JP2007074224A - マルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 符号拡散を行ってマルチキャリア伝送するシステムにおいて、周波数選択性伝送路の影響による符号間干渉を抑圧し、伝送品質の向上を図る。
【解決手段】 サブキャリアごとの受信パワースペクトルに基づき、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアを、受信パワースペクトルのばらつきの少ないサブキャリア群にマッピングする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、マルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法に関する。

近年、移動通信システムにおいては、シングルキャリア伝送方式に代わる有力な伝送方式として、マルチキャリア伝送方式が検討されている。マルチキャリア伝送方式の代表的なものとしては、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）方式、ＭＣ−ＣＤＭＡ（Multi-Carrier Code Division Multiple Access；マルチキャリア符号分割多重アクセス）方式などが挙げられる。ＭＣ−ＣＤＭＡ方式においては、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error；最小平均二乗誤差）合成を用いており、変調シンボルを複数のサブキャリアに拡散、多重して送信することにより、周波数ダイバーシチ効果が得られるとともに、セル間干渉を均一にすることができる。その一方で、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式においては、周波数選択性伝送路の影響により符号間干渉が発生するために、逆拡散後の信号対雑音及び干渉エネルギー比が劣化することが知られている（例えば、非特許文献１参照）。
N. Miyazaki and T. Suzuki, "A Study on Forward Link Capacity in MC-CDMA Cellular System with MMSEC Receiver," IEICE Trans. Commun., Vol. E88-B, No. 2, pp. 585-593, Feb. 2005.

上述したように従来のＭＣ−ＣＤＭＡ方式においては、周波数選択性伝送路の影響により符号間干渉が発生することによって、逆拡散後の信号対雑音及び干渉エネルギー比が劣化する。このため、従来のＭＣ−ＣＤＭＡ方式の伝送システム（マルチキャリア符号分割多重伝送システム）においては、ビット誤り率の増大を招くという問題が生じる。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、符号拡散を行ってマルチキャリア伝送するシステムにおいて、周波数選択性伝送路の影響による符号間干渉を抑圧し、伝送品質の向上を図ることのできるマルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明に係るマルチキャリア伝送システムは、符号拡散を行ってマルチキャリア伝送するマルチキャリア伝送システムにおいて、サブキャリアごとの受信パワースペクトルに基づき、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアを、受信パワースペクトルのばらつきの少ないサブキャリア群にマッピングするサブキャリアインタリーブ手段を備えたことを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア伝送システムにおいては、前記サブキャリアインタリーブ手段は、受信パワースペクトルの降順もしくは昇順で前記サブキャリア群を選択することを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア伝送システムにおいては、受信側と送信側における前記サブキャリア群のマッピングの同期を確保する同期手段を備えたことを特徴とする。

本発明に係るマルチキャリア伝送方法は、符号拡散を行ってマルチキャリア伝送するマルチキャリア伝送方法であって、サブキャリアごとの受信パワースペクトルに基づき、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアを、受信パワースペクトルのばらつきの少ないサブキャリア群にマッピングする。

本発明によれば、符号拡散を行ってマルチキャリア伝送するシステムにおいて、周波数選択性伝送路の影響による符号間干渉を抑圧し、伝送品質の向上を図ることができる。

以下、図面を参照し、本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。図１において、マルチキャリア符号分割多重伝送システムは、送信機１００と受信機２００を有する。送信機１００と受信機２００間の伝送路は、周波数選択性伝送路３０１と加法性白色ガウス雑音伝送路３０２から構成されている。

図１の送信機１００において、情報ビットは、変調器１０１により変調後、シリアル／パラレル変換器１０２でパラレル信号に変換され、拡散器１０３により符号拡散されてサブキャリアインタリーバ１０４に入力される。サブキャリアインタリーバ１０４は、受信機２００から受け取ったインタリーブパターンに従って、符号拡散後の信号を各サブキャリアにマッピングする。各サブキャリアにマッピングされた信号は、逆フーリエ変換器１０５により逆フーリエ変換処理が施され、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換される。その時間領域の信号は、パラレル／シリアル変換器１０６でパラレル信号に変換され、サイクリック・プリフィックス挿入器１０７によりサイクリック・プリフィックス信号が挿入された後、時間多重器１０８にデータ信号として入力される。

また、パイロットシンボルは、シリアル／パラレル変換器１０９でパラレル信号に変換された後、逆フーリエ変換器１１０により逆フーリエ変換処理が施され、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換される。その時間領域の信号は、パラレル／シリアル変換器１１１でパラレル信号に変換され、サイクリック・プリフィックス挿入器１１２によりサイクリック・プリフィックス信号が挿入された後、時間多重器１０８にパイロット信号として入力される。

時間多重器１０８は、各入力信号を時分割多重する。その時分割多重後の信号は伝送路へ送信される。

図１の受信機２００において、伝送路から受信された信号は、時間多重分離器２０１によりデータ信号とパイロット信号に分離される。
そのデータ信号は、サイクリック・プリフィックス除去器２０２によりサイクリック・プリフィックス信号が除去された後、シリアル／パラレル変換器２０３でパラレル信号に変換され、フーリエ変換器２０４によりフーリエ変換処理が施され、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。その周波数領域の信号は、等化器２０５により、ＭＭＳＥ等化重み算出器２１４から受け取った等化重みに基づいた等化処理が施される。その等化後の信号は、サブキャリアデインタリーバ２０６に入力される。サブキャリアデインタリーバ２０６は、バッファ２１６に保持されているインタリーブパターンに従って、等化後の信号を各サブキャリアからデマッピングする。各サブキャリアからデマッピングされた信号は、逆拡散器２０７により逆符号拡散された後、パラレル／シリアル変換器２０８でパラレル信号に変換され、さらに復調器２０９により復調され、情報ビットとして出力される。

また、パイロット信号は、サイクリック・プリフィックス除去器２１０によりサイクリック・プリフィックス信号が除去された後、シリアル／パラレル変換器２１１でパラレル信号に変換され、フーリエ変換器２１２によりフーリエ変換処理が施され、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。その周波数領域の信号は、伝送路推定器２１３に入力される。伝送路推定器２１３は、その入力信号に基づいて伝送路推定処理を行い、伝送路推定値及び雑音電力密度推定値を出力する。ＭＭＳＥ等化重み算出器２１４は、その伝送路推定値及び雑音電力密度推定値に基づいてＭＭＳＥを用いた等化重み算出処理を行い、等化重みを出力する。また、次サブキャリアインタリーブパターン生成器２１５は、伝送路推定値に基づいて、次のフレームで使用するインタリーブパターンを生成する。その生成されたインタリーブパターンは、バッファ２１６に一時的に保持される。バッファ２１６は、サブキャリアインタリーブに係る受信側と送信側の同期確保を行うための次のフレームまでの遅延用のバッファである。バッファ２１６に保持されるインタリーブパターンは、次の送信フレーム用に送信機１００へ送信されるとともに、次の受信フレーム用にサブキャリアデインタリーバ２０６に出力される。

以下、本実施形態の特徴的なサブキャリアインタリーブ処理について説明する。

先ず、送信機１００において、変調シンボルは、拡散符号の占有帯域と等しい帯域を持つｉ_ｄ番目の周波数バンドに割り当てられ、シリアル／パラレル変換器１０２によりシリアル／パラレル変換される。そして、ｉ_ｄ番目の周波数バンドに割り当てられたｎ'_ｍ番目の変調シンボルＭ'_ｔ（ｉ_ｄ，ｎ'_ｍ）は、変調シンボルごとに異なる拡散符号によって拡散され、さらに多重されて、ｉ_ｄ番目の周波数バンドのｋ'_ｄ番目のデータサブキャリアＤ'_ｔ（ｉ_ｄ，ｋ'_ｄ）となる。

本実施形態に係るサブキャリアインタリーブ処理においては、その拡散・多重処理により得られたデータサブキャリアＤ'_ｔ（ｉ_ｄ，ｋ'_ｄ）を、受信機２００からフィードバックされたインタリーブパターンに従ってインタリーブする。ここで、（１）式を定義すると、

インタリーブ後のデータサブキャリアＤ_ＩＬ（ｋ_ＩＬ）は、（２）式で表される。

但し、０≦ｋ_ｄ、ｋ_ＩＬ≦Ｎ_ｄ−１、Ｎ_ｄはデータサブキャリア数である。また、ｆ_ＩＬ（）はインタリーブ関数である。

受信機２００においては、パイロット信号から伝送路変動を推定し、その推定結果として得られた伝送路推定値に基づいて、インタリーブパターンを計算する。その結果として得られたインタリーブパターンは、次フレーム送信におけるインタリーブパターンとして送信機１００にフィードバックされるとともに、次フレーム受信のデインタイリーブのためにバッファ２１６に保存される。また、等化器２０５による等化後のデータサブキャリアＤ'_ｅｑｌ（ｉ_ｄ，ｋ'_ｄ）は、当該フレームのインタリーブパターンに従ってデインタリーブされる。ここで、（３）式を定義すると、

デインタリーブ後のデータサブキャリアＤ'_ＤｅＩＬ（ｋ_ｄ）は、（４）式で表される。

但し、ｆ^−１ _ＩＬ（）はデインタリーブ関数である。

ここで、ＭＭＳＥ合成後の符号間干渉エネルギーは拡散帯域内の伝送路の周波数選択性によって定まる（非特許文献１参照）。この知見に基づき、本実施形態においては、次サブキャリアインタリーブパターン生成器２１５は、同一の拡散符号で拡散された受信データサブキャリアのパワースペクトラム変動が小さくなるようにインタリーブパターンを生成する。

図２は、本実施形態に係るインタリーブパターン生成処理を説明するための概念図である。
先ず、次サブキャリアインタリーブパターン生成器２１５は、伝送路推定値に基づき、伝送路のパワースペクトルを計算する。ここで、ｋ_ＩＬ番目のデータサブキャリアの伝送路推定値をＨ_ｅｓｔ（ｋ_ＩＬ）とすると、パワースペクトルは（５）式で与えられる。

この（５）式により、図２（１）のグラフ図に例示されるようなパワースペクトルを計算する。

次いで、次サブキャリアインタリーブパターン生成器２１５は、パワースペクトルを降順で並び替える（図２（２）のグラフ図参照）。この並び替え後のパワースペクトルを（６）式で定義すると、

（７）式が成立する。

この（７）式のｋ_ｐｍｔとｋ_ＩＬの関係から、関数ｆ_ＩＬ及び関数ｆ^−１ _ＩＬを求めることができる。これにより、次サブキャリアインタリーブパターン生成器２１５は、ｋ_ｐｍｔとｋ_ＩＬの対応関係を示すインタリーブパターンを生成する。

図３は、上述した本実施形態に係るサブキャリアインタリーブ処理を説明するための概念図であり、サブキャリアインタリーブを行わない場合（従来）のデータサブキャリアのパワースペクトルの変化（図３（１））と、サブキャリアインタリーブを行う場合（本発明）のデータサブキャリアのパワースペクトルの変化（図３（２））とを対比させている。図３の例においては、データサブキャリア数Ｎ_ｄは８、拡散率Ｎ_ｗは４である。

図３において、サブキャリアインタリーブを行わない場合（図３（１））、受信機における受信及び等化後の同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアに関し、そのパワースペクトルＰ_Ｄは、伝送路の周波数選択性に応じてばらついている。一方、サブキャリアインタリーブを行う場合（図３（２））、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアは、伝送路の周波数選択性に応じた受信パワースペクトルの降順に並べ替えられて送信されるので、その受信及び等化後にサブキャリデインタリーブされた同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアに関し、そのパワースペクトルＰ_Ｄは、ばらつき（分散）が少なくなる。これにより、伝送路の周波数選択性の影響による符号間干渉を抑圧することができる。この効果が得られる理由を以下に説明する。

逆拡散後の信号対雑音および干渉エネルギー比γ（ｉ_ｄ，Ｍ_ｗ，Ｎ_ｗ）は、（８）式で表される（非特許文献１参照）。

但し、Ｍ_ｗは符号多重数である。また、Ｅ_ｓ（ｉ_ｄ，Ｍ_ｗ，Ｎ_ｗ）は信号エネルギー、Ｅ_ｎ（ｉ_ｄ）は雑音エネルギー、Ｅ_ｉ（ｉ_ｄ，Ｍ_ｗ，Ｎ_ｗ）は干渉エネルギーであり、それぞれ（９）式、（１０）式、（１１）式で表される。

但し、Ｈ'（ｉ_ｄ，ｋ'_ｄ）は伝送路の周波数選択性を表す伝送路値であり、Ｎ_０は雑音電力密度である。また、（１２）式が成り立つとする。

上記（１１）及び（１２）式より、符号間干渉エネルギーは、拡散符号帯域内のＭＭＳＥ等化重みの分散によって定まる。その拡散符号帯域内のＭＭＳＥ等化重みの分散は、伝送路の周波数選択性に応じて変化する。従って、拡散符号帯域内のＭＭＳＥ等化重みの分散が小さくなるようにサブキャリアインタリーブを行って送信すれば、伝送路の周波数選択性の影響を受けたとしても、その符号間干渉エネルギーを小さく抑えることができる。これにより、周波数選択性が強い伝送路においても、符号間干渉を抑制し、逆拡散後の信号対雑音及び干渉エネルギー比を改善することができる。この結果としてビット誤り率の向上に寄与することが可能になる。

図４は、本実施形態のサブキャリアインタリーブ処理による効果を示すためのシミュレーション結果のグラフ図である。図４には、信号対雑音電力比を変化させたときのフレーム誤り率をシミュレーションした結果が示されている。図５には、そのシミュレーションパラメータが示されている。また、図６には、シミュレーションに用いたマルチパスモデルが示されている。なお、本シミュレーションにおいては、本実施形態のサブキャリアインタリーブ処理において理想インタリーブを行っている。

図４から明らかなように、本実施形態のサブキャリアインタリーブ処理によりサブキャリアインタリーブを行う場合（本発明）には、サブキャリアインタリーブを行わない場合（従来）に比して、信号対雑音電力比を改善することができる。例えば、１％のフレーム誤り率を達成するための所要信号対雑音電力比は、従来に比して２．３１ｄＢ低減することができる。これにより、低誤り率で信頼性の高い通信を効率よく行うことが可能になる。

上述したように本実施形態によれば、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式の伝送システム（マルチキャリア符号分割多重伝送システム）において、周波数選択性伝送路の影響による符号間干渉を抑圧し、伝送品質の向上を図ることができる。

なお、上述した実施形態においては、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアを、伝送路の周波数選択性に応じた受信パワースペクトルの降順に並べ替えたが、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアの並び順序については限定しなくてもよい。これは、同一拡散符号帯域内の伝送路のパワースペクトル変動を小さくすることが達成できればよく、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアの並び順序については、任意でよいからである。つまり、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアの並び順序については、降順であっても、或いは昇順であってもよい。このことから、インタリーブパターンとしては、同一符号拡散帯域に設定するサブキャリアの情報のみを有するようにすれば十分である。図７には、本発明の他の実施形態に係るサブキャリアインタリーブ処理として、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアの並び順序については限定しない場合が示されている。図７の例は、上記した図２、図３（２）の例に対応している。

図７においては、先ず、伝送路のパワースペクトルを計算し、データサブキャリアを降順で並び替える（Ｓ１）。次いで、データサブキャリアを、そのパワースペクトルが大きい順に拡散率Ｎ_ｗの要素数のグループに分類する。図７の例においては、データサブキャリア数Ｎ_ｄは８、拡散率Ｎ_ｗは４であるので、Ｎ_ｄ／Ｎ_ｗは２となり、二つのグループに分類すればよい。これにより、図７の例では、ｋ_ｄが０、３、５及び７であるサブキャリアをＨグループ、ｋ_ｄが１、２、４及び６であるサブキャリアをＬグループにそれぞれ分類している。そして、そのグループ分けの情報、つまり各サブキャリアがどのグループに属するのかを示すグループ情報をインタリーブパターンＩ_Ｇ＝ｆ_Ｇ（ｋ_ＩＬ）として生成する。

送信機１００のサブキャリアインタリーバ１０４は、そのインタリーブパターンに基づき、インタリーブ前のサブキャリアを分類されたグループに割り当てることにより、サブキャリアをインタリーブする。例えば、ｋ_ｄが小さいものから順に、分類されたグループに割り当てていく。また、受信器２００のサブキャリアデインタリーバ２０６は、等化後のデータサブキャリアを、同一グループのものから順番に取り出すことにより、デインタリーブする。例えば、同一グループのうちｋ_ｄが小さいものから順番に取り出していく。

図７においては、サブキャリデインタリーブ後の同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアに関し、そのパワースペクトルＰ_Ｄは降順にはなっていないが、同一拡散符号帯域内においてはそのパワースペクトルＰ_Ｄのばらつき（分散）は小さい（図３（２）と同じである）。これにより、符号間干渉を抑制し、逆拡散後の信号対雑音及び干渉エネルギー比を改善することができる。

なお、図７のようにグループ情報をインタリーブパターンとする場合には、インタリーブパターンは、各サブキャリアがどのグループに属するかの情報のみとなるので、そのデータ量は削減される。具体的には、並び替え順序まで含める場合のデータ量がＮ_ｄｌｏｇ_２（Ｎ_ｄ）であるのに対して、Ｎ_ｄｌｏｇ_２（Ｎ_ｄ／Ｎ_ｗ）に削減可能である。

上述したように本発明に係る実施形態によれば、サブキャリアごとの受信パワースペクトルに基づき、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアを、受信パワースペクトルのばらつきの少ないサブキャリア群にマッピングする。これにより、周波数選択性伝送路の影響による符号間干渉を抑圧し、伝送品質の向上を図ることができる。

以上、本発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、本発明は、符号拡散を行ってマルチキャリア伝送する各種のマルチキャリア伝送システムに適用可能であり、上述したＭＣ−ＣＤＭＡ方式に限定されない。例えば、周波数分割アクセス方式、時分割アクセス方式においても同様に適用可能である。また、リンク方向にも限定されない。

また、上述した実施形態においては、パイロット信号とデータ信号を時分割多重する方式を例に挙げて説明したが、パイロット信号とデータ信号を周波数分割多重する方式においても同様に適用可能である。

また、一つのフレームが複数のデータＭＣ−ＣＤＭＡシンボルによって構成されるものであってもよい。

また、ＺＦ（Zero Forcing）等化など、ＭＭＳＥ以外の等化方法を用いるシステムにおいても同様に適用可能であり、本発明に係る効果を得ることができる。

本発明の一実施形態に係るマルチキャリア符号分割多重伝送システムの構成を示すブロック図である。 同実施形態に係るインタリーブパターン生成処理を説明するための概念図である。 同実施形態に係るサブキャリアインタリーブ処理を説明するための概念図である。 同実施形態のサブキャリアインタリーブ処理による効果を示すためのシミュレーション結果のグラフ図である。 図４に係るシミュレーションパラメータを示す図表である。 図４に係るシミュレーションに用いたマルチパスモデルを示す図である。 本発明の他の実施形態に係るサブキャリアインタリーブ処理を説明するための概念図である。

符号の説明

１００…送信機、１０１…変調器、１０３…拡散器、１０４…サブキャリアインタリーバ、１０５，１１０…逆フーリエ変換器、１０８…時間多重器、２００…受信器、２０１…時間多重分離器、２０４，２１２…フーリエ変換器、２０５…等化器、２０６…サブキャリアデインタリーバ、２０７…逆拡散器、２０９…復調器、２１３…伝送路推定器、２１４…ＭＭＳＥ等化重み算出器、２１５…次サブキャリアインタリーブパターン生成器、２１６…バッファ

Claims (4)

1. 符号拡散を行ってマルチキャリア伝送するマルチキャリア伝送システムにおいて、
   サブキャリアごとの受信パワースペクトルに基づき、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアを、受信パワースペクトルのばらつきの少ないサブキャリア群にマッピングするサブキャリアインタリーブ手段を備えたことを特徴とするマルチキャリア伝送システム。
2. 前記サブキャリアインタリーブ手段は、受信パワースペクトルの降順もしくは昇順で前記サブキャリア群を選択することを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリア伝送システム。
3. 受信側と送信側における前記サブキャリア群のマッピングの同期を確保する同期手段を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のマルチキャリア伝送システム。
4. 符号拡散を行ってマルチキャリア伝送するマルチキャリア伝送方法であって、
   サブキャリアごとの受信パワースペクトルに基づき、同一拡散符号帯域内のデータサブキャリアを、受信パワースペクトルのばらつきの少ないサブキャリア群にマッピングすることを特徴とするマルチキャリア伝送方法。
   
   
   

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