は、この切
り出された波形に含まれる直接波を単に遅延させただけ
の波形であるから、遅延波による干渉は生じない。
信信号波形を示す波形図である。サブキャリヤは、OFDM
と同様に直交に配置されているため、送信波形はOFDMの
それと同様になる。ガードインターバルは、遅延波によ
る符号間干渉を除去するために挿入される。図示のガー
ドインターバルは、逆離散フーリエ変換された原送信信
号波形の終わり部分をコピーして、原送信信号波形の前
の部分に挿入したものである。受信装置において、図示
の送信信号波形を直接波とし、遅延波がガードインター
バルの長さΔ以内の遅延時間で到来するものとすれば、
このような遅延波によるシンボル間干渉の影響を抑える
ことが可能となる。すなわち、受信側では、１シンボル
区間よりもガードインターバルの長さΔだけ短い区間
（原送信信号波形と同じ長さである）を切り出して利用
すれば、切り出された波形に含まれる遅延波は、この切
り出された波形に含まれる直接波を単に遅延させただけ
の波形であるから、遅延波による干渉は生じない。
【００２９】なお、受信装置側で、一番目に到来した波
形を利用するとは限らない場合に、この波形に先行する
到来波による符号間干渉が生じる。この場合は、周知の
ように、原送信信号波形の始めの部分（長さΔ）をコピ
ーしたものを、そのまま原送信信号波形の後ろの部分に
挿入することにより、後ろの部分にもガードインターバ
ルを挿入する。受信側では、１シンボル区間よりもガー
ドインターバルの合計長さ（２Δ）だけ短い区間を切り
出して利用する。以上の構成によって、周波数領域で送
信データが拡散された送信信号波形が生成される。この
送信信号波形は、メインキャリアを用いて無線周波数帯
に変換されて送信される。
形を利用するとは限らない場合に、この波形に先行する
到来波による符号間干渉が生じる。この場合は、周知の
ように、原送信信号波形の始めの部分（長さΔ）をコピ
ーしたものを、そのまま原送信信号波形の後ろの部分に
挿入することにより、後ろの部分にもガードインターバ
ルを挿入する。受信側では、１シンボル区間よりもガー
ドインターバルの合計長さ（２Δ）だけ短い区間を切り
出して利用する。以上の構成によって、周波数領域で送
信データが拡散された送信信号波形が生成される。この
送信信号波形は、メインキャリアを用いて無線周波数帯
に変換されて送信される。
【００３０】送信信号ｘ（q）は、時間領域で次式で表
される。
される。
【数２】
ここで、Ｆは離散フーリエ変換、Ｆ-1は逆離散フーリエ
変換を表す。時間軸上のL個のサンプル点x1 ，x2，x
3 ，……，xLは、１シンボル期間のうち、ガードインタ
ーバルを除いた区間（すなわち、ガードインターバルを
挿入する前の原送信信号波形）を等分したサンプル点1
〜Lにおける送信信号の複素振幅である。
変換を表す。時間軸上のL個のサンプル点x1 ，x2，x
3 ，……，xLは、１シンボル期間のうち、ガードインタ
ーバルを除いた区間（すなわち、ガードインターバルを
挿入する前の原送信信号波形）を等分したサンプル点1
〜Lにおける送信信号の複素振幅である。
【００３１】離散フーリエ変換Ｆは、次式の行列で表さ
れる。
れる。
【数３】
L個のサンプル点に対応して、サブキャリヤの周波数
は、サンプル時間をTsとするとベースバンドでは、-(L/
2-1)/(LTs),-(L/2-2)/(LTs) ,-(L/2-3)/(LTs) ,……,0,
1/(LTs) ,2/(LTs) ,3/(LTs) ,……,(L/2)/(LTs)とな
る。
は、サンプル時間をTsとするとベースバンドでは、-(L/
2-1)/(LTs),-(L/2-2)/(LTs) ,-(L/2-3)/(LTs) ,……,0,
1/(LTs) ,2/(LTs) ,3/(LTs) ,……,(L/2)/(LTs)とな
る。
【００３２】図４は、本発明のマルチキャリヤＣＤＭＡ
受信装置のブロック構成図である。図中、１１は多重分
離部（デマルチプレクサ）、１２はガードインターバル
除去部、１３はチャネル推定部、１４は直並列変換部、
１５は離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部、１６1〜１６Lは
乗算器、１７は加算器、１８はＱＰＳＫ復調器、１９は
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部、２０は重みベクトル計
算部である。受信信号は、多重分離部１１において、同
期タイミングに基づいて、データ信号区間とパイロット
信号区間とに分離する。ガードインターバル除去部１２
は、受信信号中のガードインターバルを除去した上で、
直並列変換部１４で並列信号に変換して、離散フーリエ
変換（ＤＦＴ）部１５に出力される。
受信装置のブロック構成図である。図中、１１は多重分
離部（デマルチプレクサ）、１２はガードインターバル
除去部、１３はチャネル推定部、１４は直並列変換部、
１５は離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部、１６1〜１６Lは
乗算器、１７は加算器、１８はＱＰＳＫ復調器、１９は
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部、２０は重みベクトル計
算部である。受信信号は、多重分離部１１において、同
期タイミングに基づいて、データ信号区間とパイロット
信号区間とに分離する。ガードインターバル除去部１２
は、受信信号中のガードインターバルを除去した上で、
直並列変換部１４で並列信号に変換して、離散フーリエ
変換（ＤＦＴ）部１５に出力される。
【００３３】希望するある単一のユーザの移動局から基
地局までの伝搬路の特性は、次式に示す伝搬遅延プロフ
ァイルh(t)で表される。
地局までの伝搬路の特性は、次式に示す伝搬遅延プロフ
ァイルh(t)で表される。
【数４】
ここで、alは伝搬ベクトルａのl（Lの小文字）番目のパ
スの成分、Tsはサンプル時間、またδ(t)はディラック
のデルタ関数である。したがって、l番目のパスの遅延
時間は、（l-1）Tsとなる。
スの成分、Tsはサンプル時間、またδ(t)はディラック
のデルタ関数である。したがって、l番目のパスの遅延
時間は、（l-1）Tsとなる。
【００３４】受信信号y(q)（時間領域）は、送信信号ｘ
（q）が伝搬路で変動を受けたものであるから、式(2)，
(4)を用いて次式で表される。ただし、ガードインター
バルが除去された後の受信信号である。
（q）が伝搬路で変動を受けたものであるから、式(2)，
(4)を用いて次式で表される。ただし、ガードインター
バルが除去された後の受信信号である。
【数５】
ここで、ｘ（q；l）は、送信信号ｘ（q）が（l-１）Ts
だけ遅延した信号、ｎは干渉雑音成分を表す。
だけ遅延した信号、ｎは干渉雑音成分を表す。
【００３５】上述した式における、遅延した信号の特徴
を補足説明する。図２に示したように、ガードインター
バルにおいて、送信信号波形は、原送信信号波形の後ろ
の部分をコピーした信号である。したがって、ガードイ
ンターバルの最後から逆順にサンプル点の複素振幅を示
すと、xL ，xL-1 ，xL-2 ，xL-3，……となる。全ての
遅延した信号ｘ（q；1），ｘ（q；2），……が、ガード
インターバルの長さΔ内に収まると仮定すると、遅延し
た信号は、ガードインターバルにおけるサンプル点の複
素振幅の特徴から、離散フーリエ変換を行う区間におい
て、直接波ｘ（q；1）を巡回シフトしたものとなる。た
だし、基地局に実際に到来する遅延した信号としては、
l＝１〜LまでのL波が常に全て存在するわけではない。
例えば、２番目に到来する遅延した信号がないときは、
a2＝0となる。
を補足説明する。図２に示したように、ガードインター
バルにおいて、送信信号波形は、原送信信号波形の後ろ
の部分をコピーした信号である。したがって、ガードイ
ンターバルの最後から逆順にサンプル点の複素振幅を示
すと、xL ，xL-1 ，xL-2 ，xL-3，……となる。全ての
遅延した信号ｘ（q；1），ｘ（q；2），……が、ガード
インターバルの長さΔ内に収まると仮定すると、遅延し
た信号は、ガードインターバルにおけるサンプル点の複
素振幅の特徴から、離散フーリエ変換を行う区間におい
て、直接波ｘ（q；1）を巡回シフトしたものとなる。た
だし、基地局に実際に到来する遅延した信号としては、
l＝１〜LまでのL波が常に全て存在するわけではない。
例えば、２番目に到来する遅延した信号がないときは、
a2＝0となる。
【００３６】離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部１５は、離
散フーリエ変換を行い、直交する複数のサブキャリヤの
複素振幅を、離散フーリエ変換された受信信号として出
力する。離散フーリエ変換された受信信号、すなわち、
周波数領域の受信信号Ｙ（q）は、次式で与えられる。
散フーリエ変換を行い、直交する複数のサブキャリヤの
複素振幅を、離散フーリエ変換された受信信号として出
力する。離散フーリエ変換された受信信号、すなわち、
周波数領域の受信信号Ｙ（q）は、次式で与えられる。
【数６】
ここで、Ｊl-1は対角行列の各要素を（l-1）乗した対角
行列である。丸印を付した記号「×」は２つのベクトル
の要素ごとに乗算をしたものを各要素とするベクトルを
生成する演算である。なお、上述した式(6)内の変形に
おいて、次式の関係が成り立つことを用いた。
行列である。丸印を付した記号「×」は２つのベクトル
の要素ごとに乗算をしたものを各要素とするベクトルを
生成する演算である。なお、上述した式(6)内の変形に
おいて、次式の関係が成り立つことを用いた。
【数７】
【００３７】各サブキャリヤに対応した乗算器１６1〜
１６Lにおいて、重みベクトル計算部２１から出力され
る重みが乗算される。この重みは、希望する単一ユーザ
に割り当てられて送信時に使用された拡散符号のチップ
１〜Ｌの値に重み付けが施されたものである。全ての乗
算器１６1〜１６Lの出力は、加算器１７において加算合
成され、複素ベースバンド信号で表されるＱＰＳＫ変調
されたシンボルとなり、ＱＰＳＫ復調器１８において、
同相成分、直交成分をレベル判定され、復調されて、受
信データが出力される。
１６Lにおいて、重みベクトル計算部２１から出力され
る重みが乗算される。この重みは、希望する単一ユーザ
に割り当てられて送信時に使用された拡散符号のチップ
１〜Ｌの値に重み付けが施されたものである。全ての乗
算器１６1〜１６Lの出力は、加算器１７において加算合
成され、複素ベースバンド信号で表されるＱＰＳＫ変調
されたシンボルとなり、ＱＰＳＫ復調器１８において、
同相成分、直交成分をレベル判定され、復調されて、受
信データが出力される。
【００３８】MC-CDMA受信信号のベクトルＹに対して、
適切な重みベクトル
適切な重みベクトル
【数８】
に基づき、サブキャリヤ間信号合成を行う。加算器１７
から出力される最終的な合成出力は次式で表される。
から出力される最終的な合成出力は次式で表される。
【数９】
ここで、［・］†は行列の各要素の複素共役を要素とし
た行列を転置（共役転置）した行列（エルミート行列）
を示す。
た行列を転置（共役転置）した行列（エルミート行列）
を示す。
【００３９】この重みベクトルｗは、信号電力が大きく
干渉雑音電力が小さくなるように決定されることが望ま
しい。このような要求を満たす方法として、従来技術で
触れたMMSE合成基準を用いる。重みベクトルｗは、次式
によって求める。
干渉雑音電力が小さくなるように決定されることが望ま
しい。このような要求を満たす方法として、従来技術で
触れたMMSE合成基準を用いる。重みベクトルｗは、次式
によって求める。
【数１０】
ここで、Ｒは相関行列、ｖは相関ベクトルと呼ばれるも
のである。また、Ｒ-1はＲの逆行列、Ｅ［・］はアンサ
ンブル平均、（・）*は複素共役を表している。相関行
列Ｒは、受信信号を離散フーリエ変換した受信信号ベク
トルＹ（q）の要素（サブキャリヤの複素振幅）の相互
間における相関値のアンサンブル平均である。希望ユー
ザの移動局からの到来波だけでなく、全ユーザの移動局
からの到来波を含めた相関のアンサンブル平均となる。
一方、相関ベクトルｖは、受信信号を離散フーリエ変換
した受信信号ベクトルＹ（q）と希望するユーザの移動
局の送信シンボルデータd(q)との相関のアンサンブル平
均である。
のである。また、Ｒ-1はＲの逆行列、Ｅ［・］はアンサ
ンブル平均、（・）*は複素共役を表している。相関行
列Ｒは、受信信号を離散フーリエ変換した受信信号ベク
トルＹ（q）の要素（サブキャリヤの複素振幅）の相互
間における相関値のアンサンブル平均である。希望ユー
ザの移動局からの到来波だけでなく、全ユーザの移動局
からの到来波を含めた相関のアンサンブル平均となる。
一方、相関ベクトルｖは、受信信号を離散フーリエ変換
した受信信号ベクトルＹ（q）と希望するユーザの移動
局の送信シンボルデータd(q)との相関のアンサンブル平
均である。
【００４０】上述した(9)式における、Ｒの第１番目の
関係式にしたがって、離散フーリエ変換された受信信号
Ｙ（q）に関する第１の相関式のアンサンブル平均をと
り、かつ、ｖの第１番目の関係式にしたがって、離散フ
ーリエ変換した受信信号Ｙ（q）に関する第２の相関式
のアンサンブル平均をとることにより、重みベクトルｗ
を求めることができる。しかし、本発明のマルチキャリ
ヤＣＤＭＡ受信装置では、パイロットシンボルのインパ
ルス応答に基づいて伝搬ベクトルａを求めてから、上述
した(9)式における、Ｒ，ｖの第２番目の関係式にした
がって、相関行列Ｒと相関ベクトルｖを算出する方法を
とる。図４に示したチャネル推定部１３、離散フーリエ
変換部１９、重みベクトル計算部２０で実現されるので
あるが、その処理の詳細は、図５を参照して説明する。
関係式にしたがって、離散フーリエ変換された受信信号
Ｙ（q）に関する第１の相関式のアンサンブル平均をと
り、かつ、ｖの第１番目の関係式にしたがって、離散フ
ーリエ変換した受信信号Ｙ（q）に関する第２の相関式
のアンサンブル平均をとることにより、重みベクトルｗ
を求めることができる。しかし、本発明のマルチキャリ
ヤＣＤＭＡ受信装置では、パイロットシンボルのインパ
ルス応答に基づいて伝搬ベクトルａを求めてから、上述
した(9)式における、Ｒ，ｖの第２番目の関係式にした
がって、相関行列Ｒと相関ベクトルｖを算出する方法を
とる。図４に示したチャネル推定部１３、離散フーリエ
変換部１９、重みベクトル計算部２０で実現されるので
あるが、その処理の詳細は、図５を参照して説明する。
【００４１】図５は、パイロット信号から重みベクトル
を算出するための処理を示すフローチャートである。図
６は、インパルス応答の推定方法を説明する模式図であ
る。Ｓ３１において、パイロット信号を用いてインパル
ス応答の推定値から伝搬ベクトルａを推定する。なお、
全てのユーザの移動局からの伝搬路の伝搬ベクトルを推
定する。しかし、以下の数式を用いた説明では、説明を
簡単にするため、途中まで、希望ユーザの移動局からの
伝搬路の伝搬ベクトルで代表させ、これをａとして説明
する。最終的には、ユーザk=1〜Kについて、同様な方法
で伝搬ベクトルａkを計算する。
を算出するための処理を示すフローチャートである。図
６は、インパルス応答の推定方法を説明する模式図であ
る。Ｓ３１において、パイロット信号を用いてインパル
ス応答の推定値から伝搬ベクトルａを推定する。なお、
全てのユーザの移動局からの伝搬路の伝搬ベクトルを推
定する。しかし、以下の数式を用いた説明では、説明を
簡単にするため、途中まで、希望ユーザの移動局からの
伝搬路の伝搬ベクトルで代表させ、これをａとして説明
する。最終的には、ユーザk=1〜Kについて、同様な方法
で伝搬ベクトルａkを計算する。
【００４２】パイロット信号のサンプルqにおいて、既
知の送信信号Ｘ（q）と受信信号y(q)の相関φs（q）
は、サンプル差をｓとして、
知の送信信号Ｘ（q）と受信信号y(q)の相関φs（q）
は、サンプル差をｓとして、
【数１１】
なお、式(10)内の変換において次式の関係を用いた。
【数１２】
【００４３】式(10)において、ｘ（q；s）とｎとは無相
関であるので、ｘ（q;s）†ｎは、シンボルごとに異な
る値をとる。したがって、φs（q）のシンボル値qにつ
いてのアンサンブル平均をとることにより、ｘ†（q;
s）ｎが消えて、伝搬係数asが求まる。図６に示すよう
に、sの値を1サンプルずつシフトして、インパルス応答
の遅延した信号ｘ（q;s）について、相関演算を行うこ
とにより、伝搬ベクトルａ＝｛a 1，a2 ，……，aL ｝を
推定できる。全ての遅延した信号がガードインターバル
内に収まると仮定すると、ガードインターバルの区間に
おいてだけ、インパルス応答を計算すればよい。なお、
相関演算は、マッチドフィルタを用いて行うことができ
る。
関であるので、ｘ（q;s）†ｎは、シンボルごとに異な
る値をとる。したがって、φs（q）のシンボル値qにつ
いてのアンサンブル平均をとることにより、ｘ†（q;
s）ｎが消えて、伝搬係数asが求まる。図６に示すよう
に、sの値を1サンプルずつシフトして、インパルス応答
の遅延した信号ｘ（q;s）について、相関演算を行うこ
とにより、伝搬ベクトルａ＝｛a 1，a2 ，……，aL ｝を
推定できる。全ての遅延した信号がガードインターバル
内に収まると仮定すると、ガードインターバルの区間に
おいてだけ、インパルス応答を計算すればよい。なお、
相関演算は、マッチドフィルタを用いて行うことができ
る。
【００４４】次のＳ３２においては、インパルス応答の
補正を行うことにより特性改善をする。図７は、インパ
ルス応答の補正方法を説明する模式図である。図７
（ａ）において、太い矢印がインパルス応答の電力値を
表している。まず、主要な遅延した信号（遅延パスとし
て表される）が、全てガードインターバル内に入るよう
にシステム設計を行うので、ガードインターバル外の遅
延パスは、全て干渉雑音（干渉または雑音）とみなして
カットする。次に、電力が最大のパス（図示の例では、
直接波に相当する直接パス）よりもTh[dB]以上低いパス
（図示の例では２番目のパス）も干渉雑音とみなしてカ
ットする。図７では、カットされたパスには、Ｘ印を付
している。以上の操作により、図７（ａ）で示したイン
パルス応答は、図７（ｂ）で示したインパルス応答に補
正される。
補正を行うことにより特性改善をする。図７は、インパ
ルス応答の補正方法を説明する模式図である。図７
（ａ）において、太い矢印がインパルス応答の電力値を
表している。まず、主要な遅延した信号（遅延パスとし
て表される）が、全てガードインターバル内に入るよう
にシステム設計を行うので、ガードインターバル外の遅
延パスは、全て干渉雑音（干渉または雑音）とみなして
カットする。次に、電力が最大のパス（図示の例では、
直接波に相当する直接パス）よりもTh[dB]以上低いパス
（図示の例では２番目のパス）も干渉雑音とみなしてカ
ットする。図７では、カットされたパスには、Ｘ印を付
している。以上の操作により、図７（ａ）で示したイン
パルス応答は、図７（ｂ）で示したインパルス応答に補
正される。
【００４５】再び図５に戻って説明を続ける。これより
以下の説明では、ユーザkごとの伝搬ベクトルａkを用い
て説明する。Ｓ３３において、希望ユーザ（k=1とす
る）を含む全てのユーザの伝搬路について、それぞれ伝
搬路の推定結果であるインパルス応答ａkをフーリエ変
換してＦａkを得る。Ｓ３４において、式(9)の相関ベク
トルｖの第２行目の式にしたがって、Ｆａ1と拡散符号
ベクトルＣ1（ユーザk=1に割り当てられた拡散符号）と
から相関ベクトルｖを算出する。一方、Ｓ３５において
は、全ユーザ（k=1〜K）について、上述したＳ３２にお
けるインパルス応答の補正処理でカットしたパスの電力
から雑音電力ＰNを推定する。
以下の説明では、ユーザkごとの伝搬ベクトルａkを用い
て説明する。Ｓ３３において、希望ユーザ（k=1とす
る）を含む全てのユーザの伝搬路について、それぞれ伝
搬路の推定結果であるインパルス応答ａkをフーリエ変
換してＦａkを得る。Ｓ３４において、式(9)の相関ベク
トルｖの第２行目の式にしたがって、Ｆａ1と拡散符号
ベクトルＣ1（ユーザk=1に割り当てられた拡散符号）と
から相関ベクトルｖを算出する。一方、Ｓ３５において
は、全ユーザ（k=1〜K）について、上述したＳ３２にお
けるインパルス応答の補正処理でカットしたパスの電力
から雑音電力ＰNを推定する。
【００４６】雑音電力ＰNの推定について詳述する。希
望ユーザ以外の他ユーザの移動局からの受信信号は、希
望ユーザの移動局からの受信信号とは、必ずしもシンボ
ル同期がとれていない。そのため、希望ユーザの移動局
からの受信信号の、１シンボル内において、他ユーザの
移動局からの受信信号は、隣接する２つのシンボルを部
分的に含んでいる状態となり得る。しかし、ここでは計
算を簡単にするため、他ユーザも希望ユーザと同じタイ
ミングでシンボルを伝送するものとする。基地局が下り
回線で供給する下りパイロット信号に同期して、移動局
が送信信号を送信することとし、かつ、移動局が基地局
から所定の距離内にあるようにシステム設計しており、
他ユーザの移動局からの受信信号を、ガードインターバ
ル内に収めることができるので、離散フーリエ変換する
範囲内では、他ユーザも希望ユーザと同じタイミングで
シンボルを伝送しているに等しい。
望ユーザ以外の他ユーザの移動局からの受信信号は、希
望ユーザの移動局からの受信信号とは、必ずしもシンボ
ル同期がとれていない。そのため、希望ユーザの移動局
からの受信信号の、１シンボル内において、他ユーザの
移動局からの受信信号は、隣接する２つのシンボルを部
分的に含んでいる状態となり得る。しかし、ここでは計
算を簡単にするため、他ユーザも希望ユーザと同じタイ
ミングでシンボルを伝送するものとする。基地局が下り
回線で供給する下りパイロット信号に同期して、移動局
が送信信号を送信することとし、かつ、移動局が基地局
から所定の距離内にあるようにシステム設計しており、
他ユーザの移動局からの受信信号を、ガードインターバ
ル内に収めることができるので、離散フーリエ変換する
範囲内では、他ユーザも希望ユーザと同じタイミングで
シンボルを伝送しているに等しい。
【００４７】上述した式(9)のＲの２行目の式におい
て、Ｆｎｎ†Ｆ†の項には、他のユーザとの干渉成分と
雑音成分とが混じっているので、評価が難しい。そこ
で、式(9)を参考にして、他ユーザの伝搬ベクトルも考
慮した相関行列を、次式の通りとする。
て、Ｆｎｎ†Ｆ†の項には、他のユーザとの干渉成分と
雑音成分とが混じっているので、評価が難しい。そこ
で、式(9)を参考にして、他ユーザの伝搬ベクトルも考
慮した相関行列を、次式の通りとする。
【数１３】
ここで、ａkはユーザkの伝搬ベクトル、Ｃkはユーザkの
拡散符号ベクトル、Ｐ Nは雑音電力、Ｉは単位行列を表
す。ＰNは、図５のＳ３２において、各ユーザkについて
伝搬ベクトルａkを求める際に、カットしたパスの総電
力を求めて、この総電力を全てのユーザkについて平均
した値を雑音電力ＰNとする。上述した式によって、マ
ルチユーザ干渉と雑音とを、完全ではないが、ほぼ分離
して評価した上で、相関行列Ｒが得られる。Ｓ３６にお
いては、相関行列Ｒの計算を行う。Ｓ３７において、重
みベクトルを計算する。全てのユーザkのフーリエ変換
された伝搬路の推定結果（伝搬ベクトルａk）と、全て
のユーザkに割り当てられた拡散符号ベクトルＣkの情報
（レプリカ）と、雑音電力ＰNの推定値とに基づいて、
式(9)に示した希望ユーザ（k=1）の重みベクトルｗを計
算する。
拡散符号ベクトル、Ｐ Nは雑音電力、Ｉは単位行列を表
す。ＰNは、図５のＳ３２において、各ユーザkについて
伝搬ベクトルａkを求める際に、カットしたパスの総電
力を求めて、この総電力を全てのユーザkについて平均
した値を雑音電力ＰNとする。上述した式によって、マ
ルチユーザ干渉と雑音とを、完全ではないが、ほぼ分離
して評価した上で、相関行列Ｒが得られる。Ｓ３６にお
いては、相関行列Ｒの計算を行う。Ｓ３７において、重
みベクトルを計算する。全てのユーザkのフーリエ変換
された伝搬路の推定結果（伝搬ベクトルａk）と、全て
のユーザkに割り当てられた拡散符号ベクトルＣkの情報
（レプリカ）と、雑音電力ＰNの推定値とに基づいて、
式(9)に示した希望ユーザ（k=1）の重みベクトルｗを計
算する。
【００４８】最後に、図８〜図１０を参照して、本発明
のマルチキャリヤCDMA受信装置を計算機シミュレーショ
ンした結果を説明する。図８は、単局ユーザのみで他局
ユーザが存在しない（マルチユーザ干渉がない）場合に
おいて、インパルス応答推定値の補正を行わないときの
BER（ビット誤り率）特性を示す線図である。Eb/No（１
ビットあたりの信号エネルギー／片側雑音電力スペクト
ル密度）に対するBERを、パイロットシンボル数（q0）
をパラメータとして示している。拡散符号ベクトルＣに
は符号長（チップ数）32の直交ゴールド符号を用いてい
る。干渉移動局はなく、付加的白色ガウス雑音（AWGN）
伝送路とする。このとき、ビット誤り率特性は、パイロ
ットシンボル数（q0）が少ないほど特性が劣化してお
り、これはインパルス応答推定値の推定誤差が原因と考
えられる。
のマルチキャリヤCDMA受信装置を計算機シミュレーショ
ンした結果を説明する。図８は、単局ユーザのみで他局
ユーザが存在しない（マルチユーザ干渉がない）場合に
おいて、インパルス応答推定値の補正を行わないときの
BER（ビット誤り率）特性を示す線図である。Eb/No（１
ビットあたりの信号エネルギー／片側雑音電力スペクト
ル密度）に対するBERを、パイロットシンボル数（q0）
をパラメータとして示している。拡散符号ベクトルＣに
は符号長（チップ数）32の直交ゴールド符号を用いてい
る。干渉移動局はなく、付加的白色ガウス雑音（AWGN）
伝送路とする。このとき、ビット誤り率特性は、パイロ
ットシンボル数（q0）が少ないほど特性が劣化してお
り、これはインパルス応答推定値の推定誤差が原因と考
えられる。
【００４９】図９は、単局ユーザのみで他局ユーザが存
在しない（マルチユーザ干渉がない）場合において、イ
ンパルス応答推定値の補正を行ったときのBER（ビット
誤り率）特性を示す線図である。図中、比較のため、イ
ンパルス応答推定値の補正を行わないときのBER特性を
一部、図８からコピーして黒のプロットで示している。
伝搬路等の条件は図８の場合と同様である。図７に示し
たインパルス応答推定値の補正を行うことでビット誤り
率特性が改善されることがわかる。なお、ここではスレ
ッショルドThを６dBとしたが、この値は伝搬路によって
最適な値を選択する必要がある。
在しない（マルチユーザ干渉がない）場合において、イ
ンパルス応答推定値の補正を行ったときのBER（ビット
誤り率）特性を示す線図である。図中、比較のため、イ
ンパルス応答推定値の補正を行わないときのBER特性を
一部、図８からコピーして黒のプロットで示している。
伝搬路等の条件は図８の場合と同様である。図７に示し
たインパルス応答推定値の補正を行うことでビット誤り
率特性が改善されることがわかる。なお、ここではスレ
ッショルドThを６dBとしたが、この値は伝搬路によって
最適な値を選択する必要がある。
【００５０】図１０は、多元接続を行うために他局ユー
ザが存在する（マルチユーザ干渉がある）場合におけ
る、ユーザ数に対する平均SINR（信号対干渉雑音比）特
性を示す線図である。Eb/No＝30[dB]、パイロットシン
ボル数q0=8、伝搬路は２波モデルとし、フェージング変
動は十分遅く、１フレーム（パイロットとデータシンボ
ルのセット）内の伝搬ベクトルａkは一定であるとす
る。また、簡単化のため同期システムで評価した。比較
対象として、単一ユーザ受信で用いられるフェージング
補償方式を用いた場合と、収束が速いことで知られるRL
SアルゴリズムによるMMSE合成方式を用いた場合につい
ても図示している。
ザが存在する（マルチユーザ干渉がある）場合におけ
る、ユーザ数に対する平均SINR（信号対干渉雑音比）特
性を示す線図である。Eb/No＝30[dB]、パイロットシン
ボル数q0=8、伝搬路は２波モデルとし、フェージング変
動は十分遅く、１フレーム（パイロットとデータシンボ
ルのセット）内の伝搬ベクトルａkは一定であるとす
る。また、簡単化のため同期システムで評価した。比較
対象として、単一ユーザ受信で用いられるフェージング
補償方式を用いた場合と、収束が速いことで知られるRL
SアルゴリズムによるMMSE合成方式を用いた場合につい
ても図示している。
【００５１】単一ユーザ受信のフェージング補償方式で
は、他局の伝搬路特性等を考慮していないため、２ユー
ザ多重でSINRが急激に低下している。また、RLSではパ
イロットシンボル数が足りないため、重みベクトルが収
束せず、多重数が多いときのSINRの低下が大きくなって
いる。一方、本発明の方式は、多重数の増加に伴ってSI
NRが低下するものの急激な劣化はみられず、比較した２
つの方式よりも良い特性が得られていることがわかる。
は、他局の伝搬路特性等を考慮していないため、２ユー
ザ多重でSINRが急激に低下している。また、RLSではパ
イロットシンボル数が足りないため、重みベクトルが収
束せず、多重数が多いときのSINRの低下が大きくなって
いる。一方、本発明の方式は、多重数の増加に伴ってSI
NRが低下するものの急激な劣化はみられず、比較した２
つの方式よりも良い特性が得られていることがわかる。
【００５２】上述した説明では、インパルス応答による
伝搬ベクトルを用いて重みベクトルを算出している。し
かし、このようにして算出された重みベクトルを初期値
として、従来の重みベクトル算出用のMMSE型適応アルゴ
リズムを用いて重みベクトルを逐次更新させてもよい。
逐次更新されるにつれて、重みベクトルの推定精度が向
上し、また、重みベクトルを伝搬路変動に追従させるこ
とができる。
伝搬ベクトルを用いて重みベクトルを算出している。し
かし、このようにして算出された重みベクトルを初期値
として、従来の重みベクトル算出用のMMSE型適応アルゴ
リズムを用いて重みベクトルを逐次更新させてもよい。
逐次更新されるにつれて、重みベクトルの推定精度が向
上し、また、重みベクトルを伝搬路変動に追従させるこ
とができる。
【００５３】その際、同じ１フレームの最初のパイロッ
トシンボルからこのフレームの最後のデータシンボルま
で、先に算出された重みベクトルを初期値として、MMSE
型適応アルゴリズムを用いて重みベクトルを逐次更新さ
せる。あるいは、同じ１フレームのデータシンボルの最
初からの最後までを、先に算出された重みベクトルを初
期値として、MMSE型適応アルゴリズムを用いて重みベク
トルを逐次更新させる。いずれの場合も、データシンボ
ル区間では、この重みベクトルを用いて次々に合成され
たデータシンボルを、送信されたデータシンボルの仮判
定データシンボルとして、MMSE型適応アルゴリズムを適
用する。あるいは、先に算出された重みベクトルを初期
値として、同じ１フレームのパイロットシンボル区間に
おいてMMSE型適応アルゴリズムを用いて重みベクトルを
逐次更新させてもよい。更新された所定値の重みベクト
ルを用いて、同じ１フレームのデータシンボル区間にお
いて、送信されたデータシンボルを合成してもよい。
トシンボルからこのフレームの最後のデータシンボルま
で、先に算出された重みベクトルを初期値として、MMSE
型適応アルゴリズムを用いて重みベクトルを逐次更新さ
せる。あるいは、同じ１フレームのデータシンボルの最
初からの最後までを、先に算出された重みベクトルを初
期値として、MMSE型適応アルゴリズムを用いて重みベク
トルを逐次更新させる。いずれの場合も、データシンボ
ル区間では、この重みベクトルを用いて次々に合成され
たデータシンボルを、送信されたデータシンボルの仮判
定データシンボルとして、MMSE型適応アルゴリズムを適
用する。あるいは、先に算出された重みベクトルを初期
値として、同じ１フレームのパイロットシンボル区間に
おいてMMSE型適応アルゴリズムを用いて重みベクトルを
逐次更新させてもよい。更新された所定値の重みベクト
ルを用いて、同じ１フレームのデータシンボル区間にお
いて、送信されたデータシンボルを合成してもよい。
【００５４】この他、１フレーム内のパイロットシンボ
ル区間において生成された重みベクトルを用いて合成さ
れたデータシンボルを、仮判定されたデータシンボルと
して、パイロットシンボルとともに新たにパイロットシ
ンボルと見なすことができる。したがって、再びインパ
ルス応答推定に基づいて重みベクトルを更新することに
より、送信されたデータシンボルを合成できる。また、
新たなパイロットシンボル区間において、従来のMMSE型
適応アルゴリズムにより重みベクトルを逐次更新させ、
更新された重みベクトルを用いて送信されたデータシン
ボルを合成できる。以下、仮判定したデータシンボルを
用いて重みベクトルの精度を向上させる実施の形態につ
いて説明する。
ル区間において生成された重みベクトルを用いて合成さ
れたデータシンボルを、仮判定されたデータシンボルと
して、パイロットシンボルとともに新たにパイロットシ
ンボルと見なすことができる。したがって、再びインパ
ルス応答推定に基づいて重みベクトルを更新することに
より、送信されたデータシンボルを合成できる。また、
新たなパイロットシンボル区間において、従来のMMSE型
適応アルゴリズムにより重みベクトルを逐次更新させ、
更新された重みベクトルを用いて送信されたデータシン
ボルを合成できる。以下、仮判定したデータシンボルを
用いて重みベクトルの精度を向上させる実施の形態につ
いて説明する。
【００５５】図１１は、本発明のマルチキャリヤＣＤＭ
Ａ受信装置の、他の実施の形態を示すブロック構成図で
ある。図中、図４と同様な部分には同じ符号を付して説
明を省略する。４１はチャネル推定部、４２はデータシ
ンボルレプリカ生成部である。データシンボルレプリカ
生成部４２は、ＱＰＳＫ復調された受信データを送信さ
れたデータであると仮定して、まず、送信されたデータ
シンボルを仮判定する。この仮判定データシンボルの情
報に基づいて、この仮判定データシンボルの送信信号
（波形）、すなわち、データシンボルレプリカを生成す
る。
Ａ受信装置の、他の実施の形態を示すブロック構成図で
ある。図中、図４と同様な部分には同じ符号を付して説
明を省略する。４１はチャネル推定部、４２はデータシ
ンボルレプリカ生成部である。データシンボルレプリカ
生成部４２は、ＱＰＳＫ復調された受信データを送信さ
れたデータであると仮定して、まず、送信されたデータ
シンボルを仮判定する。この仮判定データシンボルの情
報に基づいて、この仮判定データシンボルの送信信号
（波形）、すなわち、データシンボルレプリカを生成す
る。
【００５６】チャネル推定部４１は、データシンボルレ
プリカ生成部４２が出力するデータシンボルレプリカ
を、希望ユーザのデータシンボルレプリカとして入力す
る。同時に、他の全てのユーザの各受信装置からも、上
述した希望ユーザの受信装置と同様に、受信データを送
信されたデータと仮判定して、各ユーザの仮判定データ
シンボルの情報に基づいて生成されたデータシンボルレ
プリカを入力する。希望ユーザおよび他ユーザからなる
全てのユーザの各データシンボルレプリカは、図４にお
いて使用していた全ユーザの各パイロットシンボルレプ
リカと同様な既知のものとなる。
プリカ生成部４２が出力するデータシンボルレプリカ
を、希望ユーザのデータシンボルレプリカとして入力す
る。同時に、他の全てのユーザの各受信装置からも、上
述した希望ユーザの受信装置と同様に、受信データを送
信されたデータと仮判定して、各ユーザの仮判定データ
シンボルの情報に基づいて生成されたデータシンボルレ
プリカを入力する。希望ユーザおよび他ユーザからなる
全てのユーザの各データシンボルレプリカは、図４にお
いて使用していた全ユーザの各パイロットシンボルレプ
リカと同様な既知のものとなる。
【００５７】したがって、各ユーザの、パイロットシン
ボルレプリカとデータシンボルレプリカとを合わせた１
フレーム中のシンボルのレプリカは、図４において使用
した各ユーザのパイロットシンボルのレプリカと同様に
用いることができる。その結果、チャネル推定部４１
は、データシンボル区間の受信信号も入力し、パイロッ
トシンボル区間に加えてデータシンボル区間において、
チャネル推定を行うことができる。ここで、データシン
ボル区間の全てのデータシンボルについて仮判定するこ
とは必須でない。データシンボル区間の始めから少なく
とも１シンボルまでのデータシンボルについて仮判定す
れば、既知のシンボルを増加させて、より長い期間にわ
たって重みベクトルの計算を行うことができるので、重
みベクトルの精度が向上する。ただし、希望ユーザだけ
でなく、他ユーザの仮判定データシンボルも必要となる
場合がある。しかし、基地局における上り回線受信のよ
うに、「マルチユーザ受信」においては、他ユーザの仮
判定データを利用することが簡単にできるので、処理量
は増加するものの特に問題はない。
ボルレプリカとデータシンボルレプリカとを合わせた１
フレーム中のシンボルのレプリカは、図４において使用
した各ユーザのパイロットシンボルのレプリカと同様に
用いることができる。その結果、チャネル推定部４１
は、データシンボル区間の受信信号も入力し、パイロッ
トシンボル区間に加えてデータシンボル区間において、
チャネル推定を行うことができる。ここで、データシン
ボル区間の全てのデータシンボルについて仮判定するこ
とは必須でない。データシンボル区間の始めから少なく
とも１シンボルまでのデータシンボルについて仮判定す
れば、既知のシンボルを増加させて、より長い期間にわ
たって重みベクトルの計算を行うことができるので、重
みベクトルの精度が向上する。ただし、希望ユーザだけ
でなく、他ユーザの仮判定データシンボルも必要となる
場合がある。しかし、基地局における上り回線受信のよ
うに、「マルチユーザ受信」においては、他ユーザの仮
判定データを利用することが簡単にできるので、処理量
は増加するものの特に問題はない。
【００５８】なお、データシンボルレプリカ生成部４２
について説明を補足しておく。受信データを仮判定デー
タとして、これに基づいて、データシンボルレプリカを
受信装置側で生成する。この機能を実現するブロックを
データシンボルレプリカ生成部４２としている。より具
体的には、図１の送信装置構成と同様に、仮判定データ
をＱＰＳＫ変調して仮判定データシンボルを生成し、分
岐、拡散符号の乗算、逆拡散フーリエ変換、並直列変
換、ガードインターバル挿入を行う。したがって、あた
かも、図１１に示した受信装置の内部に送信装置を併せ
持つことになり、装置規模が複雑になる。しかし、ＱＰ
ＳＫシンボルでは送信信号（データシンボルレプリカ）
が４パターンしかないので、メモリ空間に４パターンの
送信信号を保存しておき、仮判定したデータシンボルの
情報に対応するパターンに応じて、メモリ空間から送信
信号を読み出せば、上述した逆拡散フーリエ変換等の複
雑な処理が不要になる。
について説明を補足しておく。受信データを仮判定デー
タとして、これに基づいて、データシンボルレプリカを
受信装置側で生成する。この機能を実現するブロックを
データシンボルレプリカ生成部４２としている。より具
体的には、図１の送信装置構成と同様に、仮判定データ
をＱＰＳＫ変調して仮判定データシンボルを生成し、分
岐、拡散符号の乗算、逆拡散フーリエ変換、並直列変
換、ガードインターバル挿入を行う。したがって、あた
かも、図１１に示した受信装置の内部に送信装置を併せ
持つことになり、装置規模が複雑になる。しかし、ＱＰ
ＳＫシンボルでは送信信号（データシンボルレプリカ）
が４パターンしかないので、メモリ空間に４パターンの
送信信号を保存しておき、仮判定したデータシンボルの
情報に対応するパターンに応じて、メモリ空間から送信
信号を読み出せば、上述した逆拡散フーリエ変換等の複
雑な処理が不要になる。
【００５９】以下の説明では、ある１フレームについ
て、そのデータシンボル区間の始めから所定のデータシ
ンボル（少なくとも１シンボル）までを仮判定する。こ
れをパイロットシンボルとともに用いて、同じ１フレー
ムのパイロットシンボル区間およびデータシンボル区間
の始めから所定のデータシンボルまで、に対して重みベ
クトルを更新する計算を行い、この更新された重みベク
トルを用いて、同じフレームの全データシンボル区間に
おいて、送信されたデータシンボルを再び合成する。た
だし、処理遅延が生じるため、１フレーム長のパケット
データである場合や、ファイル転送等に適する。ここ
で、上述した「所定のデータシンボル」とは、１シンボ
ルでもよいし、データシンボル区間の全データシンボル
でもよい。なお、図１１では、図４と対比するため、パ
イロットシンボルのレプリカとデータシンボルのレプリ
カを別々に生成するものとして図示している。しかし、
１フレーム中のパイロットシンボルとデータシンボル区
間の始めから所定のデータシンボルまでを合わせたもの
に対して、レプリカを一括生成してもよい。
て、そのデータシンボル区間の始めから所定のデータシ
ンボル（少なくとも１シンボル）までを仮判定する。こ
れをパイロットシンボルとともに用いて、同じ１フレー
ムのパイロットシンボル区間およびデータシンボル区間
の始めから所定のデータシンボルまで、に対して重みベ
クトルを更新する計算を行い、この更新された重みベク
トルを用いて、同じフレームの全データシンボル区間に
おいて、送信されたデータシンボルを再び合成する。た
だし、処理遅延が生じるため、１フレーム長のパケット
データである場合や、ファイル転送等に適する。ここ
で、上述した「所定のデータシンボル」とは、１シンボ
ルでもよいし、データシンボル区間の全データシンボル
でもよい。なお、図１１では、図４と対比するため、パ
イロットシンボルのレプリカとデータシンボルのレプリ
カを別々に生成するものとして図示している。しかし、
１フレーム中のパイロットシンボルとデータシンボル区
間の始めから所定のデータシンボルまでを合わせたもの
に対して、レプリカを一括生成してもよい。
【００６０】図１２は、仮判定データシンボルを用いて
行う重みベクトルの第１の更新方法を説明する模式図で
ある。図１１に示した受信機構成に対応する。ステップ
（Ｓ１）では、１フレーム中のパイロットシンボル区間
において、図６と同様の処理を行う。ただし、希望ユー
ザだけでなく、全ユーザk（k =1〜K）の受信信号につい
てそれぞれ行う。すなわち、全ユーザkのパイロットシ
ンボルのレプリカを用いて、全ユーザkの重みベクトル
（以後、これをｗkと表記する）をそれぞれ計算する。
行う重みベクトルの第１の更新方法を説明する模式図で
ある。図１１に示した受信機構成に対応する。ステップ
（Ｓ１）では、１フレーム中のパイロットシンボル区間
において、図６と同様の処理を行う。ただし、希望ユー
ザだけでなく、全ユーザk（k =1〜K）の受信信号につい
てそれぞれ行う。すなわち、全ユーザkのパイロットシ
ンボルのレプリカを用いて、全ユーザkの重みベクトル
（以後、これをｗkと表記する）をそれぞれ計算する。
【００６１】ステップ（Ｓ２）では、全ユーザk（k=1〜
K）の受信信号と全ユーザkの重みベクトルｗkを用い
て、全ユーザkのデータシンボルをそれぞれ仮判定す
る。すなわち、パイロットシンボルを用いて求めた全ユ
ーザkの重みベクトルｗkによって全ユーザのデータシン
ボルを仮判定する。処理区間は、データシンボル区間の
始めから所定のデータシンボルまでである。なお、既に
説明したように、データシンボル区間の全てのデータシ
ンボルでもよい。１フレーム中のデータシンボル区間の
始めから所定のデータシンボルまでにおいて、データシ
ンボルをパイロットシンボルと同じと見なすことができ
る。全ユーザkに関して、既知のパイロットシンボルと
仮判定されたデータシンボルを基にして、１フレーム中
の送信信号（パイロットシンボル区間およびデータシン
ボル区間の始めから所定のデータシンボルまで）につい
て、レプリカ（時間軸信号）を再構成する。
K）の受信信号と全ユーザkの重みベクトルｗkを用い
て、全ユーザkのデータシンボルをそれぞれ仮判定す
る。すなわち、パイロットシンボルを用いて求めた全ユ
ーザkの重みベクトルｗkによって全ユーザのデータシン
ボルを仮判定する。処理区間は、データシンボル区間の
始めから所定のデータシンボルまでである。なお、既に
説明したように、データシンボル区間の全てのデータシ
ンボルでもよい。１フレーム中のデータシンボル区間の
始めから所定のデータシンボルまでにおいて、データシ
ンボルをパイロットシンボルと同じと見なすことができ
る。全ユーザkに関して、既知のパイロットシンボルと
仮判定されたデータシンボルを基にして、１フレーム中
の送信信号（パイロットシンボル区間およびデータシン
ボル区間の始めから所定のデータシンボルまで）につい
て、レプリカ（時間軸信号）を再構成する。
【００６２】ステップ（Ｓ３）では、受信信号（パイロ
ットシンボル区間およびデータシンボル区間の始めから
所定のデータシンボルまで）と、既に得られている全ユ
ーザkの［パイロットシンボル＋仮判定データシンボ
ル］のレプリカを新たなパイロットシンボルと見なした
ものを用いて、再びインパルス応答値を推定し、希望ユ
ーザの重みベクトルｗを計算し直す。ステップ（Ｓ４）
において、データシンボル区間において、受信信号と希
望ユーザの重みベクトルｗとを用いて、希望ユーザのデ
ータシンボルを合成（判定）する。
ットシンボル区間およびデータシンボル区間の始めから
所定のデータシンボルまで）と、既に得られている全ユ
ーザkの［パイロットシンボル＋仮判定データシンボ
ル］のレプリカを新たなパイロットシンボルと見なした
ものを用いて、再びインパルス応答値を推定し、希望ユ
ーザの重みベクトルｗを計算し直す。ステップ（Ｓ４）
において、データシンボル区間において、受信信号と希
望ユーザの重みベクトルｗとを用いて、希望ユーザのデ
ータシンボルを合成（判定）する。
【００６３】図１３は、仮判定データシンボルを用いて
行う重みベクトルの第２の更新方法を説明する模式図で
ある。基本的には、図１１に示した受信機構成をとる
が、重みベクトルを更新するための構成は異なる。イン
パルス応答の推定に関しては、図１２に示した上半分の
説明図と同様であるので説明を省略する。先に説明した
図１２においては、ステップ（Ｓ３）において、重みベ
クトルを更新する再計算を、インパルス応答の推定で行
っていたのに対し、この第２の更新方法では、従来のMM
SE（最小２乗平均誤差）型適応アルゴリズムによって更
新させるというものである。この更新計算の相違によっ
て、仮判定データシンボルの生成までのステップ（Ｓ
１），（Ｓ２）の処理が変更され、希望ユーザのデータ
シンボルだけを仮判定すればよい。また、仮判定データ
シンボルの情報が得られればよく、そのレプリカは必要
としない。ステップ（Ｓ４）については同じである。フ
レーム内のシンボル数が十分多い場合に、この重みベク
トルの逐次更新によるMMSE型適応アルゴリズムが有効で
ある。
行う重みベクトルの第２の更新方法を説明する模式図で
ある。基本的には、図１１に示した受信機構成をとる
が、重みベクトルを更新するための構成は異なる。イン
パルス応答の推定に関しては、図１２に示した上半分の
説明図と同様であるので説明を省略する。先に説明した
図１２においては、ステップ（Ｓ３）において、重みベ
クトルを更新する再計算を、インパルス応答の推定で行
っていたのに対し、この第２の更新方法では、従来のMM
SE（最小２乗平均誤差）型適応アルゴリズムによって更
新させるというものである。この更新計算の相違によっ
て、仮判定データシンボルの生成までのステップ（Ｓ
１），（Ｓ２）の処理が変更され、希望ユーザのデータ
シンボルだけを仮判定すればよい。また、仮判定データ
シンボルの情報が得られればよく、そのレプリカは必要
としない。ステップ（Ｓ４）については同じである。フ
レーム内のシンボル数が十分多い場合に、この重みベク
トルの逐次更新によるMMSE型適応アルゴリズムが有効で
ある。
【００６４】ステップ（Ｓ１１）では、１フレーム中の
パイロットシンボル区間において、図６と同様の処理を
行う。全ユーザのパイロットシンボルのレプリカを用い
て、希望ユーザの重みベクトルｗを計算する。ステップ
（Ｓ１２）では、１フレーム中のデータシンボル区間の
始めから所定のシンボル（少なくとも１シンボル、デー
タシンボル区間の全てのデータシンボルでもよい）まで
において、受信信号と希望ユーザの重みベクトルｗを用
いて、希望ユーザのデータシンボルを仮判定する。希望
ユーザに関して、既知のパイロットシンボルと仮判定さ
れたデータシンボルとを基にして、１フレーム中の送信
シンボル（パイロットシンボルおよび仮判定データシン
ボル）情報を再構成する。
パイロットシンボル区間において、図６と同様の処理を
行う。全ユーザのパイロットシンボルのレプリカを用い
て、希望ユーザの重みベクトルｗを計算する。ステップ
（Ｓ１２）では、１フレーム中のデータシンボル区間の
始めから所定のシンボル（少なくとも１シンボル、デー
タシンボル区間の全てのデータシンボルでもよい）まで
において、受信信号と希望ユーザの重みベクトルｗを用
いて、希望ユーザのデータシンボルを仮判定する。希望
ユーザに関して、既知のパイロットシンボルと仮判定さ
れたデータシンボルとを基にして、１フレーム中の送信
シンボル（パイロットシンボルおよび仮判定データシン
ボル）情報を再構成する。
【００６５】ステップ（Ｓ１３）において、１フレーム
中の受信信号の、それぞれのパイロット信号およびデー
タ信号について、希望ユーザの重みベクトルｗをMMSE型
適応アルゴリズムにより計算し直す。具体的には、ステ
ップ（Ｓ１１）のパイロットシンボル区間において得ら
れた重みベクトルｗを初期値とし、受信信号（パイロッ
トシンボル区間およびデータシンボル区間の始めから所
定のデータシンボルまで）と、ステップ（Ｓ１２）で得
られた希望ユーザの［パイロットシンボル＋仮判定デー
タシンボル］情報をパイロットシンボル情報と見なした
ものを用いて、希望ユーザの重みベクトルｗを計算し直
すことによって、重みベクトルの精度を向上させる。
中の受信信号の、それぞれのパイロット信号およびデー
タ信号について、希望ユーザの重みベクトルｗをMMSE型
適応アルゴリズムにより計算し直す。具体的には、ステ
ップ（Ｓ１１）のパイロットシンボル区間において得ら
れた重みベクトルｗを初期値とし、受信信号（パイロッ
トシンボル区間およびデータシンボル区間の始めから所
定のデータシンボルまで）と、ステップ（Ｓ１２）で得
られた希望ユーザの［パイロットシンボル＋仮判定デー
タシンボル］情報をパイロットシンボル情報と見なした
ものを用いて、希望ユーザの重みベクトルｗを計算し直
すことによって、重みベクトルの精度を向上させる。
【００６６】MMSE型適応アルゴリズムでは、既に説明し
たように、(9)式における、Ｒの第１番目の関係式にし
たがって、離散フーリエ変換された受信信号Ｙ（q）に
関する第１の相関式のアンサンブル平均をとる。一方、
ｖの第１番目の関係式にしたがって、離散フーリエ変換
した受信信号Ｙ（q）に関する第２の相関式のアンサン
ブル平均をとる。ここで、d*(q)に、上述した希望ユー
ザの送信シンボル（パイロットシンボル＋仮判定データ
シンボル）の値が代入される。その結果、最終的には、
１フレームの終了時に、(9)式のｗ＝Ｒ-1ｖにより、重
みベクトルｗが更新される。ステップ（Ｓ４）について
は、図１２と同様に、データシンボル区間において、希
望ユーザのデータシンボルを判定する。なお、この更新
方法において、（Ｓ１２）を省略して仮判定データシン
ボル数を０とすれば、既に説明したような、先に算出さ
れた重みベクトルを初期値として、同じ１フレームのパ
イロットシンボル区間においてMMSE型適応アルゴリズム
を用いて重みベクトルを逐次更新させ、更新された所定
値の重みベクトルを用いて、同じ１フレームのデータシ
ンボル区間において、送信されたデータシンボルを合成
する場合に一致する。
たように、(9)式における、Ｒの第１番目の関係式にし
たがって、離散フーリエ変換された受信信号Ｙ（q）に
関する第１の相関式のアンサンブル平均をとる。一方、
ｖの第１番目の関係式にしたがって、離散フーリエ変換
した受信信号Ｙ（q）に関する第２の相関式のアンサン
ブル平均をとる。ここで、d*(q)に、上述した希望ユー
ザの送信シンボル（パイロットシンボル＋仮判定データ
シンボル）の値が代入される。その結果、最終的には、
１フレームの終了時に、(9)式のｗ＝Ｒ-1ｖにより、重
みベクトルｗが更新される。ステップ（Ｓ４）について
は、図１２と同様に、データシンボル区間において、希
望ユーザのデータシンボルを判定する。なお、この更新
方法において、（Ｓ１２）を省略して仮判定データシン
ボル数を０とすれば、既に説明したような、先に算出さ
れた重みベクトルを初期値として、同じ１フレームのパ
イロットシンボル区間においてMMSE型適応アルゴリズム
を用いて重みベクトルを逐次更新させ、更新された所定
値の重みベクトルを用いて、同じ１フレームのデータシ
ンボル区間において、送信されたデータシンボルを合成
する場合に一致する。
【００６７】先に図１２を参照して説明した重みベクト
ルの更新方法では、「パイロット信号による伝搬路の推
定→仮判定→パイロット信号とデータ信号による伝搬路
の推定→判定」というように、伝搬路の推定とデータの
判定を繰り返している。したがって、受信における処理
時間の遅延を許すならば、すなわち、電話のようなリア
ルタイム通信ではなく、パケット通信や、静止画像等の
ファイル転送であれば、伝搬路の推定を繰り返し行うこ
とにより、重みベクトルの精度、すなわち、送信された
データシンボルの推定精度を上げることが可能である。
ルの更新方法では、「パイロット信号による伝搬路の推
定→仮判定→パイロット信号とデータ信号による伝搬路
の推定→判定」というように、伝搬路の推定とデータの
判定を繰り返している。したがって、受信における処理
時間の遅延を許すならば、すなわち、電話のようなリア
ルタイム通信ではなく、パケット通信や、静止画像等の
ファイル転送であれば、伝搬路の推定を繰り返し行うこ
とにより、重みベクトルの精度、すなわち、送信された
データシンボルの推定精度を上げることが可能である。
【００６８】図１４は、仮判定データシンボルを用いて
行う重みベクトルの第３の更新方法を説明する模式図で
ある。図中、図１２と同じ処理を行うステップについて
は、同じステップ番号を付している。図１２のステップ
（Ｓ２）とステップ（Ｓ３）との間に、パイロット信号
とデータ信号とによる伝搬路の推定を行うステップ（Ｓ
２１），（Ｓ２２）を挿入することにより、全ユーザk
（k＝１〜K）について、データシンボルの仮判定を２回
行っている。
行う重みベクトルの第３の更新方法を説明する模式図で
ある。図中、図１２と同じ処理を行うステップについて
は、同じステップ番号を付している。図１２のステップ
（Ｓ２）とステップ（Ｓ３）との間に、パイロット信号
とデータ信号とによる伝搬路の推定を行うステップ（Ｓ
２１），（Ｓ２２）を挿入することにより、全ユーザk
（k＝１〜K）について、データシンボルの仮判定を２回
行っている。
【００６９】同様にして、「パイロット信号による伝搬
路の推定→仮判定→パイロット信号とデータ信号とによ
る伝搬路の推定→仮判定→パイロットとデータ信号によ
る伝搬路の推定→仮判定→・・・」とし、繰り返し回数
を１またはそれ以上として、複数回行うこともできる。
繰り返しのいずれの過程においても、データシンボル区
間の始めからの所定のデータシンボル、すなわち、仮判
定データシンボルは、最初の１シンボルだけでもよい
し、データシンボル区間の全てのデータシンボルでもよ
い。更新毎に仮判定データシンボルの数を変化させても
よい。例えば、重みベクトルの更新動作をする毎に、仮
判定データシンボルの個数を逐次増加させる。より具体
的には、仮判定データを最初はデータシンボル区間の最
初のiシンボル（iは正整数）までとし、次回は、これを
２iシンボルまでとし、更新回数が１回増える毎に、仮
判定データの数を＋iずつ増加させる。
路の推定→仮判定→パイロット信号とデータ信号とによ
る伝搬路の推定→仮判定→パイロットとデータ信号によ
る伝搬路の推定→仮判定→・・・」とし、繰り返し回数
を１またはそれ以上として、複数回行うこともできる。
繰り返しのいずれの過程においても、データシンボル区
間の始めからの所定のデータシンボル、すなわち、仮判
定データシンボルは、最初の１シンボルだけでもよい
し、データシンボル区間の全てのデータシンボルでもよ
い。更新毎に仮判定データシンボルの数を変化させても
よい。例えば、重みベクトルの更新動作をする毎に、仮
判定データシンボルの個数を逐次増加させる。より具体
的には、仮判定データを最初はデータシンボル区間の最
初のiシンボル（iは正整数）までとし、次回は、これを
２iシンボルまでとし、更新回数が１回増える毎に、仮
判定データの数を＋iずつ増加させる。
【００７０】仮判定データシンボルの数が多くなるほ
ど、理論的には伝搬路推定の精度が向上する。しかし、
仮判定データシンボルの数が多くなるほど、送信データ
シンボルの仮判定誤りの影響が大きくなるし、また、処
理に要する時間が長くなってしまう。したがって、この
ように、徐々に仮判定データシンボルの数を増やすこと
により、更新動作に要する処理遅延を抑制しながら、重
みベクトルの精度を、更新回数に応じて向上させること
ができる。なお、重みベクトルの更新時における重みベ
クトルの計算方法は、本発明のようなインパルス応答に
よる伝搬路の推定と、従来のMMSE型適応アルゴリズムと
を、交互に使用したり、混在させたりすることが可能で
ある。このほか、重みベクトルを計算できる方法が他に
あれば、他の計算方法を用いてもよい。ただし、計算に
使用するのに必要な情報やデータ等については、それぞ
れによって異なる。
ど、理論的には伝搬路推定の精度が向上する。しかし、
仮判定データシンボルの数が多くなるほど、送信データ
シンボルの仮判定誤りの影響が大きくなるし、また、処
理に要する時間が長くなってしまう。したがって、この
ように、徐々に仮判定データシンボルの数を増やすこと
により、更新動作に要する処理遅延を抑制しながら、重
みベクトルの精度を、更新回数に応じて向上させること
ができる。なお、重みベクトルの更新時における重みベ
クトルの計算方法は、本発明のようなインパルス応答に
よる伝搬路の推定と、従来のMMSE型適応アルゴリズムと
を、交互に使用したり、混在させたりすることが可能で
ある。このほか、重みベクトルを計算できる方法が他に
あれば、他の計算方法を用いてもよい。ただし、計算に
使用するのに必要な情報やデータ等については、それぞ
れによって異なる。
【００７１】図１５は、仮判定データシンボルを用いて
行う重みベクトルの第４の更新方法を説明する模式図で
ある。インパルス応答による伝搬路の推定と、従来のMM
SE型適応アルゴリズムの両者を使用した例である。図
中、図１２，図１４と同じ処理を行うステップについて
は、同じステップ番号を付している。図１２のステップ
（Ｓ２）とステップ（Ｓ３）との間に、従来のMMSE型適
応アルゴリズムを用い、全ユーザk（k＝１〜K）に関し
て、パイロット信号とデータ信号とによる伝搬路の推定
を行うステップ（Ｓ３１），（Ｓ２２）を挿入すること
により、データシンボルの仮判定を２回行っている。こ
の例においても、仮判定データシンボルは、最初の１シ
ンボルだけでもよいし、データシンボル区間の全てのデ
ータシンボルでもよいし、更新する毎に仮判定データシ
ンボルの数を変化させてもよい。
行う重みベクトルの第４の更新方法を説明する模式図で
ある。インパルス応答による伝搬路の推定と、従来のMM
SE型適応アルゴリズムの両者を使用した例である。図
中、図１２，図１４と同じ処理を行うステップについて
は、同じステップ番号を付している。図１２のステップ
（Ｓ２）とステップ（Ｓ３）との間に、従来のMMSE型適
応アルゴリズムを用い、全ユーザk（k＝１〜K）に関し
て、パイロット信号とデータ信号とによる伝搬路の推定
を行うステップ（Ｓ３１），（Ｓ２２）を挿入すること
により、データシンボルの仮判定を２回行っている。こ
の例においても、仮判定データシンボルは、最初の１シ
ンボルだけでもよいし、データシンボル区間の全てのデ
ータシンボルでもよいし、更新する毎に仮判定データシ
ンボルの数を変化させてもよい。
【００７２】上述した説明では、１フレームを単位とし
て、重みベクトルの計算と、送信されたデータシンボル
の合成処理を実行するものを説明した。しかし、伝搬路
特性の変動など、周囲環境の変化が影響を及ぼさない限
りにおいて、以前の１ないし数フレームにおける伝搬路
推定データを、以後のフレームにおいても用いてアンサ
ンブル平均を行ったり、以前の１ないし数フレームにお
ける重みベクトルを初期値として重みベクトルを更新し
たりしてもよい。
て、重みベクトルの計算と、送信されたデータシンボル
の合成処理を実行するものを説明した。しかし、伝搬路
特性の変動など、周囲環境の変化が影響を及ぼさない限
りにおいて、以前の１ないし数フレームにおける伝搬路
推定データを、以後のフレームにおいても用いてアンサ
ンブル平均を行ったり、以前の１ないし数フレームにお
ける重みベクトルを初期値として重みベクトルを更新し
たりしてもよい。
【００７３】
【発明の効果】上述した説明から明らかように、本発明
によれば、データ伝送用の送受信装置にパイロット信号
を挿入し、受信したパイロット信号を時間軸上で処理し
てインパルス応答値を求めるようにしたため、インパル
ス応答推定用のDS-CDMA系の送受信設備が不要であるの
で、装置規模が小さくなるという効果がある。上り回線
にマルチキャリヤＣＤＭＡを用いる場合のように他局ユ
ーザの干渉がある場合でも、この干渉除去が可能であ
り、また、従来のRLS法によるMMSE合成では重みベクト
ルが収束せずSINR等の向上が図れないような、少ないパ
イロットシンボル数でもMMSE合成が可能となるという効
果がある。さらに、仮判定データシンボルを用いれば、
重みベクトルを更新して重みベクトルの精度が向上する
という効果がある。
によれば、データ伝送用の送受信装置にパイロット信号
を挿入し、受信したパイロット信号を時間軸上で処理し
てインパルス応答値を求めるようにしたため、インパル
ス応答推定用のDS-CDMA系の送受信設備が不要であるの
で、装置規模が小さくなるという効果がある。上り回線
にマルチキャリヤＣＤＭＡを用いる場合のように他局ユ
ーザの干渉がある場合でも、この干渉除去が可能であ
り、また、従来のRLS法によるMMSE合成では重みベクト
ルが収束せずSINR等の向上が図れないような、少ないパ
イロットシンボル数でもMMSE合成が可能となるという効
果がある。さらに、仮判定データシンボルを用いれば、
重みベクトルを更新して重みベクトルの精度が向上する
という効果がある。
【図１】本発明のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置とと
もに用いるマルチキャリヤＣＤＭＡ送信装置のブロック
構成図である。
もに用いるマルチキャリヤＣＤＭＡ送信装置のブロック
構成図である。
【図２】データシンボルとパイロットシンボルを時間多
重したマルチキャリヤＣＤＭＡ方式のフレーム構成図で
ある。
重したマルチキャリヤＣＤＭＡ方式のフレーム構成図で
ある。
【図３】マルチキャリヤＣＤＭＡ方式の送信信号波形を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図４】本発明のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置のブ
ロック構成図である。
ロック構成図である。
【図５】パイロット信号から重みベクトルを算出するた
めの処理を示すフローチャートである。
めの処理を示すフローチャートである。
【図６】インパルス応答の推定方法を説明する模式図で
ある。
ある。
【図７】インパルス応答の補正方法を説明する模式図で
ある。
ある。
【図８】単局ユーザのみで他局ユーザが存在しない場合
において、インパルス応答の補正を行わないときのBER
（ビット誤り率）特性を示す線図である。
において、インパルス応答の補正を行わないときのBER
（ビット誤り率）特性を示す線図である。
【図９】単局ユーザのみで他局ユーザが存在しない場合
において、インパルス応答値の補正を行ったときのBER
（ビット誤り率）特性を示す線図である。
において、インパルス応答値の補正を行ったときのBER
（ビット誤り率）特性を示す線図である。
【図１０】多元接続を行うために他局ユーザが存在する
場合における、ユーザ数に対する平均SINR（信号対干渉
雑音比）特性を示す線図である。
場合における、ユーザ数に対する平均SINR（信号対干渉
雑音比）特性を示す線図である。
【図１１】本発明のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置
の、他の実施の形態を示すブロック構成図である。
の、他の実施の形態を示すブロック構成図である。
【図１２】図１１に示した受信機構成に対応し、仮判定
データシンボルを用いて行う重みベクトルの第１の更新
方法を説明する模式図である。
データシンボルを用いて行う重みベクトルの第１の更新
方法を説明する模式図である。
【図１３】仮判定データシンボルを用いて行う重みベク
トルの第２の更新方法を説明する模式図である。
トルの第２の更新方法を説明する模式図である。
【図１４】仮判定データシンボルを用いて行う重みベク
トルの第３の更新方法を説明する模式図である。
トルの第３の更新方法を説明する模式図である。
【図１５】仮判定データシンボルを用いて行う重みベク
トルの第４の更新方法を説明する模式図である。
トルの第４の更新方法を説明する模式図である。
１…多重化部、２…ＱＰＳＫ変調器、３…分岐回路、４
1〜４L…乗算器、５…逆離散フーリエ変換部、６…並直
列変換器、７…ガードインターバル挿入部、１１…多重
分離部、１２…ガードインターバル除去部、１３…チャ
ネル推定部、１４…直並列変換部、１５…離散フーリエ
変換部、１６1〜１６L…乗算器、１７…加算器、１８…
ＱＰＳＫ復調器、１９…離散フーリエ変換部、２０…重
みベクトル計算部
1〜４L…乗算器、５…逆離散フーリエ変換部、６…並直
列変換器、７…ガードインターバル挿入部、１１…多重
分離部、１２…ガードインターバル除去部、１３…チャ
ネル推定部、１４…直並列変換部、１５…離散フーリエ
変換部、１６1〜１６L…乗算器、１７…加算器、１８…
ＱＰＳＫ復調器、１９…離散フーリエ変換部、２０…重
みベクトル計算部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 藤田 千裕
神奈川県横須賀市光の丘３番４号 株式会
社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研
究所内
Ｆターム(参考） 5K022 EE01 EE31
Claims (12)
- 【請求項１】 データシンボルにパイロットシンボルが
時間多重された送信シンボル系列のシンボルに、拡散符
号の各チップの値を乗算し、乗算値のそれぞれによって
複数の直交するサブキャリヤを変調し、ガードインター
バルを挿入したものである、マルチキャリヤＣＤＭＡ信
号を受信するマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置であっ
て、 前記マルチキャリヤＣＤＭＡ信号を受信して、パイロッ
トシンボル区間を抽出し、該パイロットシンボル区間の
前記マルチキャリヤＣＤＭＡ信号と、全てのユーザのパ
イロットシンボル情報に基づいて、前記全てのユーザの
各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推定値を出力
するインパルス応答推定手段と、 希望ユーザの前記送信装置からの前記伝搬路のインパル
ス応答推定値を離散フーリエ変換したベクトルと、前記
希望ユーザの拡散符号ベクトル情報に応じて、前記希望
ユーザの相関ベクトルを生成する相関ベクトル生成手段
と、 前記全てのユーザの各送信装置からの伝搬路のインパル
ス応答推定値を離散フーリエ変換したベクトルと、前記
インパルス応答推定手段が前記全てのユーザの各送信装
置からの伝搬路のインパルス応答推定値を出力する際
に、インパルス応答の推定値から取り除いた干渉雑音成
分と、全てのユーザの拡散符号ベクトル情報に応じて、
前記受信されたマルチキャリヤＣＤＭＡ信号の相関行列
を生成する相関行列生成手段と、 前記相関ベクトルおよび前記相関行列に基づいて、前記
希望ユーザに対する重みベクトルを生成する重みベクト
ル生成手段と、 前記受信されたマルチキャリヤＣＤＭＡ信号のデータシ
ンボル区間を離散フーリエ変換したベクトルと前記重み
ベクトルを共役転置したものとを乗算し、前記希望ユー
ザの前記送信装置から送信されたデータシンボルを合成
する合成信号生成手段、 を有することを特徴とするマルチキャリヤＣＤＭＡ受信
装置。 - 【請求項２】 前記相関ベクトル生成手段は、前記希望
ユーザの送信装置からの前記伝搬路のインパルス応答推
定値を離散フーリエ変換したベクトルと、前記希望ユー
ザの拡散符号ベクトル情報とをベクトル要素ごとに乗算
するものであり、 前記相関行列生成手段は、前記全てのユーザについて、
前記各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推定値を
離散フーリエ変換したベクトルと各拡散符号ベクトル情
報とをベクトル要素ごとに乗算したベクトルと該ベクト
ルを共役転置したものとを乗算した行列を、全てのユー
ザについて加算し、さらに、前記干渉雑音成分を前記全
てのユーザについて平均化した値に単位行列を乗算した
行列を加算するものである、 ことを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリヤＣＤ
ＭＡ受信装置。 - 【請求項３】 前記インパルス応答推定手段は、前記パ
イロットシンボルの複数シンボルに対して算出された前
記インパルス応答推定値を平均化して出力する、 ことを特徴とする請求項１または２に記載のマルチキャ
リヤＣＤＭＡ受信装置。 - 【請求項４】 前記インパルス応答推定手段は、ガード
インターバル内のパスであって、かつ、最大電力パスに
応じて設定された閾値を超えるパスのみに基づいて、前
記インパルス応答推定値を出力する、 ことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に
記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置。 - 【請求項５】 前記重みベクトル生成手段が生成した前
記重みベクトルを初期値として、最小２乗平均誤差型適
応アルゴリズムを用いて前記重みベクトルを逐次更新す
る重みベクトル更新手段、 を有することを特徴とする請求項１から４までのいずれ
か１項に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置。 - 【請求項６】 請求項１から４までのいずれか１項に記
載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置と、重みベクトル
更新手段を有し、 前記重みベクトル更新手段は、前記請求項１から４まで
のいずれか１項に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装
置に対して、前記希望ユーザに対する重みベクトルを出
力させ、かつ、初期値として前記希望ユーザに対する重
みベクトルを用いて、前記パイロットシンボル区間の前
記マルチキャリヤＣＤＭＡ信号に対して、最小２乗平均
誤差型適応アルゴリズムにより前記重みベクトルを逐次
更新して、前記請求項１から４までのいずれか１項に記
載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置内の前記合成信号
生成手段に更新された前記重みベクトルを与えて、前記
希望ユーザの前記データシンボルを合成させるものであ
る、 ことを特徴とするマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置。 - 【請求項７】 データシンボルにパイロットシンボルが
時間多重された送信シンボル系列のシンボルに、拡散符
号の各チップの値を乗算し、乗算値のそれぞれによって
複数の直交するサブキャリヤを変調し、ガードインター
バルを挿入したものである、マルチキャリヤＣＤＭＡ信
号を受信するマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置であっ
て、 前記マルチキャリヤＣＤＭＡ信号を受信して、パイロッ
トシンボル区間を抽出し、該パイロットシンボル区間の
前記マルチキャリヤＣＤＭＡ信号と、全てのユーザのパ
イロットシンボル情報に基づいて、前記全てのユーザの
各送信装置からの伝搬路のインパルス応答推定値を出力
するインパルス応答推定手段と、 希望ユーザの前記送信装置からの前記伝搬路のインパル
ス応答推定値を離散フーリエ変換したベクトルと、前記
希望ユーザの拡散符号ベクトル情報に応じて、前記希望
ユーザの相関ベクトルを生成する相関ベクトル生成手段
と、 前記全てのユーザの各送信装置からの伝搬路のインパル
ス応答推定値を離散フーリエ変換したベクトルと、前記
インパルス応答推定手段が前記全てのユーザの各送信装
置からの伝搬路のインパルス応答推定値を出力する際
に、インパルス応答の推定値から取り除いた干渉雑音成
分と、前記全てのユーザの拡散符号ベクトル情報に応じ
て、受信されたマルチキャリヤＣＤＭＡ信号の相関行列
を生成する相関行列生成手段と、 前記相関ベクトルおよび前記相関行列に基づいて、前記
希望ユーザに対する重みベクトルを生成する重みベクト
ル生成手段と、 前記受信されたマルチキャリヤＣＤＭＡ信号のデータシ
ンボル区間の始めから少なくとも１シンボルまでを離散
フーリエ変換したベクトルと前記重みベクトルを共役転
置したものとを乗算し、前記希望ユーザの前記送信装置
から送信された少なくとも前記１シンボルまでのデータ
シンボルを合成する合成信号生成手段、 を有することを特徴とするマルチキャリヤＣＤＭＡ受信
装置。 - 【請求項８】 請求項７に記載のマルチキャリヤＣＤＭ
Ａ受信装置と、重みベクトル更新手段を有し、 前記重みベクトル更新手段は、前記請求項７に記載のマ
ルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対して、前記全てのユ
ーザの内、少なくとも前記希望ユーザの、前記データシ
ンボル区間の始めから少なくとも１シンボルまでのデー
タシンボルを仮判定データシンボルとして合成させ、前
記パイロットシンボル区間および前記データシンボル区
間の始めから少なくとも１シンボルまでの前記マルチキ
ャリヤＣＤＭＡ信号と、少なくとも前記希望ユーザの、
パイロットシンボル情報および前記仮判定データシンボ
ルに基づいて、少なくとも前記希望ユーザの前記重みベ
クトルを更新して、前記請求項７に記載のマルチキャリ
ヤＣＤＭＡ受信装置内の前記合成信号生成手段に、更新
された前記重みベクトルを与えて、少なくとも前記希望
ユーザの前記データシンボルを合成させるものである、 ことを特徴とするマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置。 - 【請求項９】 前記重みベクトル更新手段は、更新動作
を複数回繰り返すものである、 ことを特徴とする請求項８に記載のマルチキャリヤＣＤ
ＭＡ受信装置。 - 【請求項１０】 前記請求項７に記載のマルチキャリヤ
ＣＤＭＡ受信装置は、前記重みベクトル更新手段が前記
更新動作をする毎に、前記仮判定データシンボルとして
合成する前記データシンボルの個数を逐次増加させるも
のである、 ことを特徴とする請求項９に記載のマルチキャリヤＣＤ
ＭＡ受信装置。 - 【請求項１１】 請求項７に記載のマルチキャリヤＣＤ
ＭＡ受信装置と、重みベクトル更新手段を有し、 前記重みベクトル更新手段は、前記請求項７に記載のマ
ルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対して、前記全てのユ
ーザのそれぞれを前記希望ユーザとして、前記全てのユ
ーザの、前記データシンボル区間の始めから少なくとも
１シンボルまでのデータシンボルを仮判定データシンボ
ルとして合成させ、前記全てのユーザの、前記パイロッ
トシンボル情報および前記仮判定データシンボルの情報
を、新たなパイロットシンボル情報と見なし、かつ、前
記パイロットシンボル区間および前記データシンボル区
間の始めから少なくとも１シンボルまでを新たなパイロ
ットシンボル区間と見なして、前記請求項７に記載のマ
ルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対して、前記重みベク
トルを更新させて、前記希望ユーザの前記データシンボ
ルを合成させる、 ことを特徴とするマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置。 - 【請求項１２】 請求項７に記載のマルチキャリヤＣＤ
ＭＡ受信装置と、重みベクトル更新手段を有し、 前記重みベクトル更新手段は、前記請求項７に記載のマ
ルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置に対して、前記希望ユー
ザの、前記データシンボル区間の始めから少なくとも１
シンボルまでを仮判定データシンボルとして合成させる
とともに、前記希望ユーザに対する重みベクトルを出力
させ、前記希望ユーザの、前記パイロットシンボル情報
および前記仮判定データシンボルの情報を新たなパイロ
ットシンボル情報と見なし、かつ、初期値として前記希
望ユーザに対する重みベクトルを用いて、前記パイロッ
トシンボル区間および前記データシンボル区間の始めか
ら少なくとも１シンボルまでの前記マルチキャリヤＣＤ
ＭＡ信号に対して、最小２乗平均誤差型適応アルゴリズ
ムにより前記重みベクトルを逐次更新して、前記請求項
７に記載のマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置内の前記合
成信号生成手段に更新された前記重みベクトルを与え
て、前記希望ユーザの前記データシンボルを合成させる
ものである、 ことを特徴とするマルチキャリヤＣＤＭＡ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001330712A JP3880370B2 (ja) | 2001-08-24 | 2001-10-29 | マルチキャリヤｃｄｍａ受信装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001255024 | 2001-08-24 | ||
| JP2001-255024 | 2001-08-24 | ||
| JP2001330712A JP3880370B2 (ja) | 2001-08-24 | 2001-10-29 | マルチキャリヤｃｄｍａ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003143111A true JP2003143111A (ja) | 2003-05-16 |
| JP3880370B2 JP3880370B2 (ja) | 2007-02-14 |
Family
ID=26620966
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001330712A Expired - Fee Related JP3880370B2 (ja) | 2001-08-24 | 2001-10-29 | マルチキャリヤｃｄｍａ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3880370B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006098147A1 (ja) * | 2005-03-16 | 2006-09-21 | Fujitsu Limited | 多入力システムにおける無線通信装置及びチャンネル推定及び分離方法 |
| EP1715596A1 (en) * | 2004-02-12 | 2006-10-25 | NEC Corporation | Mobile communication system and wireless apparatus used therein |
| JP2006311083A (ja) * | 2005-04-27 | 2006-11-09 | Nec Corp | Ｃｄｍａ受信方法および装置ならびに無線通信システム |
| JP2007013584A (ja) * | 2005-06-30 | 2007-01-18 | Nec Corp | 等化装置および等化方法 |
| JP2008061244A (ja) * | 2006-08-28 | 2008-03-13 | Samsung Electronics Co Ltd | 広帯域無線接続システムにおける受信装置及び方法 |
| JP2009516482A (ja) * | 2005-11-15 | 2009-04-16 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線チャネルに関するチャネルインパルス応答推定を導くための方法および装置 |
| JP2010212926A (ja) * | 2009-03-10 | 2010-09-24 | Univ Of Tsukuba | 変調装置、復調装置、無線通信システム |
| WO2022086468A1 (en) * | 2020-10-19 | 2022-04-28 | Istanbul Medipol Universitesi | Channel-dependent mc-cdma utilizing adaptive spreading codes aided physical layer security |
-
2001
- 2001-10-29 JP JP2001330712A patent/JP3880370B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1715596A1 (en) * | 2004-02-12 | 2006-10-25 | NEC Corporation | Mobile communication system and wireless apparatus used therein |
| EP1715596A4 (en) * | 2004-02-12 | 2012-04-18 | Nec Corp | MOBILE COMMUNICATION SYSTEM AND WIRELESS APPARATUS UTILIZED THEREIN |
| US7852906B2 (en) | 2005-03-16 | 2010-12-14 | Fujitsu Limited | Wireless communication device and channel estimation and separation method in multi input system |
| WO2006098011A1 (ja) * | 2005-03-16 | 2006-09-21 | Fujitsu Limited | 多入力システムにおける無線通信装置及びチャンネル推定及び分離方法 |
| WO2006098147A1 (ja) * | 2005-03-16 | 2006-09-21 | Fujitsu Limited | 多入力システムにおける無線通信装置及びチャンネル推定及び分離方法 |
| JP2006311083A (ja) * | 2005-04-27 | 2006-11-09 | Nec Corp | Ｃｄｍａ受信方法および装置ならびに無線通信システム |
| JP4654797B2 (ja) * | 2005-06-30 | 2011-03-23 | 日本電気株式会社 | 等化装置および等化方法 |
| JP2007013584A (ja) * | 2005-06-30 | 2007-01-18 | Nec Corp | 等化装置および等化方法 |
| JP2009516482A (ja) * | 2005-11-15 | 2009-04-16 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 無線チャネルに関するチャネルインパルス応答推定を導くための方法および装置 |
| JP4484911B2 (ja) * | 2006-08-28 | 2010-06-16 | 三星電子株式会社 | 広帯域無線接続システムにおける受信装置及び方法 |
| JP2008061244A (ja) * | 2006-08-28 | 2008-03-13 | Samsung Electronics Co Ltd | 広帯域無線接続システムにおける受信装置及び方法 |
| US8077627B2 (en) | 2006-08-28 | 2011-12-13 | Samsung Electronics Co., Ltd | Receiving apparatus and method in broadband wireless access system |
| JP2010212926A (ja) * | 2009-03-10 | 2010-09-24 | Univ Of Tsukuba | 変調装置、復調装置、無線通信システム |
| WO2022086468A1 (en) * | 2020-10-19 | 2022-04-28 | Istanbul Medipol Universitesi | Channel-dependent mc-cdma utilizing adaptive spreading codes aided physical layer security |
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|---|---|
| JP3880370B2 (ja) | 2007-02-14 |
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