KR20050005991A

KR20050005991A - 불충분한 주기적 프리픽스를 사용하는 직교 주파수 분할다중화 시스템을 위한 송수신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20050005991A
Application number: KR1020030046201A
Authority: KR
Inventors: 이종혁; 김영수; 임기홍; 원희철; 박철진
Original assignee: 삼성전자주식회사; 학교법인 포항공과대학교
Priority date: 2003-07-08
Filing date: 2003-07-08
Publication date: 2005-01-15
Also published as: KR100498953B1; US20050008085A1; CN1578292A; EP1496659A1

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 채널간 간섭(ICI) 또는 심볼간 간섭(ISI)에 의한 시스템의 성능 저하를 방지하기 위한 송신기와 수신기에서의 전처리 장치 및 방법에 관한 것이다. 서로 다른 주파수 대역을 가지는 N개의 반송파들을 사용하며 상기 N개의 반송파들 중 K개의 반송파들을 잉여 반송파들로서 지정하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서, 송신기는 주기적 프리픽스의 길이가 채널 임펄스 응답 샘플의 길이보다 길지 않은 경우에 데이터 프레임에서 채널간 간섭을 야기하는 부분을 0으로 만들어 전송함으로써 채널간 간섭을 방지한다. 또한 수신기는 이전 데이터 프레임에 의해 구해진 간섭 추정치를 가지고 현재 데이터 프레임에 포함된 심볼간 간섭을 제거한다. 이러한 본 발명은 잉여 반송파의 사용에 의한 잡음의 확산을 방지하면서 시스템의 복잡도를 현저하게 감소시킬 수 있다.

Description

불충분한 주기적 프리픽스를 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템을 위한 송수신 장치 및 방법{TRANSMITTING/RECEIVING APPARATUS AND METHOD FOR ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLE SYSTEM USING INSUFFICIENT CYCLIC PREFIX}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiple: 이하 OFDM이라 칭함) 시스템에 관한 것으로서, 특히 채널간 간섭(Inter-Channel Interference: 이하 ICI라 칭함) 또는 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference: ISI)에 의한 시스템의 성능 저하를 방지하기 위한 송신기와 수신기에서의 전처리(Preprocessing) 장치 및 방법에 관한 것이다.

OFDM 방식은 입력데이터를 단일 반송파로 고속 전송하는 대신 다수의 반송파들 상에서 병렬로 저속 전송함으로써, 주파수 선택적 페이딩이나 협대역 간섭에 대한 영향을 적게 받도록 하는 방식이다. 이러한 OFDM 방식은 서브 채널들의 스펙트럼들이 상호 직교성을 유지하면서 서로 중첩되어 있어 스펙트럼 효율이 좋다. OFDM 시스템에서, 송신 신호는 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭함)에 의해 변조되고, 수신 신호는 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 칭함)에 의해 복조되기 때문에 디지털 변조 및 복조부의 효율적인 구성이 가능하다. 이러한 구성의 가장 큰 장점은 각 반송파마다한 번의 복소 곱셈(complex multiplication)만이 필요한 등화기(equalizer)로 간단하게 수신기를 구성할 수 있다는 점이다.

OFDM 방식에서 다중경로 페이딩에 의해 야기되는 간섭은 서브채널들의 개수에 비례하여 심볼 주기를 증가시킴으로써 감소시킬 수 있다. 이를 위하여 전송되는 소정 개수의 심볼들마다 보호구간(guard interval)이 삽입된다. 보호구간에는 통상 반송파들의 개수에 대응하는 개수의 심볼들로 구성되는 프레임의 마지막 심볼들이 복사되며, 이들 심볼들은 주기적 프리픽스(Cyclic Prefix: 이하 CP라 칭함)라 칭한다. CP의 길이는 무선채널의 채널 특성을 나타내는 채널 임펄스 응답(Channel Impulse Response: 이하 CIR이라 칭함.)의 길이보다 길어야 한다.

CIR의 길이가 CP의 길이보다 긴 경우 채널간 간섭(ICI)과 심볼간 간섭(ISI)에 의한 영향으로 인하여 시스템의 성능이 저하된다. 실제의 시스템에서 CP의 길이는 미리 주어진다. 랜덤한 성질을 가지는 무선 환경(Air interface)의 특성상 전송 도중 주어진 CP 길이보다 긴 주기를 가지는 CIR이 나타날 수 있으며, 이런 경우는 무선 채널의 전송 특성 또한 주파수 선택적인 특성에 따라 나타난다.

일반적으로 채널 이득이 0(null)이거나 큰 간섭에 의해서 신호 대 잡음비(Signal to Noise Ratio: SNR)가 좋지 않은 주파수 대역이 존재함이 확인되면, 이러한 주파수 대역은 데이터의 전송에서 제외된다. 이동(Nomadic)이나 실내(indoor office) 환경에서 유용하게 사용될 수 있는 적응적 변조/부호화(Adaptive Modulation and Coding: AMC)와 같은 기술은 이렇게 제외된 주파수 대역을 사용하지 않고 여분(redundancy)으로서 남겨 둔다. 따라서 여분의주파수 대역을 활용하여 불충분한 CP 길이에 의한 채널간 간섭과 심볼간 간섭을 억제하기 위한 기술이 제안된 바 있다. 이 기술은 주파수 도메인 중화기 - 이산 다중톤 변조(Frequency-domain Equalizer - discrete multitone modulation: FEQ-DMT)라 칭해진다.

OFDM 시스템에서 사용하는 반송파들 중에서 사용자 데이터를 실어 보내는 반송파는 데이터 반송파(data carrier)라 칭하고 그 이외의 반송파는 잉여 반송파(redundant carrier)라고 칭하면, FEQ-DMT 송신기에서는 잉여 반송파에 널 신호(null signal)를 실어 전송한다. 즉 아무런 신호도 보내지 않는다. 그러면 FEQ-DMT 수신기는 잉여 반송파들의 수신 신호들에서 간섭 신호를 추출하고 데이터 반송파들의 수신 신호들에서 상기 추출한 간섭 신호를 뺌으로써 간섭에 의한 영향을 제거한다.

도 1은 종래 기술에 따라 여분의 주파수 대역을 이용하는 FEQ-DMT 수신기의 구성을 나타낸 것이다. 여기서 전체 반송파들의 개수는 N이고 이들 중 데이터 반송파들의 개수는 M이고 잉여 반송파들의 개수는 K이다. 그러면 N=M+K가 된다.

상기 도 1을 참조하면, FEQ-DMT 수신기(100)는 직렬/병렬 변환기(110)와 주기적 프리픽스 제거기(120)와 고속-퓨리에 변환기(FFT)(130)와 잉여 반송파 정렬기(redundant carries sorter)(140)와 Q 필터(150)와 덧셈기들(160-1 내지 160-M)과 1-탭 주파수 등화기(1-tap Frequency Equalizer: 1-tap FEQ)(170)로 구성된다.

직렬/병렬 변환기(110)는 직렬로 입력되는 소정 개수의 수신 심볼들을 수집하여 병렬로 출력하며 주기적 프리픽스 제거기(120)는 상기 수신 심볼들 중 주기적 프리픽스를 선별하여 제거한다. 고속-퓨리에 변환기(130)는 상기 주기적 프리픽스 제거기(120)의 출력 데이터를 고속-퓨리에 변환에 의해 복조하여 N개의 전체 주파수 대역들에 해당하는 N개의 주파수 성분들 Y[0], Y[1], ... Y[N-2], Y[N-1]을 출력하며, 잉여 반송파 정렬기(140)는 상기 N개의 성분들 중에서 데이터 반송파 성분들 Y[p₁], ... , Y[p_K]과 잉여 반송파 성분들 Y[u₁], Y[u_M]을 분리한다.

Q 필터(150)는 알려진 간섭 추출 기술에 따라 상기 잉여 반송파 성분들을 가지고 상기 데이터 반송파들에 의해 야기된 간섭 성분들 I[u₁], ..., I[u_M]을 추출한다. 상기 간섭 성분들은 채널간 간섭(ICI)과 심볼간 간섭(ISI)을 포함하는 것이다. 덧셈기들(160-1 내지 160-M)은 상기 데이터 반송파 성분들 Y[p₁], ... , Y[p_K]에서 상기 간섭 성분들 I[u₁], ..., I[u_M]을 뺌으로써 간섭에 의한 영향을 제거한다. 주파수 등화기(170)는 상기 덧셈기들(160-1 내지 160-M)의 출력을 등화한다. 도시하지 않을 것이지만 수신기(100)는 상기 등화된 출력 데이터를 가지고 원래의 데이터 심볼들을 검출하는 결정기(Decider)를 더 포함한다.

이상과 같이 구성되는 FEQ-DMT의 문제점 중 한가지는 Q 필터의 복잡도이다. Q 필터를 구현하기 위해서 (N-K)*K회의 복소 곱셈(complex multiplication)이 필요하다. 또 다른 문제점은 잉여 반송파들의 수신 신호에 포함된 잡음이 Q 필터를 통과하면서 데이터 반송파들의 수신 신호에 더해지게 되어 잡음의 확장(noise enhancement)이 일어난다는 것이다. 대체적으로 잉여 반송파들은 신호대 잡음비가나쁜 것으로 판단된 것이므로 이러한 경우 잉여 반송파들에 실리게 된 잡음이 데이터 반송파들로 퍼지게 되어 시스템 성능이 더욱 열화될 수 있었다.

따라서 상기한 바와 같이 동작되는 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 본 발명은 불충분한 주기적 프리픽스를 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 시스템 복잡도를 감소시키면서 간섭에 의한 영향을 제거하는 송수신 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 영역의 여유분(redundancy)을 이용하여 불충분한 주기적 프리픽스에 의한 채널간 간섭을 방지하는 송수신 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 불충분한 주기적 프리픽스에 의한 심볼간 간섭을 제거하는 송수신 장치 및 방법을 제공한다.

본 발명의 실시예는, 서로 다른 주파수 대역을 가지는 N개의 반송파들을 사용하며 상기 N개의 반송파들 중 K개의 반송파들을 잉여 반송파들로서 지정하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템을 위한 송신 장치에 있어서,

N-K개의 데이터 심볼들을 입력으로 하여 K개의 가상 데이터 심볼들을 생성하는 P 필터와,

상기 N개의 반송파들에 대응하는 N개의 입력 탭들을 가지며, 상기 N-K개의 데이터 심볼들을 상기 N개의 반송파들 중 상기 잉여 반송파들이 아닌 데이터 반송파들에 해당하는 N-K개의 탭들로 입력받고, 상기 K개의 가상 데이터 심볼들을 상기 잉여 반송파들에 해당하는 K개의 탭들로 입력받아 역고속 퓨리에 변환하여 데이터 프레임을 출력하는 역고속 퓨리에 변환기를 포함하여 구성되고,

상기 가상 데이터 심볼들은 상기 데이터 프레임에서 채널간 간섭을 일으키는 부분의 값이 0이 되도록 정해지는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 실시예는, 서로 다른 주파수 대역을 가지는 N개의 반송파들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템을 위한 수신 장치에 있어서,

수신 데이터 프레임을 입력으로 하고 상기 수신 데이터 프레임의 앞에 첨부된 소정 길이의 주기적 프리픽스를 제거하는 주기적 프리픽스 제거기와,

상기 주기적 프리픽스 제거기의 출력을 고속 퓨리에 변환하여 상기 N개의 반송파들에 대응하는 N개의 주파수 성분들을 출력하는 고속 퓨리에 변환기와,

상기 주파수 성분들에서 이전 데이터 프레임으로부터 구해진 간섭 추정치를 빼는 덧셈기들과,

상기 덧셈기들의 출력을 등화하는 1-탭 주파수 등화기와,

상기 주파수 등화기의 출력을 이용하여 원래의 데이터 심볼들을 검출하는 결정기와,

상기 검출된 데이터 심볼들을 지연시키는 지연기와,

상기 지연된 데이터 심볼들을 가지고 간섭 추정치를 구하여 다음 데이터 프레임 주기에 상기 덧셈기들로 제공하는 간섭 추정기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

도 1은 종래 기술에 따라 여분의 주파수 대역을 이용하는 FEQ-DMT 수신기의 구조를 나타낸 블럭도.

도 2는 본 발명을 설명하기 위한 OFDM 데이터 프레임의 구성도.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중화 시스템의 송신기 구조를 나타낸 블럭도.

도 4는 행렬 A에 의해 L-1:L-Lcp의 데이터 심볼들이 추출되는 동작을 설명하는 도면.

도 5는 복수의 반송파들 중 잉여 반송파들을 구분하는 동작의 예를 나타낸 도면.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 CP를 사용하지 않는 경우의 수신기 구조를 나타낸 블럭도.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라 CP를 사용하는 경우의 수신기 구조를 나타낸 블럭도.

도 8은 프랙셔널 전력 분포를 가진 정적(static) 채널 환경을 나타낸 도면.

도 9는 본 발명과 FEQ-DMT의 성능을 비교한 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면.

하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

후술되는 본 발명은 다중 반송파에서 발생하는 채널간 간섭(Inter-Channel Interference: ICI)과 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference: ISI)에 의한 시스템 성능 저하를 방지하는 것이다.

도 2는 본 발명을 설명하기 위한 OFDM 데이터 프레임의 구조를 나타낸 것이다.

도 2의 (a)는 주기적 프리픽스(Cyclic Prefix: CP)의 길이가 적어도 채널 임펄스 응답(Channel Impulse Response: CIR)의 길이보다 큰 경우의 OFDM 데이터 프레임의 구조를 나타낸 것이다. 도시한 바와 같이, n번째 프레임을 xⁿ _1:N이라고 하고,(여기서 N은 송신 프레임의 길이이자 반송파들의 전체 개수임) CP의 길이를 Lcp라고 한다. N개의 샘플 데이터 중 마지막 Lcp개의 샘플 데이터인 xⁿ _N-Lcp+1:N의 복사본이 주기적 프리픽스로서 n번째 프레임의 앞에 첨부된다. CIR의 길이를 L이라고 하고 CP의 길이와 동일하거나 작다고 하면, 프레임들은 적어도 CIR의 길이보다 긴 CP에 의하여 구분되므로 채널간 간섭과 심볼간 간섭은 CP에 의하여 방지된다.

도 2의 (b)는 CP의 길이보다 긴 길이를 가지는 CIR이 발생한 경우를 도시한 것이다. 여기서 CIR의 길이 L은 CP의 길이 Lcp보다 크다. 이러한 CIR에 대응하고자 하는 경우 L-Lcp개만큼의 CP 샘플이 부족하다. 도시된 n번째 프레임 구조를 보면 기대되는 CP 샘플, 즉 현재 프레임의 샘플 데이터 xⁿ _{N-L+1:N-L+Lcp}가 있을 것으로 기대되는 위치에는 이전 프레임의 샘플 데이터 x^n-1 _N-L+Lcp+1:N이 있다. 이와 같이 기대되지만 전송되지 않은 CP 샘플 xⁿ _{N-L+1:N-L+Lcp}와 기대되지 않은 이전 프레임의 샘플 데이터 x^n-1 _N-L+Lcp+1:N은 n 번째 프레임에 각각 채널간 간섭과 심볼간 간섭을 발생시킨다.

따라서 이들 위치의 샘플을 0으로 만들어 전송하게 되면 채널간 간섭 및 심볼간 간섭을 방지할 수 있다. 구체적으로 송신기는 주파수 영역의 잉여 반송파들을 활용해서 특정 위치의 데이터를 0으로 만들어 주는데, 이때 필요한 잉여 반송파들의 개수는 0으로 만들어야 하는 심볼들의 개수에 비례한다.

그런데 상기 도 2의 (b)에 나타낸 바와 같이, 채널간 간섭과 심볼간 간섭을 발생시키는 심볼들의 위치는 서로 다르다. 이러한 경우 송신기에서 채널간 간섭과 심볼간 간섭을 모두 방지하기 위해서 필요한 잉여 반송파들의 개수는 한 종류의 간섭만을 방지하는 경우에 비하여 2배가 된다. 잉여 반송파의 개수가 증가한다는 것은 주파수 효율이 떨어진다는 것을 의미한다. 그런데 심볼간 간섭은 채널 특성을 추정할 수 있는 경우 수신기에 의해 간단히 제거될 수 있다. 따라서 본 발명에서는 송신기에서 채널간 간섭을 방지하고 수신기에서 심볼간 간섭을 제거함으로써, 시스템 구성을 간단히 하고 주파수 효율을 떨어뜨리지 않으면서 두 종류의 간섭에 의한 영향을 최소화한다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중화 시스템의 송신기 구조를 나타낸 것이다. 여기서 전체 반송파들의 개수는 N이고 이들 중 데이터 반송파들의 개수는 M이고 잉여 반송파들의 개수는 K이다. 그러면 N=M+K가 된다.

상기 도 3을 참조하면, 송신기(200)는 P 필터(210)와 역고속-퓨리에 변환기(Inverse Fast Fourier Transformer: IFFT)(220)와 병렬/직렬 변환기(230)와 주기적 프리픽스 부가기(240)를 포함하여 구성된다. 여기서 송신기(200)의 잘 알려진 다른 구성요소들, 즉 변조기와 확산기와 RF(Radio Frequency) 유닛 등은 도시하지 않았다.

P 필터(210)는 N-K개의 사용자 데이터 심볼들 U_1:N-K를 입력으로 하고 이들을 이용하여 잉여 반송파들을 통해 전송하기 위한 가상 데이터 심볼들 V_1:K를 생성하여 출력한다. 가상 데이터 심볼들 V_1:K는, 채널간 간섭을 발생시키는 시간축 상의 위치(앞서 언급한 도 2의 경우 N-L+1:N-L+Lcp)의 값이 0이 되도록 하는 값을 가진다. 상기 P 필터(210)의 동작원리에 대한 상세한 설명은 후술될 것이다.

N-K개의 데이터 심볼들 U_1:N-K는 IFFT(220)의 입력 탭들 중 사용되는 반송파들에 해당하는 입력 탭들로 입력된다. P 필터(210)에 의해 생성된 K개의 가상 데이터 심볼들 V_1:K는 IFFT(220)의 사용되지 않는, 즉 잉여 반송파들에 해당하는 입력 탭들로 입력된다. IFFT(220)는 입력 데이터 심볼들을 역고속 퓨리에 변환에 의해 변조한다. 병렬/직렬 변환기(230)는 상기 IFFT(220)의 출력 데이터를 직렬 변환하며, 주기적 프리픽스 부가기(240)는 상기 직렬 변환된 데이터의 앞에 길이 Lcp의 주기적 프리픽스(CP)를 부가하여 무선 채널을 통해 전송되도록 출력한다

이제 상기 P 필터(210)의 동작에 대해 보다 상세히 설명하기로 한다.

이미 언급한 바와 같이 전체 반송파들의 개수는 N이고 잉여 반송파들의 개수는 K이며 채널 임펄스 응답 샘플의 길이는 L, 주기적 프리픽스 샘플의 길이는 Lcp이다. 여기서 채널 임펄스 응답 샘플의 길이 L은 예측되는 최대 길이로서, 수신기가 채널 임펄스 응답 특성을 측정하여 송신기로 피드백하면 송신기는 상기 측정치에 따라 채널 임펄스 응답 샘플의 최대 길이를 예측한다.

사용자 데이터 심볼들은 Uⁿ _1:N이라 표현되고, P 필터(210)에 의해 생성되는 가상 데이터 심볼들은 Vⁿ _1:K라 표현되며 하기 <수학식 1>에 의해 구해진다.

여기서 P는 P 필터(210)의 필터링 탭 계수로서 K×(N-K) 행렬로 표현된다.데이터 심볼들과 가상 데이터 심볼들은 IFFT(220)의 입력이 되는데, IFFT(220)의 입력은 X_1:N으로 표현되며, 하기의 <수학식 2>과 같이 구해진다.

여기서 S₀은 V_1:K를 잉여 반송파들의 위치로 지정하는 NxK 행렬이며, S₁은 U_1:N-K를 데이터 반송파들의 위치로 지정하는 Nx(N-K) 행렬이다. IFFT(220)의 출력은 하기 <수학식 3>과 같이 구해진다.

여기서 xⁿ _1:N은 IFFT(220)의 출력으로서 Xⁿ _1:N의 시간 도메인 값이고, W_N은 N-점 FFT 변환 함수이다.

도 2의 (b)에 나타낸 바와 같이 데이터 프레임에서 채널간 간섭과 관계된 샘플은 xⁿ _N-L+1:N-Lcp이며, 이는 하기와 같은 <수학식 4>에 의해 xⁿ _1:N에서 추출할 수 있다.

여기서 A는 위치 L-1:L-Lcp의 데이터 심볼들을 추출하기 위한 (L-Lcp)×N 행렬로서 아래 <수학식 5>와 같이 정의된다.

여기서 O는 제로('0') 행렬이고 I는 항등(Identity) 행렬을 나타낸다. 즉, A는 (L-Lcp)×(N-L) 크기의 제로('0') 행렬과 (L-Lcp)×(L-Lcp) 크기의 항등(I) 행렬과 (L-Lcp)×Lcp 크기의 제로('0') 행렬의 조합으로 이루어진다.

도 4에 행렬 A에 의해 L-1:L-Lcp의 데이터 심볼들이 추출되는 동작을 나타내었다. 도시한 바와 같이 행렬 A를 N×1 크기의 데이터 심볼 행렬 x에 곱하면 x_{N-L+1:N-L+Lcp}가 추출된다. 도 5에는 반송파들의 개수(N)가 4개이고 1번째 및 3번째 반송파들이 잉여로 지정된 경우 S₀과 S₁에 의하여 반송파들이 구분되는 예를 나타내었다. 도시한 바와 같이 S₀은 4×4 항등 행렬의 1번째 및 3번째 행들로 이루어진 4×2 행렬이며, S₁은 나머지 행들로 이루어진 4×2 행렬이다. 이들 행렬들에 의해 가상 데이터 심볼들 V₁, V₃은 1 및 3번째 위치로 지정되고 데이터 심볼들 U₁, U₂는 2 및 4번째 위치로 지정된다.

P 필터(210)의 필터링 계수 P는 xⁿ _N-L+1:N-Lcp가 0이 되도록 정해져야 한다. 따라서 <수학식 4>에 <수학식 1> 내지 <수학식 3>을 대입하면 하기의 <수학식 6>이 된다.

상기 <수학식 6>을 정리하면 결과적으로 P는 하기의 <수학식 7>과 같이 정해진다.

이상과 같이 송신기에서 P 필터(210)를 사용하여 잉여 반송파들을 통해 가상 데이터 심볼들을 전송하면, CP의 길이가 CIR의 길이에 비하여 불충분한 경우에도 채널간 간섭을 사전에 방지할 수 있다. 그런데 주기적 프리픽스(CP)의 길이가 채널 임펄스 응답(CIR)의 길이에 비하여 불충분한 경우 중 특수한 경우로서, CP의 길이가 0, 즉 CP가 사용되지 않는 경우가 있다. 이 경우 앞서 언급한 도 2를 참조하면, 현재 프레임의 데이터 심볼들 xⁿ _N-L++1:N이 채널간 간섭을 발생시키고 이전 프레임의 데이터 심볼들 x^n-1 _N-L++1:N이 심볼간 간섭을 발생시킨다. 즉 한 프레임 내에서 채널간 간섭을 발생시키는 위치와 심볼간 간섭을 발생시키는 위치가 같게 된다.

CP가 사용되지 않는 경우는 채널간 간섭을 방지함으로써 심볼간 간섭이 함께 방지된다. 따라서 CP가 사용되지 않는 경우 송신기에서 가상 데이터 심볼들을 삽입함에 의해 채널간 간섭을 방지하면 심볼간 간섭도 함께 방지된다. 다시 말해 본 발명의 송신 구조를 사용했을 때, CP가 있는 경우는 수신 신호에 심볼간 간섭이 발생하지만, CP가 없는 경우는 수신 신호에 심볼간 간섭이 발생하지 않는다는 것이다. 따라서 CP를 사용하지 않는 경우, 즉 도 3의 송신기 구조에서 CP 부가기(245)가 포함되어 있지 않은 경우, 그에 대응하는 수신기에서는 간섭의 제거를 위한 별도의 구성요소들을 필요로 하지 않게 된다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 CP를 사용하지 않는 경우의 수신기 구조를 나타낸 것이다. 여기에 도시한 구성은 수신 신호에서 심볼간 간섭을 제거하기 위한 것으로서, 상기 도 3에 나타낸 바와 같이 잉여 주파수들을 통해 가상 데이터 심볼들을 전송하는 경우 및 잉여 반송파들을 통해 제로 심볼들을 전송하는 경우 모두에 적용 가능하다.

상기 도 6을 참조하면, 수신기(300)는 직렬/병렬 변환기(310)와 고속-퓨리에 변환기(FFT)(320)와 잉여 반송파 정렬기(330)와 1-탭 주파수 등화기(1-tap Frequency Equalizer: 1-tap FEQ)(340)와 결정기(Decider)(350)로 구성된다.

직렬/병렬 변환기(310)는 직렬로 입력되는 한 프레임의 수신 심볼들을 수집하여 병렬로 출력하며 고속-퓨리에 변환기(320)는 상기 병렬 변환된 심볼들을 고속-퓨리에 변환에 의해 복조하여 N개의 전체 주파수 대역들에 해당하는 N개의 주파수 성분들 Y[0], Y[1], ... Y[N-2], Y[N-1]을 출력하며, 잉여 반송파 정렬기(140)는 상기 N개의 주파수 성분들 중에서 데이터 반송파 성분들 Y[p₁], ... , Y[p_K]과 잉여 반송파 성분들 Y[u₁], Y[u_M]을 분리한다.

여기서 잉여 반송파 성분들은 데이터 반송파에 영향을 미치는 간섭의 발생을 방지하기 위하여 사용된 것이므로 무시된다. 데이터 반송파 성분들은 잉여 반송파 성분들에 의해 간섭을 포함하지 않게 되므로, 주파수 등화기(170)는 상기 데이터 반송파 성분들을 등화하며, 결정기(350)는 상기 등화된 출력 데이터를 가지고 원래의 데이터 심볼들을 검출한다.

한편, CP가 사용되는 경우 즉 CP의 길이가 0이 아니면서 CIR의 길이보다 작은 경우에 전송 도중 심볼간 간섭이 발생하게 되며, 수신기에서는 이를 제거하기 위한 추가적인 구성요소들을 필요로 하게 된다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라 CP를 사용하는 경우의 수신기 구조를 나타낸 것이다. 마찬가지로 여기에 도시한 구성은 수신 신호에서 심볼간 간섭을 제거하기 위한 것으로서, 잉여 주파수들을 통해 가상 데이터 심볼들을 전송하는 경우 및 잉여 반송파들을 통해 제로 심볼들을 전송하는 경우 모두에 적용 가능하다.

상기 도 7을 참조하면, 수신기(400)는 직렬/병렬 변환기(410)와 주기적 프리픽스 제거기(420)와 고속-퓨리에 변환기(FFT)(430)와 잉여 반송파 정렬기(440)와 덧셈기들(450-1 내지 450-M)과 1-탭 주파수 등화기(1-tap FEQ)(460)와 결정기(370)와 지연기(480)와 H_ISI필터(490)로 구성된다. 도 7의 수신기(400)를 도 6의 수신기(300)와 비교하면, 주기적 프리픽스 제거기(420)와 덧셈기들(450-1 내지 450-M)과 지연기(480)와 H_ISI필터(490)가 추가되었다.

직렬/병렬 변환기(410)는 직렬로 입력되는 한 프레임의 수신 심볼들을 수집하여 병렬로 출력하며 주기적 프리픽스 제거기(420)는 상기 수신 심볼들 중 주기적 프리픽스를 선별하여 제거한다. 고속-퓨리에 변환기(430)는 상기 주기적 프리픽스 제거기(420)의 출력 데이터를 고속-퓨리에 변환에 의해 복조하여 N개의 전체 주파수 대역들에 해당하는 N개의 주파수 성분들 Y[0], Y[1], ... Y[N-2], Y[N-1]을 출력하며, 잉여 반송파 정렬기(440)는 상기 N개의 주파수 성분들 중에서 데이터 반송파 성분들 Y[p₁], ... , Y[p_K]과 잉여 반송파 성분들 Y[u₁], Y[u_M]을 분리한다. 여기서 잉여 반송파 성분들은 채널간 간섭의 방지를 위하여 사용된 것이므로 무시된다.

데이터 반송파 성분들은 심볼간 간섭을 포함하고 있는 것이므로, 덧셈기들(450-1 내지 450-M)은 상기 데이터 반송파 성분들에서 이전 프레임의 심볼들에 의해 구해진 간섭 추정치를 뺌으로써 심볼간 간섭에 의한 영향을 제거한다. 주파수 등화기(460)는 상기 데이터 반송파 성분들을 등화하며, 결정기(470)는 상기 등화된 출력 데이터를 가지고 원래의 데이터를 검출한다.

한편, 지연기(480)는 상기 검출된 데이터를, 다음 프레임에 적용되기 위한 간섭 추정치를 구할 수 있도록 한 프레임 주기만큼 지연시킨다. H_ISI필터(490)는 상기 지연된 데이터를 가지고 알려진 간섭 추출 기술에 따라 간섭 추정치를 구하는 간섭 추정기로서 동작하며, 상기 간섭 추정치는 다음 프레임의 간섭 제거에 적용될 수 있도록 덧셈기들(450-1 내지 450-M)로 제공된다.

여기서 길이 L인 채널 임펄스 응답 특성을 [c₀c₁... c_L]이라 표현하면 심볼간 간섭을 제거하기 위한 H_ISI필터의 필터링 계수는 하기의 <수학식 8>과 같다.

이상과 같이 동작하는 수신기는 이전 프레임에서 검출한 심볼간 간섭 추정치를 가지고 현재 프레임의 간섭을 제거하기 때문에 주파수 영역의 여유분을 필요로 하지 않는다. 도 6 및 도 7에서는 비록 잉여 주파수 정렬기(330,440)를 포함하는 구성을 도시하였으나, 잉여 반송파가 사용되지 않는다면, 즉 모든 반송파들이 데이터의 전송에 사용된다면 상기 잉여 주파수 정렬기(330,440)는 필요하지 않게 된다.

본 발명에 의한 송수신 기술을 종래 기술인 FEQ-DMT에 비교하면, FEQ-DMT는 Q 필터를 구현하기 위해 수신기에서 (N-K)xK회의 복소 곱셈을 수행하여야 하는데, 수신 신호는 간섭에 의한 영향으로 소수점 이하의 값들을 포함하고 있어 이들의 계산에는 복잡한 하드웨어 또는 소프트웨어가 불가피하게 필요하다. 반면, 본 발명의 송신기(200)는 정수 입력을 가지는 P 필터를 이용하므로 곱셈 없이 천이 레지스터(Shift Register) 등으로 보다 간단하게 구현이 가능하다. 마찬가지로 본 발명의 수신기(400)에서도 정수 입력을 이용하여 간섭 추정치를 계산하기 때문에 곱셈 없이 구현될 수 있으며, 따라서 보다 단순화된 구성이 가능하다.

이하 본 발명에 의한 송수신 기술의 성능을 종래 기술, 특히 FEQ-DMT와 비교하여 보기로 한다. 먼저 FEQ-DMT에서 사용되는 Q 필터의 필터링 계수는 하기 <수학식 9>과 같이 표현된다.

앞서 언급한 바와 같이, W_N은 N-점 FFT 변환 행렬이고, S₀은 V_1:K를 잉여 반송파들의 위치로 지정하는 NxK 행렬이며, S₁은 U_1:N-K를 데이터 반송파들의 위치로 지정하는 Nx(N-K) 행렬이다. 그리고 A_red는 위치 1:L-Lcp의 데이터 심볼들을 추출하기 위한 (L-Lcp)×N 행렬로서 아래 <수학식 10>와 같이 표현된다.

본 발명의 성능을 검증하기 위해 FEQ-DMT 시스템과 본 발명에 따른 시스템의 성능을 도 8에 도시한 바와 같은 프랙셔널 전력(fractional power) 분포를 가진 정적(static) 채널 환경에서 시뮬레이션하였다. 시뮬레이션 조건에서는 128개의 반송파들과, 5MHz의 대역폭, SNR 30dB의 부가 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise: AWGN)을 가정하였으며, 송신 신호 전력의 합은 일정하고 데이터 반송파들은 균일한 송신 신호 전력을 가진다. 시뮬레이션 결과는 에러율 10^-7에 6dB 마진의 조건에서 유효 데이터율로 나타내었다. 또한 시뮬레이션에서 FEQ-DMT와 본발명은 SNR이 나빠서 비트 로딩이 되지 않는 반송파들을 CP와 함께 사용하여 2 샘플 길이에 해당하는 CIR을 보상하도록 한다.

도 9는 상기 시뮬레이션 결과를 나타낸 것으로서, 여기서 참조번호 10은 CP를 사용하는 본 발명에 따른 송수신 구조에 대한 것이며 참조번호 20은 CP를 사용하는 FEQ-DMT에 따른 수신 구조에 대한 것이고 30은 CP를 사용하면서 간섭 제거를 위한 별도의 구성요소들을 사용하지 않는 송수신 구조에 대한 것이다. 도시한 바와 같이 FEQ-DMT나 본 발명을 CP와 함께 사용한 것이 CP만 사용한 경우보다 좋은 성능을 나타냄을 알 수 있다. 이로써 본 발명에 따른 송수신 기술은, CIR의 길이가 CP의 길이보다 길어서 발생하는 성능 저하를 최소화 할 수 있음을 알 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명 중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.

본 발명은 주기적 프리픽스 샘플보다 긴 길이의 채널 임펄스 응답이 나타나는 경우 잉여 반송파의 사용에 의한 성능 저하를 증가시키지 않으면서 시스템의 복잡도를 현저하게 감소시킬 수 있다. 즉 본 발명에 의한 송수신 기술은 정수 입력의 곱셈에 의해 간단하게 구현 가능하면서, 잉여 주파수들의 사용으로 인한 잡음의 확산을 방지할 수 있다.

Claims

서로 다른 주파수 대역을 가지는 N개의 반송파들을 사용하며 상기 N개의 반송파들 중 K개의 반송파들을 잉여 반송파들로서 지정하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템을 위한 송신 장치에 있어서,

N-K개의 데이터 심볼들을 입력으로 하여 K개의 가상 데이터 심볼들을 생성하는 P 필터와,

상기 N개의 반송파들에 대응하는 N개의 입력 탭들을 가지며, 상기 N-K개의 데이터 심볼들을 상기 N개의 반송파들 중 상기 잉여 반송파들이 아닌 데이터 반송파들에 해당하는 N-K개의 탭들로 입력받고, 상기 K개의 가상 데이터 심볼들을 상기 잉여 반송파들에 해당하는 K개의 탭들로 입력받아 역고속 퓨리에 변환하여 데이터 프레임을 출력하는 역고속 퓨리에 변환기를 포함하여 구성되고,

상기 가상 데이터 심볼들은 상기 데이터 프레임에서 채널간 간섭을 일으키는 부분의 값이 0이 되도록 정해지는 것을 특징으로 하는 상기 송신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 데이터 프레임 중 마지막 소정 길이의 샘플을 복사하여 상기 데이터 프레임의 앞에 주기적 프리픽스로서 첨부하는 주기적 프리픽스 부가기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 송신 장치.
제 2 항에 있어서, 상기 P 필터는,

상기 주기적 프리픽스의 길이가 Lcp이고 채널 임펄스 응답의 최대 길이가 L이며 L이 Lcp보다 클 때, 상기 주기적 프리픽스의 1:L-Lcp에 해당하는 부분의 값이 0이 되도록 상기 K개의 가상 데이터 심볼들을 결정하는 것을 특징으로 하는 상기 송신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 P 필터의 필터링 계수 P는 하기의 수학식과 같이 정해지는 것을 특징으로 하는 상기 송신 장치.

여기서 W_N은 N-점 FFT 행렬이고, S₀은 가상 데이터 심볼들을 잉여 반송파들로 지정하는 NxK 행렬이고, S₁은 U_1:N-K를 데이터 반송파들로 지정하는 Nx(N-K) 행렬이고, O는 제로('0') 행렬이고, I는 항등 행렬임.
제 1 항에 있어서, 상기 잉여 반송파들은 신호대 잡음비가 나머지 반송파들보다 상대적으로 불량한 반송파들로서 지정되는 것을 특징으로 하는 상기 송신 장치.
서로 다른 주파수 대역을 가지는 N개의 반송파들을 사용하며 상기 N개의 반송파들 중 K개의 반송파들을 잉여 반송파들로서 지정하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템을 위한 송신 방법에 있어서,

N-K개의 데이터 심볼들을 입력으로 하여 K개의 가상 데이터 심볼들을 생성하는 과정과,

상기 N개의 반송파들 중 상기 잉여 반송파들이 아닌 데이터 반송파들에 할당되는 상기 N-K개의 데이터 심볼들과, 상기 잉여 반송파들에 할당되는 상기 K개의 가상 데이터 심볼들을 역고속 퓨리에 변환하여 데이터 프레임을 출력하는 과정과,

상기 가상 데이터 심볼들은 상기 데이터 프레임에서 채널간 간섭을 일으키는 부분의 값이 0이 되도록 정해지는 것을 특징으로 하는 상기 송신 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 데이터 프레임 중 마지막 소정 길이의 샘플을 복사하여 상기 데이터 프레임의 앞에 주기적 프리픽스로서 첨부하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 송신 방법.
제 7 항에 있어서, 상기 가상 데이터 심볼들은,

상기 주기적 프리픽스의 길이가 Lcp이고 채널 임펄스 응답의 최대 길이가 L이며 L이 Lcp보다 클 때, 상기 주기적 프리픽스의 1:L-Lcp에 해당하는 부분의 값이 0이 되도록 결정되는 것을 특징으로 하는 상기 송신 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 P 필터의 필터링 계수 P는 하기의 수학식과 같이 정해지는 것을 특징으로 하는 상기 송신 방법.

여기서 W_N은 N-점 FFT 행렬이고, S₀은 가상 데이터 심볼들을 잉여 반송파들로 지정하는 NxK 행렬이고, S₁은 U_1:N-K를 데이터 반송파들로 지정하는 Nx(N-K) 행렬이고, O는 제로('0') 행렬이고, I는 항등 행렬임.
서로 다른 주파수 대역을 가지는 N개의 반송파들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템을 위한 수신 장치에 있어서,

수신 데이터 프레임을 입력으로 하고 상기 수신 데이터 프레임의 앞에 첨부된 소정 길이의 주기적 프리픽스를 제거하는 주기적 프리픽스 제거기와,

상기 주기적 프리픽스 제거기의 출력을 고속 퓨리에 변환하여 상기 N개의 반송파들에 대응하는 N개의 주파수 성분들을 출력하는 고속 퓨리에 변환기와,

상기 주파수 성분들에서 이전 데이터 프레임으로부터 구해진 간섭 추정치를 빼는 덧셈기들과,

상기 덧셈기들의 출력을 등화하는 1-탭 주파수 등화기와,

상기 주파수 등화기의 출력을 이용하여 원래의 데이터 심볼들을 검출하는 결정기와,

상기 검출된 데이터 심볼들을 가지고 간섭 추정치를 구하여 다음 데이터 프레임 주기에 상기 덧셈기들로 제공하는 간섭 추정기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 상기 수신 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 간섭 추정기는,

채널 임펄스 응답의 길이가 상기 주기적 프리픽스의 길이보다 클 때, 이전 데이터 프레임의 마지막 부분으로 인하여 야기된 심볼간 간섭을 나타내는 간섭 추정치를 구하는 것을 특징으로 하는 상기 수신 장치.
서로 다른 주파수 대역을 가지는 N개의 반송파들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템을 위한 수신 방법에 있어서,

수신 데이터 프레임의 앞에 첨부된 소정 길이의 주기적 프리픽스를 제거하는 과정과,

상기 주기적 프리픽스가 제거된 상기 데이터 프레임을 고속 퓨리에 변환하여 상기 N개의 반송파들에 대응하는 N개의 주파수 성분들을 출력하는 과정과,

상기 주파수 성분들에서 이전 데이터 프레임으로부터 구해진 간섭 추정치를 제거하는 과정과,

상기 간섭 추정치가 제거된 상기 주파수 성분들을 등화하는 과정과,

상기 등화된 데이터를 이용하여 원래의 데이터 심볼들을 검출하는 과정과,

상기 검출된 데이터 심볼들을 가지고 다음 데이터 프레임 주기에 적용하기 위한 간섭 추정치를 구하는 과정을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 상기 수신 방법.
제 12 항에 있어서, 상기 간섭 추정치는, 채널 임펄스 응답의 길이가 상기 주기적 프리픽스의 길이보다 클 때, 이전 데이터 프레임의 마지막 부분으로 인하여 야기된 심볼간 간섭을 나타내는 것을 특징으로 하는 상기 수신 방법.
서로 다른 주파수 대역을 가지는 N개의 반송파들을 사용하며 상기 N개의 반송파들 중 K개의 반송파들을 잉여 반송파들로서 지정하는 직교 주파수 분할 다중화시스템을 위한 수신 장치에 있어서,

수신 데이터 프레임의 앞에 첨부된 주기적 프리픽스를 제거하는 주기적 프리픽스 제거기와,

상기 주기적 프리픽스 제거기의 출력을 고속 퓨리에 변환하여 상기 N개의 반송파들에 대응하는 N개의 주파수 성분들을 출력하는 고속 퓨리에 변환기와,

상기 N개의 성분들 중 상기 잉여 반송파들에 해당하는 K개의 잉여 성분들과 상기 잉여 반송파들에 해당하지 않는 데이터 성분들을 분리하는 잉여 주파수 정렬기와,

상기 데이터 성분들에서 이전 데이터 프레임으로부터 구해진 간섭 추정치를 빼는 덧셈기들과,

상기 덧셈기들의 출력을 등화하는 1-탭 주파수 등화기와,

상기 주파수 등화기의 출력을 이용하여 원래의 데이터 심볼들을 검출하는 결정기와,

상기 검출된 데이터 심볼들을 가지고 간섭 추정치를 구하여 다음 데이터 프레임 주기에 상기 덧셈기들로 제공하는 간섭 추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 수신 장치.
제 14 항에 있어서, 상기 간섭 추정기는,

채널 임펄스 응답의 길이가 상기 주기적 프리픽스의 길이보다 클 때, 이전데이터 프레임의 마지막 부분으로 인하여 야기된 심볼간 간섭을 나타내는 간섭 추정치를 구하는 것을 특징으로 하는 상기 수신 장치.
제 14 항에 있어서, 상기 잉여 반송파들은 신호대 잡음비가 나머지 반송파들보다 상대적으로 불량한 반송파들로서 지정되는 것을 특징으로 하는 상기 송신 장치.
서로 다른 주파수 대역을 가지는 N개의 반송파들을 사용하며 상기 N개의 반송파들 중 K개의 반송파들을 잉여 반송파들로서 지정하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템을 위한 수신 방법에 있어서,

수신 데이터 프레임의 앞에 첨부된 주기적 프리픽스를 제거하는 과정과,

상기 주기적 프리픽스가 제거된 상기 데이터 프레임을 고속 퓨리에 변환하여 상기 N개의 반송파들에 대응하는 N개의 주파수 성분들을 출력하는 과정과,

상기 N개의 성분들 중 상기 잉여 반송파들에 해당하는 K개의 잉여 성분들과 상기 잉여 반송파들에 해당하지 않는 데이터 성분들을 분리하는 과정과,

상기 데이터 성분들에서 이전 데이터 프레임으로부터 구해진 간섭 추정치를 제거하는 과정과,

상기 간섭 추정치가 제거된 데이터 성분들을 등화하는 과정과,

상기 등화된 데이터를 이용하여 원래의 데이터 심볼들을 검출하는 과정과,

상기 검출된 데이터 심볼들을 가지고 다음 데이터 프레임 주기에 적용하기 위한 간섭 추정치를 구하는 과정을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 상기 수신 방법.
제 17 항에 있어서, 상기 간섭 추정치는,

채널 임펄스 응답의 길이가 상기 주기적 프리픽스의 길이보다 클 때, 이전 데이터 프레임의 마지막 부분으로 인하여 야기된 심볼간 간섭을 나타내는 것을 특징으로 하는 상기 수신 방법.
제 17 항에 있어서, 상기 잉여 반송파들은 신호대 잡음비가 나머지 반송파들보다 상대적으로 불량한 반송파들로서 지정되는 것을 특징으로 하는 상기 수신 방법.