CN1578292A

CN1578292A - 正交频分复用系统中的发送和接收设备及方法

Info

Publication number: CN1578292A
Application number: CNA2004100633937A
Authority: CN
Inventors: 李钟赫; 金映秀; 任基弘; 元熙喆; 朴喆进
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd; Pohang University of Science and Technology Foundation POSTECH
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd; Pohang University of Science and Technology Foundation POSTECH
Priority date: 2003-07-08
Filing date: 2004-07-08
Publication date: 2005-02-09
Also published as: KR100498953B1; KR20050005991A; US20050008085A1; EP1496659A1

Abstract

一种用于发射机和接收机的预处理设备和方法，用以防止OFDM系统内信道间干扰(ICI)或符号间干扰(ISI)导致的系统性能恶化。在使用具有不同频带的N个载波和将N个载波中的K个载波指定为冗余载波的OFDM系统内，当循环前缀不长于信道脉冲响应时，发射机使数据帧内引起ICI的部分为零。因此，防止了ICI。接收机使用根据前一数据帧估计出的干扰消除了当前帧内包含的ISI。因此，防止了使用冗余载波导致的噪声扩展，并显著地降低了系统的复杂性。

Description

正交频分复用系统中的发送和接收设备及方法

技术领域

本发明一般涉及OFDM(正交频分复用)系统，具体而言，涉及发射机/接收机中的预处理设备和方法，用于防止系统性能因为ICI(信道间干扰)或ISI(符号间干扰)而导致的降低。

背景技术

OFDM是这样一种多载波调制方案，它将数据拆分(split)在多个载波上，并并行地低速率传送所述拆分数据，从而降低频率选择性衰落或窄带干扰，与高速率发送数据的常规单载波方案是不同的。在OFDM中，副载波的频谱相互正交地重叠，这提高了频谱效率。发送信号通过FFT(快速傅立叶逆变换)调制，接收信号通过FFT(快速傅立叶变换)解调。因而，能够高效地实现数字调制器和解调器。这种结构的主要优点在于使用均衡器轻易地实现接收机，所述均衡器不需要每个载波超过一个的复数乘法。

在OFDM中，通过与副载波数量成正比地提高符号周期来降低多径衰落导致的干扰。在这种降低方法中，在每预定数目的符号中插入一个保护间隔。包括与载波同样多符号的一帧的最后一个符号在此保护间隔内被复制。将这些符号称作循环前缀(CP)。CP必须比代表无线电信道的信道特性的信道脉冲响应(CIR)更长。

如果CIR比CP长，则ICI和ISI降低系统性能。在实际的系统内预先给出CP的长度。鉴于无线接口的随机特性，CIR可能具有比传输过程中CP更长的周期。在无线电信道上的传输由频率的选择性刻画。

通常，如果信道增益为零(空)或者因为明显的干扰导致存在SNR(信噪比)很差的频带，则从数据传输中排除此频带。在漫游或室内办公室环境下有用的诸如AMC(自适应调制和编码)的技术将此频带留作冗余。在这种情况下，已经推荐了使用冗余频带抑制因为不足CP(insufficient CP)长度导致的ICI和ISI的方案。这种技术称作FEQ-DMT(频域均衡器-离散多音调制)。

为了解释，在下文中，发送用户数据的载波将称作数据载波，所有其它的载波将称作OFDM系统中的冗余载波。

FEQ-DMT发射机在冗余载波上发射空信号。换句话说，它在冗余载波上不发送信号。FEQ-DMT接收机随后从冗余载波上的信号中提取干扰信号，并从数据载波上的信号中减去所提取的干扰信号，从而消除干扰影响。

图1是使用冗余频段的常规FEQ-DMT接收机的方框图。假设载波的总数量为N，包括M个数据载波和K个冗余载波。因此，N＝M+K。

参见图1，FEQ-DMT接收机100包括串并(S/P)转换器110、CP消除器120、FFT 130、冗余载波分类器140、Q滤波器150、加法器160-1至160-M和1-抽头FEQ(频率均衡器)170。S/P转换器100收集预定数目的所接收的串行符号，并并行输出。CP消除器120从符号中删除CP。FFT 130通过FFT解调CP消除器120的输出，并输出与N个频率对应的N个频率响应，Y[0]、Y[1]、...、Y[N-2]、Y[N-1]。冗余载波分类器140从N个分量中分离出数据载波分量Y[p₁]、...、Y[p_k]和冗余载波分量Y[u₁]、...、Y[u_M]。

Q滤波器150使用公知的干扰提取技术来提取干扰分量I[u₁]、...、I[u_M]，此干扰分量是因为使用冗余载波分量的数据载波导致的。干扰分量包含ICI和ISI。加法器160-1至160-M通过从数据载波分量Y[p₁]、...、Y[p_k]中减去干扰分量I[u₁]、...、I[u_M]来消除干扰的影响。1-抽头FEQ 170均衡加法器160-1至160-M的输出。尽管在图1中未图示，在FEQ-DMT接收机100中还包括判决器，用于根据已均衡的数据检测原始数据符号。

图1所示的FEQ-DMT接收机的缺点之一是Q滤波器的复杂性。另一个缺点是冗余载波上信号内的噪声在Q滤波器内被添加给数据载波上的信号，导致噪声提高。因为冗余载波通常具有很差的SNR，所以冗余载波上的噪声扩散到数据载波，从而导致更差的系统性能。

发明内容

因此，本发明的一个目的是至少基本上解决上述问题和/或缺点，并至少提供下面描述的缺点。因此，本发明的一个目的是提供一种发射/接收设备和方法，用于消除干扰的影响，同时使用不足CP降低OFDM系统内的系统复杂性。

本发明的另一个目的是提供一种发射/接收设备和方法，用于使用OFDM系统内的冗余频带防止不足CP导致的ICI。

本发明的另一个目的是提供一种发射/接收设备和方法，用于使用OFDM系统内的冗余频带防止不足CP导致的ISI。

通过提供一种用于发射机和接收机的预处理设备和方法，用以在OFDM系统内防止ICI和ISI导致的系统性能降低，实现上述目的。

根据本发明的一个方面，在OFDM系统的发射设备内，所述OFDM系统使用包含不同频带的N个载波，并将N个载波中的K个载波设置为冗余载波，P滤波器接收(N-K)个数据符号并生成K个虚拟数据符号。具有对应于N个载波的N个输入抽头的IFFT在对应于除了冗余载波之外的数据载波的(N-K)个抽头上接收(N-K)个数据符号，在对应于冗余载波的K个抽头上接收K个虚拟数据符号，快速傅立叶逆变换所述数据符号和虚拟数据符号，并输出IFFT数据帧。在此，设置虚拟数据符号以使得导致数据帧内ICI的值变为零。

根据本发明的另一方面，在OFDM系统的接收设备中，所述OFDM系统使用包含不同频带的N个载波，CP消除器接收数据帧，并从数据帧前消除预定长度的CP，FFT快速傅立叶变换CP消除器的输出，并输出与N个载波对应的N个频率分量。多个加法器用于从频率分量中减去根据前一数据帧估计出的干扰。1-抽头FEQ均衡加法器的输出。判决器根据已均衡的数据检测出原始数据符号。干扰估计器根据所检测的数据符号估计出干扰，并将干扰估计提供给用于下一个数据帧周期的加法器。

附图说明

根据下面的详细描述，当结合附图时，本发明的上述和其它的目的、特征和优点将变得显而易见，在附图中：

图1是使用冗余频带的常规FEQ-DMT接收机的方框图；

图2A和图2B图示OFDM数据帧的结构，参考用于描述本发明；

图3是根据本发明一种实施例的OFDM系统内的发射机的方框图；

图4图示使用矩阵A的L-1:L-L_cp数据符号的提取；

图5图示在多个载波中分类冗余载波；

图6是图示根据本发明的一种实施例当不使用CP时的接收机的方框图；

图7是图示根据本发明的另一种实施例当使用CP时的接收机的方框图；

图8图示具有部分功率分配的静态信道环境；和

图9图示根据本发明的具有FEQ-DMT性能的模拟比较性能的结果。

具体实施方式

下面将参考附图描述本发明的优选实施例。在下面的描述中，将不详细描述公知的功能或结构，因为如果予以详细描述将会使本发明不够明显。

如上面所指出的，本发明将防止多个载波中涉及的ICI和ISI导致的系统性能的降低。

图2A图示具有比CIR更长的CP的OFDM数据帧的结构。如图2A所示，第n个帧是Xⁿ _1:N，CP的长度是L_cp。在此，N既是传输帧的长度也是全部载波的数量。N个抽样的最后L_cp个抽样的复本作为循环CP添加在第n个帧之前。CIR的长度是L。如果L_cp等于或大于L，因为比CIR更长的CP介于这些帧之间，所以CP防止了ICI和ISI。

图2B图示具有比CP长的CIR的OFDM帧的结构。在此，L大于L_cp。还需要(L-L_cp)个CP抽样来处理CIR。在第n个帧中，存在前一帧的抽样数据X^n-1 _N-Lcp+1:N，替代预期的CP抽样数据，即当前帧的抽样数据Xⁿ _{N-L+1:N-L+Lcp}。预期但是并不发送的CP抽样Xⁿ _{N-L+1:N-L+Lcp}和前一帧的非预期抽样X^n-1 _N-Lcp+1:N分别导致ICI和ISI。

通过在这些抽样位置上发送零可以防止ICI和ISI。具体而言，发射机在一个频带的冗余载波上在特定的数据位置上发送零。必需的冗余载波的数量与必需的零符号的数量成正比。

然而，如图2B所示，因为分别导致ICI和ISI的符号排在不同位置上，需要用于同时防止ICI和ISI的冗余载波数量比需要用于防止两者之一的冗余载波数量高两倍。冗余载波数量的增加导致频率效率的降低。基于如果能够估计信道特性则接收机很容易消除ISI的思路，根据本发明，发射机防止ICI，接收机消除ISI。因此，简化了系统结构，最小化了ICI和ISI的影响，而不降低频率效率。

图3是根据本发明一种实施例的OFDM系统内的发射机的方框图。如上所述，在下文中假设全部载波的数量为N，包括M个数据载波和K个冗余载波。因此，N＝M+K。

参见图3，发射机200包括P滤波器210、IFFT(快速傅立叶逆变换器)220、并串(P/S)转换器230和CP加法器240。发射机200的其它公知的组件，例如调制器、扩频器和射频(RF)模块未图示。

P滤波器210使用(N-K)个输入用户数据符号U_1:N-K生成将要在冗余载波上发送的虚拟数据符号V_1:K。该虚拟数据符号V_1:K具有提供使时间轴上的ICI将为零的位置的数值。在图2B所示的情况下，ICI-产生位置是N-L+1:N-L+L_cp。随后将更详细地描述P滤波器210的操作。

将(N-K)个数据符号U_1:N-K提供给IFFT 210的输入抽头中与所使用的载波对应的输入抽头，将K个虚拟数据符号V_1:K提供给与未使用的载波即冗余载波对应的IFFT 220的其它输入抽头。在无线电信道上传输之前的串行数据之前，IFFT 220通过IFFT调制输入数据符号。P/S转换器230串行化IFFT 220的输出，并且CP加法器240添加长度为L_cp的CP。

如上面所描述的，N是载波总数，K是冗余载波数量，L是CIR的长度，而L_cp是CP的长度。更确切地说，L是CIR的估计最大长度。接收机测量CIR特性，并将该测量反馈给发射机。发射机随后根据所述测量估计CIR抽样的最大长度。

如果Uⁿ _1:N-K代表用户数据符号，和Vⁿ _1:K代表虚拟数据符号，则

V_{1 : K}^{n} = P U_{1 : N - K}^{n} - - (1)

其中P指P滤波器210的滤波抽头系数，它可以表示为K×(N-K)矩阵。将数据符号和虚拟数据符号提供给IFFT 220的输入。IFFT 220的输入可以表示为X_1:N，其中：

X_{1 : N}^{n} = S_{1} U_{1 : N - K}^{n} + S_{0} V_{1 : K}^{n} - - (2)

而S₀是将V_1:K分配给冗余载波的N×K矩阵，S₁是将U_1:N-K分配给数据载波的N×(N-K)矩阵。IFFT 220的输出表示为：

x_{1 : N}^{n} = W_{N}^{*} X_{1 : N}^{n} - - - (3)

其中FFT输出xⁿ _1:N是Xⁿ _1:N的时域值，W_N是N点FFT函数，和(·)^*是共轭。

如图2B所示，在数据帧内与ICI有关的抽样是Xⁿ _N-L+1:N-Lcp，它通过下式从xⁿ _1:N中提取：

x_{N - L + 1 : N - Lcp}^{n} = A x_{1 : N}^{n} - - (4)

其中A是用于提取L-L_cp:L-1数据符号的(L-L_cp)×N矩阵。将A定义为：

A = [0_{(L - L_{cp}) \times (N - L)} I_{(L - L_{cp})} 0_{(L - L_{cp}) \times L_{cp}}] - - (5)

其中0是零矩阵，I是单位矩阵。因此，A是(L-L_cp)×(N-L)阶零矩阵、(L-L_cp)×(L-L_cp)阶单位矩阵和(L-L_cp)×L_cp阶零矩阵的组合。

图4图示通过矩阵A提取L-L_cp:L-1数据符号。如图4所示，通过使矩阵A乘以(N×1)数据符号矩阵x来提取X_{N-L+1:N-L+Lcp}。

图5图示当N＝4和将第一和第三载波指定为冗余时通过S₀和S₁分类载波的例子。如图5所示，S₀是具有4×4阶I矩阵的第一和第三行的4×2阶矩阵，S₁是具有I矩阵的其它行的4×2矩阵。根据这些矩阵，将虚拟数据符号V₁和V₂指定给第一和第三位置，而将数据符号U₁和U₂指定给第二和第四位置。

P滤波器210的滤波系数P必须被设置成使得X_N-L+1:N-Lcp为零。通过将等式(1)和等式(2)代入等式(4)，则：

x_{N - L + 1 : N - L_{cp}}^{n} = A W_{N}^{*} (S_{1} U_{1 : N - K}^{n} + S_{0} {PU}_{1 : N - K}^{n}) = 0_{(L - L_{cp}) \times 1} - - - (6)

它可以简写为：

P = - {({AW}_{N}^{*} S_{0})}^{- 1} {AW}_{N}^{*} S_{1} - - (7)

如上面所描述的，发射机使用P滤波器210在冗余载波上发送虚拟数据符号，从而甚至当CP短于CIR时也可以防止ICI。CP比CIR短的特殊情况可以出现在未使用CP的情况下。参见图2，在这种情况下，当前帧的数据符号xⁿ _N-L+1:N导致ISI。即ICI和ISI在一帧内的同一位置产生。

当未使用CP时，ICI的防止导致ISI的防止。因而，发射机通过插入虚拟数据符号同时防止了ICI和ISI。总而言之，在存在CP的情况下，ISI出现在所接收的信号内，而在不存在CP的情况下，在本发明的接收机内在所接收的信号内不生成ISI。因此，当不使用CP时，即在图3所示的发射机中省去CP加法器245时，作为发射机对应部分的接收机并不需要用于消除干扰的附加组件。

图6是图示根据本发明一种实施例的当不使用CP时的接收机的方框图。该接收机被配置以消除接收信号内的ISI。如图6所示，该接收机可适用于两种情况，即在冗余频率上发送虚拟数据符号和在冗余频率上发送零符号。

参见图6，接收机300包括S/P转换器310、FFT 320、冗余载波分类器330、1-抽头FEQ 340和判决器350。S/P转换器310收集一帧内的接收符号，并并行地予以输出。FFT 320通过FFT解调并行符号，并输出与N个频率对应的N个频率分量，Y[0]、Y[1]、...、Y[N-2]、Y[N-1]。冗余载波分类器330将N个频率分量分离成数据载波分量Y[p₁]、...、Y[p_k]和冗余载波分量Y[u₁]、...、Y[u_M]。

因为使用冗余载波分量来防止影响数据载波的干扰，所以予以忽略。1-抽头FEQ 340均衡数据载波分量，它是由于冗余载波分量而免于干扰的。判决器350从已均衡数据中检测出原始数据符号。

当使用CP时，即当CP的长度不是零并小于CIR的长度时，在传输过程中生成ISI。因此，接收机需要用于消除ISI的附加分量。

图7是图示根据本发明另一种实施例的当使用CP时的接收机的方框图。该接收机被配置以消除接收信号内的ISI。此外，此接收机可同时应用于在冗余频率上发送虚拟数据符号和在冗余载波上发送零符号的两种情况。

参见图7，接收机400包括S/P转换器410、CP消除器420、FFT 430、冗余载波分类器440、加法器450-1至450-M、1-抽头FEQ 460、判决器470、延迟(D)480和H_ISI滤波器490。与图6所示的接收机300相比，接收机400还包括CP消除器420、加法器450-1至450-M、延迟480和H_ISI滤波器490。

S/P转换器410将所接收的串行符号收集在一帧内，并并行予以输出。CP消除器420从符号中删除CP。FFT 430通过FFT解调CP消除器420的输出，并输出与N个频率对应的N个频率分量Y[0]、Y[1]、...、Y[N-2]、Y[N-1]。冗余载波分类器440将N个频率分量分离出数据载波分量Y[p₁]、...、Y[p_k]和冗余载波分量Y[u₁]、...、Y[u_M]。冗余载波分量被忽略，因为使用它们来防止ICI。

加法器450-1至450-M从包含ISI的数据载波分量中减去根据前一帧的数据符号估计出的干扰，从而消除ISI的影响。1-抽头FEQ 460均衡数据载波分量，判决器470根据已均衡数据检测原始数据。

延迟480将所检测的数据延迟一个帧周期，以使得可以使用已延迟的数据来估计下一帧的干扰。H_ISI滤波器490用作干扰估计器，用于通过公知的干扰提取技术根据已延迟的数据计算干扰估计值。将该干扰估计值提供给加法器450-1至450-M，以估计下一帧的干扰。

如果长度为L的CIR表示为[c₀，c₁，...，c_L]，则用于消除ISI的H_ISI滤波器490的滤波系数通过下式确定：

H_{ISI} = S_{1}^{T} W_{N} C_{ISI} W_{N}^{*} (S_{1} + S_{0} P),

C_{ISI} = [\begin{matrix} 0_{(L - L_{cp}) \times (N - L + L_{cp})} & C_{t} \\ 0_{(N - L + L_{cp}) \times (N - L + L_{cp})} & 0_{(N - L + L_{cp}) \times (L - L_{cp})} \end{matrix}],

其中(·)^T是转置。

具有上述结构的接收机使用根据前一帧检测出的ISI估计值消除当前帧的干扰，这避免了频带内的冗余需要。虽然在图6和图7中将接收机300和400图示为具有冗余载波分类器330和440，但在没有冗余载波的情况下，即如果所有的载波都分配用于数据传输，则不再需要冗余载波分类器330和440。

常规FEQ-DMT需要接收机内的(N-K)×K个复数乘法以实现Q滤波器。然而，因为所接收的信号包含小数点右侧的小数位置上的数值，所以复数乘法需要复杂的硬件或软件。然而，通过使用具有整数输入的P滤波器，利用移位寄存器能够更容易地实现创造性的发射机200。类似地，在没有乘法的情况下可以实现创造性的接收机400，因为它使用整数输入来估计干扰。因此，对于接收机来说可以实现更简单的结构。

下面，将比较根据本发明的发射/接收技术的性能与常规技术的性能，具体是FEQ-DMT。将在FEQ-DMT中使用的Q滤波器的滤波系数表示为：

Q = - S_{1}^{T} W_{N} A_{red} {(S_{0}^{T} W_{N} A_{red})}^{- 1} - - - (9)

其中(如前所述)W_N是N点FFT矩阵，S₀是将V_1:K分配给冗余载波的N×K矩阵，S₁是将U_1:N-K分配给数据载波的N×(N-K)矩阵，A_red是用于提取1:L-L_cp数据符号的(L-L_cp)×N的矩阵，表示为：

A_{red} = [I_{(L - L_{cp})} 0_{(L - L_{cp}) \times (N - L + L_{cp})}] - - - - - - (10)

为了验证本发明的性能，在表示部分功率分配的静态信道环境下，如图8所示，模拟FEQ-DMT系统的性能和根据本发明的系统性能。为了模拟，假设128个载波，5-MHz带宽，具有30dB的SNR的AWGN(附加高斯白噪声)。还假设发送信号功率之和是恒定的，数据载波具有均匀的发射功率。在10^-7的误码率和6dB限度(margin)的条件下，用有效数据速率的形式表示模拟结果。在该模拟中，通过使用对于比特填充来说SNR过差的载波以及FEQ-DMT和本发明内的CP来补偿与在长度上两个抽样对应的CIR。

图9图示模拟的结果。参考数字10表示使用根据本发明的CP的发送/接收结构，参考数字20表示使用CP的FEQ-DMT接收结构，参考数字30表示在没有干扰消除的附加组件的情况下使用CP的发送/接收结构。从图9中看出使用CP的FEQ-DMT和使用CP的本发明显示了比仅使用CP更好的性能。因此，可以得出结论：本发明的发送/接收方案使因为比CP长的CIR导致的性能恶化最小化。

如上所述，当出现比CP更长的CIR时，在不加重因为使用冗余载波导致的系统恶化的情况下，本发明显著地降低了系统的复杂性。创造性的发送/接收方案通过基于整数输入的乘法轻易地实现，并防止了因为冗余载波导致的噪声扩展。

虽然已经图示并参考其某些优选实施例描述了本发明，但本领域的技术人员将理解在不脱离权利要求书定义的本发明的精神和范围的情况下，可以在形式和细节上进行各种改变。

Claims

1.一种在OFDM(正交频分复用)系统内的发射设备，所述OFDM系统使用包含不同频带的N个载波，并将N个载波中的K个载波设置为冗余载波，该发射设备包括：

一个P滤波器，用于接收(N-K)个数据符号，并生成K个虚拟数据符号；和

一个具有对应于N个载波的N个输入抽头的IFFT(快速傅立叶逆变换器)，用于在对应于除了冗余载波之外的数据载波的(N-K)个抽头上接收(N-K)个数据符号，在对应于冗余载波的K个抽头上接收K个虚拟数据符号，快速傅立叶逆变换该(N-K)个数据符号和K个虚拟数据符号，并输出一个数据帧；

其中设置K个虚拟数据符号以使得导致数据帧内的ICI(信道间干扰)的值变为零。

2.如权利要求1的发射设备，还包括循环前缀(CP)添加器，用于拷贝预定长度的数据帧的最后一个抽样，并在数据帧之前添加所拷贝的最后一个抽样作为CP。

3.如权利要求2的发射设备，其中，如果CP的长度是L_Cp，信道脉冲响应(CIR)的最大长度是L，L大于L_cp，则P滤波器确定K个虚拟数据符号，以使得CP内的1∶L-L_cp值为零。

4.如权利要求1的发射设备，其中P滤波器的滤波系数通过下式确定：

P = - {(A W_{N}^{*} S_{0})}^{- 1} A W_{N}^{*} S_{1}

A = [0_{(L - L_{cp}) \times (N - L)} I_{(L - L_{cp})} 0_{(L - L_{cp}) \times L_{cp}}]

其中W_N是N点FFT矩阵，S₀是将K个虚拟数据符号分配给冗余载波的N×K矩阵，S₁是将(N-K)个数据符号分配给数据载波的N×(N-K)矩阵，0是零矩阵，和I是单位矩阵。

5.如权利要求1的发射设备，其中，冗余载波具有与其它载波相比较差的SNR(信噪比)。

6.一种在OFDM(正交频分复用)系统内的发射方法，所述OFDM系统使用包含不同频带的N个载波，并将N个载波中的K个载波设置为冗余载波，该发射方法包括步骤：

在P滤波器内接收(N-K)个数据符号，并生成K个虚拟数据符号；和

快速傅立叶逆变换将要分配除了冗余载波之外的数据载波的(N-K)个数据符号和将要分配给冗余载波的K个虚拟数据符号，并输出IFFT数据帧；

7.如权利要求6的发射方法，还包括步骤：拷贝预定长度的数据帧的最后一个抽样，并在数据帧之前添加所拷贝的最后一个抽样作为循环前缀(CP)。

8.如权利要求7的发射方法，其中如果CP的长度是L_cp，信道脉冲响应(CIR)的最大长度是L，L大于L_cp，则P滤波器确定K个虚拟数据符号，以使得CP内的1∶L-L_cp值为零。

9.如权利要求6的发射方法，其中P滤波器的滤波系数通过下式确定：

P = - {(A W_{N}^{*} S_{0})}^{- 1} A W_{N}^{*} S_{1}

A = [0_{(L - L_{cp}) \times (N - L)} I_{(L - L_{cp})} 0_{(L - L_{cp}) \times L_{cp}}]

10.一种在OFDM(正交频分复用)系统内的接收设备，所述OFDM系统使用包含不同频带的N个载波，该接收设备包括：

一个循环前缀(CP)消除器，用于接收数据帧，并从数据帧前消除预定长度的CP；

一个快速傅立叶变换器(FFT)，用于快速傅立叶变换CP消除器的输出，并输出与N个载波对应的N个频率分量；

多个加法器，用于从N个频率分量中减去根据前一数据帧估计出的干扰；

一个1-抽头频率均衡器(FEQ)，用于均衡加法器的数据输出；

一个判决器，用于根据已均衡的数据检测出原始数据符号；和

一个干扰估计器，用于根据所检测的原始数据符号估计出干扰，并将干扰估计提供给用于下一个数据帧周期的加法器。

11.如权利要求10的接收设备，其中，如果信道脉冲响应(CIR)长于CP，则干扰估计器计算代表前一数据帧最后一部分导致的符号间干扰(ISI)的干扰估计值。

12.一种在OFDM(正交频分复用)系统内的接收方法，所述OFDM系统使用包含不同频带的N个载波，该接收方法包括步骤：

接收数据帧，并从数据帧前消除预定长度的循环前缀(CP)；

快速傅立叶变换CP的数据帧，并输出与N个载波对应的N个频率分量；

从N个频率分量中减去根据前一数据帧估计出的干扰；

均衡没有干扰估计的频率分量；

根据已均衡的数据检测出原始数据符号；和

根据所检测的数据符号估计出干扰以用于下一个数据帧周期。

13.如权利要求12的接收方法，其中，如果信道脉冲响应(CIR)长于CP，则干扰估计代表前一数据帧最后一部分导致的符号间干扰(ISI)。

14.一种在OFDM(正交频分复用)系统内的接收设备，所述OFDM系统使用包含不同频带的N个载波，并将N个载波中的K个载波设置为冗余载波，该接收设备包括：

一个循环前缀(CP)消除器，用于从所接收的数据帧前消除CP；

一个冗余载波分类器，用于将N个频率分量分离出对应于冗余载波的K个冗余分量和对应于除了K个冗余载波之外的数据载波的其它数据分量；

多个加法器，用于其它数据分量中减去根据前一数据帧估计出的干扰；

一个1-抽头频率均衡器(FEQ)，用于均衡加法器的输出；

15.如权利要求14的接收设备，其中，如果信道脉冲响应(CIR)长于CP，则干扰估计器计算代表前一数据帧最后一部分导致的符号间干扰(ISI)的干扰估计值。

16.如权利要求14的接收设备，其中，K个冗余载波具有与其它载波相比较差的SNR(信噪比)。

17.一种在OFDM(正交频分复用)系统内的接收方法，所述OFDM系统使用包含不同频带的N个载波，并将N个载波中的K个载波设置为冗余载波，该接收方法包括步骤：

从所接收的数据帧前消除循环前缀(CP)；

快速傅立叶变换无CP的数据帧，并输出与N个载波对应的N个频率分量；

将N个频率分量分离出对应于冗余载波的K个冗余分量和对应于除了K个冗余载波之外的数据载波的其它数据分量；

从其它数据分量中减去根据前一数据帧估计出的干扰；

均衡无干扰估计值的其它数据分量；

根据已均衡的数据检测出原始数据符号；和

根据所检测的原始数据符号估计出干扰以用于下一个数据帧周期。

18.如权利要求17的接收方法，其中，如果信道脉冲响应(CIR)长于CP，则干扰估计值代表前一数据帧最后一部分导致的符号间干扰(ISI)。

19.如权利要求17的接收方法，其中，K个冗余载波具有与其它载波相比较差的SNR(信噪比)。