CN1972272B - 多载波调制接收器的内部码元干扰和载波干扰的消除方法 - Google Patents

Abstract

本发明是关于一种多载波调制接收器，通过多个副载波中数据区块信息，识别出第一副载波子集合，而第一副载波子集合具有可忽视的内部码元干扰和内部载波干扰；接收器亦识别出第二副载波子集合，其需要ISI/ICI消除处理以改善其性能。该接收器从第二子集合中的副载波识别出一系列对第二子集合中的副载波引起干扰的第三子集合，以及从第三子集合中的副载波识别出一系列对第三子集合中副载波引起干扰的先前数据区块的第四子集合，接着对第三子集合中的每个元素执行ISI消除以消除先前数据区块的第四子集合中的元素引发的干扰，从而获得多个中间判决，该接收器通过检查通信信道的频率响应，以进行第一子集合、第二子集合、第三子集合和第四子集合的选择。

Description

多载波调制接收器的内部码元干扰和载波干扰的消除方法

技术领域

本发明是关于多载波调制接收器，尤指消除多载波调制接收器中的内部码元和内部载波干扰的装置和方法。

背景技术

多载波调制(MCM)是一种广泛用于高速数据通信的调制方案。它具有两种特性：普遍用于无线局域网络标准IEEE 802.11a和802.11g中的正交频分复用(OFDM)；和用于非对称数字用户缆线(ADSL)标准和超高速数字用户缆线(VDSL)标准中的离散多音频(Discrete Multi-Tone，DMT)。虽然DMT系统在整个说明书中加以讨论并且当作一个实施例，但是本领域技术人员可以得知本发明揭示的技术可应用于普通的MCM系统。

DMT发射器利用多个相互正交的音调(或所谓的副载波，也就是正弦波)。每一个音调可使用某种调制方案携带特定位量的信息，例如携带2位信息的4点正交调幅(4-QAM)、携带4位信息的16点正交调幅(16-QAM)、携带6位信息的64点正交调幅(64-QAM)等等。所有音调携带的总位量决定一个DMT码元携带的数据位的总数目。举例来说，如果总共有256个音调，而且每个音调使用16-QAM，那么一个DMT码元携带的数据的总量是256×4＝1024位。因此，DMT传输系统是以每一数据区块为基础而运作。每一数据区块由长度等于DMT码元携带的位的总数目的数据比特流所组成。举例来说，如果每个DMT码元携带1024位，那么从发射器发射的数据会被分成许多区块；每一区块具有1024位并由DMT码元所携带。

图1描绘了DMT发射器1000的物理层实施例的典型方块图。串行输入平行输出(SIPO)缓冲器1100将一块数据比特流(由DMT码元所携带)转换成N个平行的数据库，分别标以0、1、2至N-1。这些N个数据库的每一项通过正交调幅(QAM)映射处理器1200映射成各个QAM星座点，从而生成N个复数(频域)数据，分别标以0、1、2至N-1。星座图则在复平面中表示数字调制方案。星座图上的点称为星座点。星座点是一组调制码元，包括调制字母表。

举例来说，如果音调号(tone number)5使用4-QAM携带二位信息，那么QAM映射处理器1200将音调号5对应的二位输入映射为4个星座点中的一个：1+j、1-j、-1+j、-1-j。QAM映射处理器1200获得的N个复数数据通过N点快速傅立叶逆变换(IFFT)1300转换成N个时域取样。IFFT输出的最后N_CP个时域取样为N个取样的开始，从而生成N+N_CP个时域取样，分别标以0、1、2至N+N_CP-1。这些N_CP个未决的取样称为相应IFFT数据区块的“循环前缀”(CP)。随后的平行输入串行输出(PISO)缓冲器1500将N+N_CP个时域取样转换成N+N_CP个串行取样，这些串行取样接着由数字模拟转换器(DAC)1600转换成模拟电压。放大器1700将DAC 1600的输出放大而使得能够透过通信通道2020(例如，通信线路，譬如电话线)传输。N+N_CP个串行取样构成携带某一区块信息的DMT码元。

图2描绘了两个连续DMT码元的结构。对应于第一区块数据比特流的IFFT输出的最后N_CP个取样预设为第一个DMT码元的开始。与之类似，对应于第二块数据比特流的IFFT输出的最后N_CP取样预设为第二个DMT码元的开始。“循环前缀”携带易于获得的冗余信息。然而，它提供了充当两个连续DMT内部码元的缓冲的“保护间隔”。如果没有保护间隔的话，第一个DMT码元携带的信息将会泄漏到第二个DMT码元中，并在两个连续DMT码元通过通信信道2020传输时引起干扰，因为每个实际通信通道的脉冲响应长度都不是零。当所采用的CP长度比通信通道的脉冲响应长度长时，第一个DMT码元携带的信息泄漏将会包含在两个DMT内部码元的保护间隔中。然而，CP会占用系统资源。CP越长，系统就能容许越大的从通信通道的离散，但是这一切都是以越低的数据吞吐率为代价的。

图3描绘了DMT接收器的典型方块图。从通信信道2020接收的信号由放大器2050进行放大，接着由滤波器2100过滤，接着通过模拟数字转换器(ADC)2200转换成数字取样。如上所述，发射器中的循环前缀必须比通信信道2020的脉冲响应长度长，这样一个DMT码元的信息泄漏会包含在保护间隔中。然而，实际上，通信通道的脉冲响应可能会比CP长，因为CP通常不够长(否则数据吞吐率的牺牲将会非常高)。因此，经常使用时域均衡器(TEQ)2300。TEQ 2300实质上是有限脉冲响应(FIR)滤波器，其目的是为了有效缩短通信通道的脉冲响应，这样，一个DMT码元的信息泄漏就可包含在保护间隔内。

从TEQ 2300的输出检测到了两个连续DMT内部码元的数据区块分界。接着通过SIPO(串行输入平行输出)2400将TEQ 2300的输出转换成连续区块时域取样，每一区块由N+N_CP个时域取样组成，分别标以0、1、2、...N+N_CP-1。每数据区块开始的N_CP个取样对应于保护间隔内的取样，在随后的CP去除2500中丢弃这些取样，从而生成N个取样，分别标以0、1、2至N-1。得到的N个时域取样通过N点快速傅立叶变换(FFT)2600变换为N个频域取样。

在理想的状况下，我们希望FFT 2600输出的N个频域取样与图1中描绘的发射器中IFFT 1300处输入的N个频域数据精确匹配。但是不幸地，由于通信通道的缘故，每一个副载波的振幅和相位都会发生变化，因此接收器接收到的频域取样不会与发射器发射的频域取样精确匹配。因而，使用频域均衡器(FEQ)2700均衡这些频域取样。因此，对每个音调经历的振幅和相位变化进行独立校正。在频域均衡之后，使用分割器(slicer)2750判定发射器原来对每个音调使用的最可能的星座点。举例来说，如果使用4-QAM携带二位信息的音调号5的FEQ 2700的输出是0.9+1.1j，那么分割器2750判定发射器原来对音调号5使用的最可能的星座点是1+1j。分割器是“判决装置”的一个实施例，因为它为每个音调进行最可能的判定。分割器2750的输出通过后面的“QAM解映射处理器”2800映射为N个数据库。从“QAM解映射处理器”2800获得的N个数据库通过PISO 2900转换为区块数据比特流，这区块数据比特流理想上与发射器中SIPO 1100的输入匹配。

为了有效缩短通信通道的有效脉冲响应长度，提出了许多种用来为TEQ计算系数的算法，包括最小均方差(MMSE)、最大缩短信号噪音比(MSSNR)、最小内部码元干扰(最小ISI)和最大位速率(MBR)。在这些算法当中，MBR的效果最好，但是其计算复杂度太高而无法在大量生产的MCM接收器中实施。不幸的是，在许多情况下，以上算法都无法实际解决将一个DMT码元的信息泄漏完全包含在保护间隔内(也就是下一个DMT码元的CP)的问题。在这种情况下，一个DMT码元会干扰下一个DMT码元。这种现象就是“内部码元干扰”(ISI)。

当通信通道的脉冲响应长度超过CP长度时，DMT信号将无法在其保护间隔(也就是说，这个DMT码元的CP部分)内进入稳定状态。换句话说，在此“有效”部分(即，DMT码元的最后N个取样)内仍存在一些瞬变行为。作为一种特殊的MCM，DMT调制依赖载波的正交性来精确地传输信息。两个音调间的正交性仅在它们处于稳定状态时保持，这时两个音调都是纯正弦的。当DMT码元无法在其保护间隔内进入稳定状态时，这个DMT码元使用的音调间的正交性将无法实现。因此，DMT码元所使用的任何两个音调携带的信息之间将会发生耦合。这种现象就是“内部载波干扰”(ICI)。

一种用以缓解ISI/ICI问题的方法是采用多个TEQ(时域均衡器)。举例来说，在图4中描绘了双TEQ结构。接收器将音调分成两组，并分别采用TEQ1和TEQ2。最佳化每一个TEQ，从而最小化每组音调的ISI/ICI问题。每个TEQ输出在各自FFT中转换为频域取样。接收器基于每个音调判定两条路径中的哪些输出能产生最佳的信号噪音比(SNR)。一旦确定了每个音调的最佳路径，就使用后面的FEQ均衡该路径的输出。这种类型接收器的一个缺陷在于这种结构的硬件成本相当高。

另一种用以缓解ISI/ICI问题的方法是采用所谓的“每音调频域均衡器”(PTFEQ)，如图5所示。这种设计的原理是在FFT输出处使用多根分接式频域延迟线5010取代TEQ而不使用TEQ。然而，对于大量生产的MCM接收器而言，其硬件成本也是相当高的。

综上所述，在本技术领域中仍然需要一种低成本、稳固且有效的用于执行ISI/ICI消除的方案。

发明内容

本发明是用于最小化或消除使用多个副载波传输信息的多载波调制(MCM)接收器中内部码元干扰和内部载波干扰的方法、装置和系统。在本发明的一个实施例中，识别出第一副载波子集合，其具有可忽略的ISI(内部码元干扰)和ICI(内部载波干扰)。识别出第二副载波子集合，需要对其进行ISI/ICI消除以改善其性能。对第一副载波子集合执行均衡运算而从粗判决获得软判决。对第二副载波子集合执行均衡运算以及ISI/ICI消除。依据第二副载波子集合识别出第三子集合(针对第二子集合中的每个副载波)以执行ICI消除，以及识别出一系列第四子集合(针对第三子集合中的每个副载波)以执行ISI消除。

在本发明的实施例中，接收器基于检查通信信道的频率响应，选择第一子集合、第二子集合、第三子集合(针对第二子集合中的每个副载波)和第四子集合(针对第三子集合中的每个副载波)。第一子集合通常由位于某一频率范围内的副载波组成，在该频率范围内，通信信道的响应随频率平稳变化。第二子集合由通常位于通信信道的频率响应中突变区附近的副载波组成。对于第二子集合中的每个副载波而言，第三子集合(针对第二子集合中的每个副载波)包括它的图像色调、一些相邻副载波和它们的图像以及一些空副载波和它们的图像。对于第三子集合中的每个副载波而言，第四子集合(针对第三子集合中的每个副载波)包括副载波本身和它的图像、一些相邻副载波和它们的图像以及一些空副载波和它们的图像。分开执行ISI和ICI消除以最小化交叉耦合问题并提高消除效果。在初始训练期间通过通道识别，并最小化特定副载波的硬判决与软判决间的均方根差，从而获得每个副载波的FEQ/IC/slicer(频域均衡器/干扰消除器/分割器)系数。

本发明提供了一种多载波的数据接收方法，包括：接收多个频率域数据区块，其中该频率域数据区块包括N个元素，且N为整数；在该N个元素中选择第一子集合，并对该第一子集合中的每个元素执行均衡运算，以产生第一软判决；在该N个元素中选择第二子集合；在该N个元素中选择第三子集合，其中该第三子集合为对第二子集合中的部分元素产生内部载波干扰的元素；在先前频率域数据区块中，选择第四子集合，其中该第四子集合为对该第三子集合中的部分元素产生内部码元干扰的元素；对该第三子集合中的元素执行内部码元干扰消除，以产生多个中间判决；以及依据该中间判决，对该第二子集合中的元素执行均衡运算及内部载波干扰消除，以产生第二组软判决。

本发明还提供了一种多载波调制系统的接收装置，包括：前端模块，用来接收以数据区块为基础的多载波信号，且该多载波信号包括多个副载波；选择器，用来于该多载波信号中，选择第一子集合、第二子集合、第三子集合及第四子集合；其中，该第一子集合所受的信号干扰是小于该第二子集合所受的信号干扰；该第三子集合为对第二子集合中至少一元素产生内部载波干扰的元素；以及该第四子集合为对该第三子集合中至少一元素产生内部码元干扰的元素；均衡器，用来均衡该第一子集合，并输出第一软判决；以及干扰消除器包含：内部码元干扰消除器，用于依据该第四子集合以对该第三子集合进行干扰消除，并产生多个的中间判决；以及内部载波干扰消除器和均衡器，用于依据该中间判决，对该第二子集合中的元素执行内部载波干扰消除及均衡运算，以产生第二组软判决。

在下文的具体实施方式部分将描述本发明的这些和其它实施例、方面、优点和特征以及各种用于制造、形成和组装本发明所描述的装置、电路、设备、软件、硬件和系统的方法。本领域技术人员在仔细研究附图并阅读完具体实施方式之后，通过对本发明的实践，将易了解本发明的其它方面和特征。通过实行权利要求书中特别指出的手段、程序和其组合，可以实现并获得本发明的这些方面、优点和特征。

附图说明

有关本发明的图式简单说明如下：

图1为已知的离散多音频(DMT)发射器的方块图；

图2为两个连续的DMT码元；

图3为已知的DMT接收器的方块图；

图4为已知的双路径时域均衡器(TEQ)结构的方块图；

图5为已知的每音调频域均衡器(PTFEQ)结构的方块图；

图6是本发明实施DMT接收器中包含的频域均衡器/干扰消除器/分割器(FEQ/IC/slicer)的一个例示性实施例的方块图；

图7是说明FEQ/IC/slicer的一个例示性实施例的方块图；

图8描绘根据本发明的一些实施例的例示性FEQ/IC块的功能图；

图9是描述根据本发明的一些实施例的ISI操作的例示性方法的流程图；及

图10是描述根据本发明的一些实施例的FEQ/ICI操作的例示性方法的流程图。

[主要元件标号说明]

「已知」

1000  离散多音频发射器

1100  串行输入平行输出缓冲器

1200  正交调幅映射处理器

1300  快速傅立叶逆变换

1400  快速傅立叶逆变换输出

1500  平行输入串行输出缓冲器

1600  数字模拟转换器

1700  放大器

2020  通信通道

2000  接收器

2050  放大器

2100  滤波器

2200  模拟数字转换器

2300  时域均衡器

2400  串行输入平行输出

2500  循环前缀去除

2600  N点快速傅立叶变换

2700  频域均衡器

2750  分割器

2800  正交调幅解映器

2900  平行输入串行输出缓冲器

5010  分接式频域延迟线

「本发明」

2010  离散多音频(DMT)接收器

2710  频域均衡器/干扰消除器/分割器

7000  最高级功能方块图

7100  N个时域取样

7200  粗判决

2730  频域均衡器/干扰消除器区块

7300  软判决

7400  硬判决

8000  频域均衡器/干扰消除器区块

8100  区块

8200  音调选择区块

8300  第一音调子集合

8500  第二音调子集合

8700  传统频域均衡器

8520  中间判决

8530  频域均衡器和内部载波干扰消除

8540  软判决

8550  分割器

8560  硬判决

9300  区块

9310  硬判决

9320  延迟缓冲器

9330  硬判决

9340  内部码元干扰选择器

9350  粗判决

9360  点积

9370  耦合系数

9110  粗判决

9400  加法器

9420  中间判决

10100  区块

10110  中间判决

10120  频域均衡器系数

10130  点积区块

10200  区块

10220  内部码元干扰选择器

10230  中间判决

10240  点积区块

10250  耦合系数

10260  输出结果

10400  加法器

10420  中间判决

具体实施方式

下文参照附图对本发明进行详细描述，在附图中举例说明实践本发明的具体实施例。对于这些实施例充分详细描述，可使本领域技术人员能实现本发明。应了解的是，本发明的各个实施例虽然不相同，但是并不相互排斥。举例来说，在不偏离本发明的范畴的情况下，本文中结合一个实施例描述的特定特征、结构或特性也可在其它实施例中实施。另外，应了解的是，在不偏离本发明的范畴的情况下，可修改每个揭示的实施例中的个别元件的位置或布置。因此，下文的详细描述并不会起限制作用，而且本发明的范畴由适当解释的权利要求书以及权利要求的等同物的全部范围界定。

在下文的描述中，提出了许多具体细节。然而，应了解的是，即使没有这些具体细节，也能够实践本发明的实施例。在其它情况下，未详细说明已知的电路、结构和技术，但这样并不会模糊对这部分描述的理解。另外，在这部分描述中，短语“例示性实施例”意味着所参考的实施例仅充当实施例或例证。虽然说明书中描述的本发明的若干实施例被认为是实践本发明的最佳模式，但是，应了解，本发明可以许多方式实施，而不限于下文描述的特定实例，也不限于实施这些实例的任何特征的特定方式。

在这份文件中，使用了专利文件中通用的术语“一个”，这样的术语还包括一个以上的意思。在这份文件中，除非特别指示，否则术语“或者”用来表示非专用的。此外，这份文件中引用的所有出版物、专利和专利文件如同个别引用一样在本文中全文引用。倘若这份文件与引用的其它文件之间使用不一致，那么应认为引用的使用是对这份文件的补充；在不能调和的情况下，这份文件中的使用起主导作用。

本发明是关于一种消除MCM接收器的ISI/ICI的方案。虽然说明书中描述的本发明的若干实施例被认为是实践本发明的最佳模式，但是，应了解，本发明可以有许多方式实施，而不会限于下文描述的特定实施例，也不会限于实施这些实施例的任何特征的特定方式。

通信通道2020(包括从图1中的PISO 1500的输出到图3和图6中的SIPO2400的输入的路径)的有效脉冲响应由FIR(有限脉冲响应)滤波器表示，所述FIR滤波器具有前体L_p支线和后体L_c支线。下面将给出有效脉冲响应的数学表达式：

在接收器侧，DMT码元由于(有效脉冲响应的)后体而受到它前面的码元影响，也会由于前体而受到它后面的码元影响。通常，前体相对短而且总能量低，因此可忽略。通过人工调整码元边界，前体作用可包含在保护间隔内，因此不会对前面的码元造成干扰。根据本发明的一些实施例，我们使用当前DMT码元和前面码元中的信息去除ISI/ICI的有害影响。

图6是根据本发明的各个实施例的例示性离散多音频(DMT)接收器2010的方块图。DMT接收器2010的结构与图3中展示的现有技术接收器基本相同，仅有的不同之处在于：FEQ 2700和分割器2750由FEQ/IC/slicer(频域均衡器/干扰消除器/分割器)2710取代。

图7描绘了FEQ/IC/slicer 2710的例示性最高级功能方块图7000，包括FEQ/IC区块2730和分割器2750。在图7中，y_n[k](n＝0至N-1)表示DMT码元k的N个时域取样7100，其中k＝1对应于第一个DMT码元，k＝2对应于第二个DMT码元，依此类推。N点FFT 2700将时域取样y_n[k]转化为频域取样Y_n[k](n＝0至N-1)，标为7200，称为“粗判决”Y_n[k]。FEQ/IC区块2730对频域取样7200进行处理而生成输出V_n[k](n＝0至N-1)，称为“软判决”7300。下文将结合图8至第10图描述FEQ/IC块2730内处理的进一步相关细节。

再次参看图7，向分割器2750应用软判决7300。如上所述，分割器(或判决装置)2750判定每个副载波(例如音调)最可能的星座点，并生成输出D_n[k](n＝0至N-1)，称为“硬判决”7400。向QAM解映射处理器2800提供从分割器2750获得的硬判决，如图6所示。本文的描述使用术语“音调”来描述副载波。因此，“音调”只是副载波的一个特殊实施例。返回图7，在一些实施例中，标为7400的硬判决D_n[k](n＝0至N-1)回馈至FEQ/IC区块2730中，其中，回馈的硬判决7400用于去除DMT码元k的干扰或后面码元中的干扰。

虽然本文中对FEQ/IC(频率均衡/干扰消除)的功能描述与2005年10月24日申请的题为“多载波调制接收器的内部码元和内部载波干扰消除器”的11/256,707号美国专利申请案中揭示的FEQ/IC类似，但是FEQ/IC内的详细操作并不同。简言之，在11/256,707申请案中，同时执行FEQ、ISI消除和ICI消除的功能；然而，在本发明中，我们首先执行ISI消除以获得较佳的中间结果，接着我们相应地执行FEQ/ICI消除。

图8描绘了本发明的实施例中使用的FEQ/IC区块8000的例示性功能描述。图8中，特定DMT码元中的所有音调都展示在区块8100中。这些音调标示为0、1、2、3、...N-1。区块8100中的所有音调都供应到音调选择区块8200中，其中音调选择区块8200选择第一音调子集合8300和第二音调子集合8500(下文将更充分描述)。第一音调子集合8300是一列具有可忽略的ISI和ICI的音调。这些音调的索引(index)形成未受影响音调的子集合U，其中U＝{u₁，u₂，u₃，...}。对于第一音调子集合8300中的每一个音调而言，使用传统FEQ 8700补偿由音调通过通信通道2020传输而引起的振幅和相位变化。使用下面的数学表达式描述对第一音调子集合8300执行的FEQ运算：

$V_n\left[k\right]=Y_n\left[k\right]\·F_n^{*},n\∈U$ 公式1

在公式1中，V_n[k]表示软判决7300；Y_n[k]表示提供给FEQ/IC区块的粗判决7200；F_n是复合比例因子，也是音调n的传统FEQ的系数；“*”表示复共轭。这个数学表达式用文字表示的意思是：含有具有可忽略ISI/ICI的音调的子集合U中的音调n的“软判决”，等于音调n的“粗判决”与FEQ系数的点积。软判决7300被提供给分割器2750，而分割器2750又输出硬判决7400。

返回到图8，音调选择区块8200也选择存在明显ISI/ICI的第二音调子集合8500。第二音调子集合8500是一列具有明显ISI和ICI的音调，而这些音调的索引形成受影响音调的子集合A，这里A＝{a₁，a₂，a₃，...}。子集合A是ISI/ICI的“受害者”。实际上，子集合A总是包括一个或一个以上邻接频带的音调。举例来说，对ADSL而言，子集合A可以是{40，41，42，...，59}。对于A中的每一个音调n来说，我们从当前DMT码元中识别出一列使这个音调n出现明显ICI的音调。它们就是引起这个音调n出现ICI的“罪犯”。音调n的这些“罪犯”音调的索引形成子集合M(n)。A中所有n的所有子集合M(n)的组合形成超集R。超集R中的那些音调导致A中的一些音调出现ICI现象。注意的是，子集合A中的每个音调n也会存在于超集R中，因为子集合A中的每个音调总是导致它相邻的音调出现ICI现象，这些相邻的音调也属于子集合A，因为A中的音调总是相邻的。

对于R中的每个音调r来说，我们从先前DMT码元识别出一列导致这个音调r出现明显ISI现象的音调。这些“罪犯”音调的索引形成子集合P(r)。我们接着对每个音调r执行ISI消除。我们使用下面的数学表达式来描述ISI消除：

${Y^{\′}}_r\left[k\right]=Y_r\left[k\right]-\underset{p\∈P\left(r\right)}{\mathrm{\Σ}}{D}_p[k-1]\·S_{\mathrm{rp}}^{*},r\∈R$ 公式3

在本公式中，S_rp是先前DMT码元的音调p与当前DMT码元的音调r间的耦合系数；“*”表示复共轭；Y_r[k]是音调r的粗判决；D_p[k-1]是先前DMT码元的音调p的硬判决；Y’_r[k]是音调r的“中间判决”。这个数学表达式用文字表示的意思是：含有会导致子集合A中的一些音调出现ICI现象的音调的超集R中的音调r的“中间判决”，等于音调r的“粗判决”减去先前DMT码元的子集合P(r)中的音调的“硬判决”形成的向量和ISI向量的点积。

在图9中用图表表示ISI消除操作。在区块9300中，向延迟缓冲器9320提供所有音调的硬判决9310，D₀[k]、D₁[k]、D₂[k]...。在各个实施例中，提供所有音调的硬判决9310作为分割器8550的输出8560的回馈，所述输出来自先前接收的码元。另外，所有音调的硬判决9310可包括多个先前接收的码元的硬判决。在一些实施例中，延迟缓冲器9320包括存储器，所述存储器用来存储先前一个码元或先前多个码元的所有音调的硬判决9310。音调区块中的先前一个码元中的所有音调的硬判决9330，D₀[k-1]、D₁[k-1]、D₂[k-1]...，被供向子集合R中的音调r的ISI选择器9340。用于子集合R中音调r的ISI选择器9340向点积区块9360提供先前一个码元的子集合P(r)中的音调的粗判决9350，D_p1[k-1]、D_p2[k-1]、D_p3[k-1]...。另外，向点积区块9360提供当前码元的音调r与先前一个码元的子集合P(r)中的音调间的耦合系数9370。下文将更详细地描述音调r与先前一个码元的子集合P(r)中的音调间的耦合系数9370。点积区块9360在9430输出先前一个码元的子集合P(r)中的音调的粗判决9350和音调r与先前一个码元的子集合P(r)中的音调间的耦合系数9370的点积。

加法器9400在一个输入端接收集合R中音调r的粗判决，在输入端9430接收点积区块9360的输出。加法器9400在9420输出中间判决(软判决)Y’_r[k]。在一些实施例中，输出Y’_r[k]表示对音调r执行ISI消除后码元k的音调n的“软判决”。本领域技术人员将认识到：特定码元中存在的多个音调中的每一个音调r都可以生成类似输出。在各个实施例中，加法器9400提供的输出由上文的公式3所表示。

我们使用下面的数学表达式来描述ISI操作：

$V_n\left[k\right]={Y^{\′}}_n\left[k\right]\·F_n^{*}-\underset{m\∈M\left(n\right)}{\mathrm{\Σ}}{Y^{\′}}_m\left[k\right]\·C_{\mathrm{nm}}^{*},n\∈A$ 公式4

本公式中，F_n是复合比例因子，与音调n的传统FEQ系数类似；C_nm是当前DMT码元的音调m与当前DMT码元的音调n间的耦合系数；“*”表示复共轭。这个数学表达式用文字表示的意思是：含有具有不可忽略的ISI/ICI的音调的子集合A中音调n的“软判决”8540，等于音调n的FEQ系数与“中间判决”的点积减去子集合M(n)中音调的“中间判决”形成的向量和ICI向量的点积。

现在继续参考图8，提供加法器9400的输出9420作为子集合A的FEQ/ICI消除8530的输入。一旦子集合R中的那些音调都获得了“中间判决”8520，我们就可对A中的每一个音调执行FEQ和ICI消除8530。对A中每一个音调n执行“中间判决”(这种判决易于执行，因为音调n也属于超集R)，并且使用子集合M(n)中那些音调的“中间判决”进行ICI消除。

在图10中用图表说明FEQ/ICI消除。在区块10100中，将子集合A中音调n(也称为“受影响的音调”)的中间判决提供给点积区块10130。举例来说，可通过图7中的N点FFT 2700形成中间判决。将子集合A中音调n的FEQ系数F_n也提供给点积区块10130。所述FEQ系数F_n将在下文进一步详细描述。点积区块10130输出子集合A中音调n的中间判决10110与子集合A中音调n的FEQ系数F_n10120的点积。在各个实施例中，在10420输出的结果是使用上述公式1计算而得的。

在区块10200中，将所有音调的中间判决8520提供给子集合A中音调n的ICI选择器10220。子集合A中音调n的ICI选择器确定一个音调子集合，即子集合M(n)，也称为“音调n的ICI罪犯音调”。根据音调n的中间判决从M(n)中消除ICI。将选定的音调提供给集合M(n)中音调中间判决区块10230，其中的中间判决标以Y’_m1[k]、Y’_m2[k]、Y’_m3[k]...，其中m1、m2、m3等是子集合M(n)中的音调索引。将音调区块10230中的音调提供给点积区块10240。另外，音调n与子集合M(n)中音调的耦合系数，C_n，m1[k]、C_n，m2[k]、C_n，m3[k]...，也提供给点积区块10240。音调n与子集合M(n)中音调的耦合系数将在下文中更详细描述。点积区块10240生成如下输出结果10260，即子集合M(n)中音调的中间判决10230与音调n和子集合M(n)中音调的耦合系数10250的点积。

加法器10400在一个输入端10260接收点积，而在一个输入端接收点积块10130的输出结果。加法器10400在10420输出中间判决(软判决)X_n[k]。在一些实施例中，输出结果X_n[k]表示对音调n执行ICI消除后码元k的音调n的“软判决”。本领域技术人员将认识到：特定码元中存在的多个音调中的每一个音调n都可以生成类似输出。

继续参看图8以及图10，FEQ/ICI消除8530的输出10420提供子集合A的软判决8540。将软判决8540输入分割器8550，该分割器在8560输出硬判决D_n[k]，表示码元k的音调n的星座点的硬判决。

下文将描述本发明各个实施例中选择第一音调子集合、子集合U、“未受影响的音调”的通用准则，选择第二音调子集合、子集合A、“受影响的音调”的通用准则，选择第三子集合M(n)、音调n的ICI罪犯音调以及第四子集合P(n)、音调n、第二音调或受影响音调子集合中每一个音调n的ISI罪犯音调的通用准则。

在一些实施例中，使用广泛模拟判定哪些音调由于ISI/ICI而产生可忽略的性能降低，哪些音调由于ISI/ICI而产生明显的性能降低。对判定为具有明显ISI/ICI因而需要进行ISI/ICI消除的那些音调中的每一个音调进行判定，从而选择出一列对ISI/ICI产生主要影响的音调。在一些实施例中，再次决定使用广泛模拟。在一些实施例中，需要判定性能提高与实施成本间的权衡。在各个实施例中，也使用下面的通用准则选择音调子集合：

1.从通信通道受到较少衰减的那些音调造成的干扰往往是最强的。通常，低频音调对其他音调的干扰往往比高频音调强。这是因为低频音调经常从通信通道受到较少衰减。因为低频音调在接收器中较强，所以它们对其他音调的干扰也较强。

2.当通信信道的响应频率急剧变化时，干扰往往非常强。

3.往往是仅仅那些信号噪音比(SNR)较高的音调需要ISI/ICI消除。对于SNR较低的音调来说，ISI/ICI消除没什么意义，因为其它损害源(如热噪声)经常起支配作用。

4.相邻音调的干扰以及“空”音调的耦合通常是最强的。

下面举了一个使用ADSL的例子来说明通用规则的使用。然而，本领域技术人员应认识到，这个例子中描述的通用规则适用于所有MCM系统。

首先，检查通信信道的频率响应。ADSL使用了称作频域双工(FDD)的方案，而允许通过同一对传输线同时向下和向上通信。向下通信是从中心站或中心网络到用户的信号传输，而向上通信则是从用户到中心站的信号传输。FDD让使用两个不重迭(或稍微重迭)的频带同时进行传输成为可能，这两个频带一个用于向下通信，一个用于向上通信。举例来说，向下通信使用音调号在40到255间的频率范围，而向上通信使用音调号在5到32间的频率范围。在用户设备的接收器中，通常使用截止角在音调号36周围的高通滤波器来分离向上的信号和向下的信号，向上的信号会从用户设备的发射器泄漏到接收器中。在这种情况下，向下通信的通信通道的频域响应在音调号36周围会急剧变化。无论何时通信信道的频率响应发生急剧变化，急剧变化附近的音调之间都会发生较多耦合。同样，相邻音调和空音调之间的耦合通常最强。在这个例子中，子集合A选为A＝{38，39，40，...，57}，这20个音调与急剧变化最接近而且频率也最低。在这个例子中，子集合U选为U＝{58，59，60，...，255}，这些音调远离急剧变化而且频率也高(这样，SNR也低，因而ISI/ICI消除的帮助也不大)。

通常选择A中的每一个音调n的图像色调、一些相邻音调和它们的图像，以及一些“空”音调和它们要进行ICI消除的图像。举例来说，就音调号40(n＝40)而言，将子集合M(40)选为M(40)＝{35，36，37，38，39，41，42，N-42，N-41，N-40，N-39，N-38，N-37，N-36，N-35}。

在这里，我们选择它的图像(N-40)，4个相邻音调(38，39，41，42)和它们的图像(N-38，N-39，N-41，N-42)，以及3个“空”音调(35，36，37)和它们的图像(N-35，N-36，N-37)。注意，音调号35、36和37被称为“空”音调，因为它们在向上传输或向下传输中都没有使用。然而，它们也包含在ICI消除中，因为这些音调附近的频率响应存在急剧变化，因而有许多有用信息与它们耦合。它们也是从通信通道受到较少衰减的低频音调，因而在接收器中相对强。请注意，音调n的“图像”是音调N-n(对ADSL而言，N＝512)。

用于执行ISI消除的子集合的选择与ICI消除的选择类似。在ISI消除中，选择相同音调n(不过是先前DMT码元的音调)和它的图像，一些相邻音调和它们的图像，以及一些“空”音调和它们的图像。举例来说，对音调号40而言，我们可选择子集合M(40)作为P(40)＝{35，36，37，38，39，40，41，42，N-42，N-41，N-40，N-39，N-38，N-37，N-36，N-35}。

在这里，我们选择相同的音调(40)和它的图像(N-40)，4个相邻音调(38，39，41，42)和它们的图像(N-38，N-39，N-41，N-42)，以及3个“空”音调(35，36，37)以及它们的图像N-35，N-36，N-37)。请注意，音调号35、36和37被称为“空”音调，因为它们在向上传输或向下传输中都没有使用。选择一些“空”音调的原因在于：它们由于附近响应的急剧变化而耦合有丰富的信息。然而，要指出的是，来自判决装置的先前码元都是零，因为它们内部都没有信号。因而，上述例子中的子集合P(40)中的音调号35、36和37是零。

在一个实施例中，不同音调为ICI或ISI消除选择的相邻音调号可以是不同的。频率响应的急剧变化附近的音调或者低频音调通常需要更多的相邻音调来执行ICI消除和/或ISI消除中的至少一者。举例来说，我们可能需要4个相邻音调为音调号40执行ICI/ISI消除，但是仅需要2个相邻音调为音调号59执行ICI/ISI消除，因为音调号40更靠近急剧变化范围因此受到更多ICI/ISI影响，而且SNR也更高，因而这些音调从ICI/ISI消除获益也更大。

根据上述准则，一旦知道了系统双工方案和通信通道的一般概念，就可为U、A、M(n)和P(n)中的音调进行选择。因此，可始终第一位进行选择而且结果可存储在查表中。

在一个实施例中，可为子集合A中的音调n选择FEQ系数Fn、ICI耦合系数C_nm和ISI耦合系数S_np，从而最小化它的“软判决”V_n[k]与“硬判决”D_n[k]间的均方差。在2005年10月24日申请的题为“多载波调制接收器的内部码元和内部载波干扰消除器”的11/256,707号美国专利申请案中提出了一种获得这些系数的方法，这份专利申请案在本文中引用。11/256,707申请案描述了使用LMS(最小均方)或RLS(递归最小二乘)法。本发明的一个实施例不使用LMS(最小均方)法获取ICI/ISI耦合系数，而是根据系统识别导出这些系数。

在典型的MCM系统中，遥控发射器在一个训练阶段期间发出预知的、决定性的而且最简单的信息。在该训练阶段内，局部接收器可执行系统识别而消除通信通道的脉冲响应。消除通道脉冲响应(CIR)的方法和程序是根据系统而定的。然而，本领域技术人员可估算出CIR而且将CIR表达为长度为Lp+Lc+1的列向量c：

公式5

现在将描述基于CIR导出ICI/ISI系数的程序：

1.将输入发射器FFT 1300(图1)的频域数据表达为长度为N的向量X：X[k]＝[X₀[k] X₁[k] X₂[k]...X_N-1[k]]^T    公式6

本式中，k是DMT码元索引，上标“T”表示转置。

2.IFFT 1300的运算可表达为向量X[k]的矩阵运算。表示N点IFFT运算的矩阵是W*/N，其中“*”表示复共轭，矩阵W*的元素是

0≤k，1≤N。

3.添加循环前缀(CP)的运算(图1中1400)可表达为矩阵运算。如果CP的长度是L，则CP的矩阵运算可表达为：

$A=\left[\begin{array}{c}{0}_{L\×(N-L)}{I}_L\\ I_N\end{array}\right]$

其中，0_L×(N-L)表示L乘(N-L)的零矩阵，而I_N表示N乘N的单位矩阵。

4.发射器1000的DAC 1600和放大器1700、接收器2000的通信通道2020、放大器2050、滤波器2100、ADC 2200和TEQ 2300的作用可加以组合，并由脉冲响应为c的通信通道表示。将CIR(通道脉冲响应)矩阵C₀和C₁定义为：

5.去除CP的运算(图3中2500)也可用矩阵运算表达。所述矩阵可表达为：

R＝[0_L×LI_N]

6.FFT 2600的运算可由矩阵运算W表示，其中矩阵元素W_k1＝exp(2j·k·1/N)，0≤k，1≤N。

7.在接收器的FFT 2600的输出中向接收器有效添加噪声的操作表达为长度为N的向量Z：

Z[k]＝[Z₀[k] Z₁[k] Z₂[k]...Z_N-1[k]]^T

8.FFT 2600的输出由长度为N的列向量Y表示：

Y[k]＝[Y₀[k] Y₁[k] Y₂[k]...Y_N-1[k]]^T

通过下式给出Y[k]与X[k]，X[k-1]，W，C0，C1，and Z[k]的关系：

$Y\left[K\right]=\mathrm{WR}\left[\begin{array}{cc}{C}_0& C_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}A\×W^{*}/N& 0\\ 0& A\×W^{*}/N\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}X[k-1]\\ X\left[k\right]\end{array}\right]+Z\left[k\right]$

上式可进一步简化为：

这里，我们定义两个矩阵：

${\tilde{C}}_i=R\×C_i\×A=\left[\begin{array}{cc}{0}_{N\×L}& I_N\end{array}\right]\×C_i\×\left[\begin{array}{c}{0}_{L\×N-L}{I}_L\\ I_L\end{array}\right],i=\mathrm{0,1}$

在接收器中，使用先前DMT码元的硬判决，即D[k-1]，作为X[k-1]最可能的估算值。因而，可从矩阵获得ISI耦合系数(上述S*rp)，即

如上所述，通过应用ISI消除，从“粗判决”Yn获得“中间判决”Y’n。其数学表达式如下：

基于几乎不存在ISI的“中间判决”，应用FEQ和ICI消除以获得“软判决”V_n：

V[k]＝HY′[k]

其中，矩阵H的对角元素是FEQ系数(上述F_n)的复共轭，而矩阵H的非对角元素是ICI耦合系数(上述C_nm)的负复共轭。选择适当的FEQ系数F_n和ICI耦合系数C_nm，从而最小化软判决V[k]与理想判决X[k]间的均方差，也就是最小化以下向量的均方量值：

$E\left[k\right]=X\left[k\right]-V\left[k\right]=X\left[k\right]-H(W{\tilde{C}}_1{W}^{*}/\mathrm{NX}[k]+Z[k\left]\right)$

注意的是，H的行n(表示为Hn)由音调n的FEQ系数和ICI消除系数组成。为了最小化音调n的均方差，需要最小化以下量的均方：

$e_n\left[k\right]=X_n\left[k\right]-V_n\left[k\right]=X_n\left[k\right]-H_n(W{\tilde{C}}_1{W}^{*}/\mathrm{NX}[k]+Z[k\left]\right)$

可导出如下的音调n的统计均方差：

$J_n=E\left\{e_n\right[k\left]e_n^H\right[k\left]\right\}$

$=E\left\{X_n\right[k\left]X_n^{*}\right[k\left]\right\}-E\left\{X_n\right[k\left]X^H\right[k\left]\right\}W{\tilde{C}}_1^T{W}^{*}/N{H}_n^{*}$

$X_n\left[k\right]Z^H\left[k\right]\}{H}_n^H-H_{n}W{\tilde{C}}_1{W}^{*}/\mathrm{NE}\{H\left[k\right]X_n^{*}\left[k\right]\}$

$+H_{n}W{\tilde{C}}_1{W}^{*}/\mathrm{NE}\left\{X\right[k\left]X^H\right[k\left]\right\}W{\tilde{C}}_1^T{W}^{*}/N{H}_n^H$

$+H_{n}E\left\{Z\left(n\right)Z^H\left(n\right)\right\}{H}_n^H.$

本式中，“*”表示复共轭，上标“^H”表示“(矩阵的)厄密共轭”(复共扼和转置)。

实际上，信号和噪声都是循环平稳的，也就是，不同码元的统计属性是相同的。令Xn的均方值是

则矩阵R_xx＝E{X[k]X^H[k]}是对角矩阵，其中行n中仅有的非零元素是令R_zz＝E{Z[k]Z^H[k]}。则均方差可表达为：

$J_n={\mathrm{\σ}}_{x.n}^2-\left[\begin{array}{ccccccc}0& ...& 0& {\mathrm{\σ}}_{x,n}^2& 0& ...& 0\end{array}\right]W{\tilde{C}}_1^T{W}^{*}/N{H}_n^H$

$-H_{n}W{\tilde{C}}_1{W}^{*}/N{\left[\begin{array}{ccccccc}0& ...& 0& {\mathrm{\σ}}_{x,n}^2& 0& ...& 0\end{array}\right]}^T$

$+H_{n}W{\tilde{C}}_1{W}^{*}/N{R}_{\mathrm{XX}}{W}_N{\tilde{C}}_1^T{W}^{*}/N{H}_n^H$

$+H_n{R}_{\mathrm{ZZ}}{H}_n^H.$

本式中，

是仅在列n具有一个非零元素的行向量。

通过解偏微分方程

或应用正交原理，也就是

可以获得下面的关系式：

$H_n(W{\tilde{C}}_1{W}^{*}/N{R}_{\mathrm{XX}}W{\tilde{C}}_1^T{W}^{*}/N+R_{\mathrm{ZZ}})$

$=\left[\begin{array}{ccccccc}0& ...& 0& {\mathrm{\σ}}_{x,n}^2& 0& ...& 0\end{array}\right]W{\tilde{C}}_1^T{W}^{*}/N.$

因此，获得如下的音调n的FEQ系数和ICI耦合系数：

$H_n=\left[\begin{array}{ccccccc}0& ...& 0& {\mathrm{\σ}}_{x,n}^2& 0& ...& 0\end{array}\right]W_N{\tilde{C}}_1^T{W}_N^{*}/N$

$\×{(W_N{\tilde{C}}_1{W}_N^{*}/N{R}_{\mathrm{XX}}{W}_N{\tilde{C}}_1^T{W}_N^{*}/N+R_{\mathrm{ZZ}})}^{-1}.$

因而，从行向量H_n可获得音调n的FEQ系数F_n、ICI耦合系数C_nm。注意的是，

和R_XX是预知的，而噪声相关矩阵R_ZZ可在精确传输码元已知而且噪声易表征的训练序列期间测量而得。

上述ISI消除使用分割器生成的硬判决。然而，有时我们会选择使用其它判决。在一些情况下，MCM系统具有一个训练阶段，在这个训练阶段期间接收器易知道发射器发射的准确DMT码元。在这种情况下，对每一个音调使用准确的、易知道的星座点来取代各自硬判决。一些MCM系统也使用先进的前向误差修正法(例如格码调制)改善DMT码元探测的性能。在此情况下，可使用从相应解码器(例如维特比解码器)获得的探测结果取代硬判决。

上文已展示了消除先前DMT码元引起的ISI的方案。本领域技术人员可直接将上述方案延伸应用到消除一个以上前面的DMT码元引起的ISI。通常，为了针对A中音调n消除码元(k-p)(前面的p个码元，p是正整数)到码元k(当前码元)的ISI，首先基于上述准则(频率响应的急剧变化、相邻音调、空音调等)选择一个音调子集合。当计算“软判决”时，需要减去从先前p个DMT码元的子集合的音调“硬判决”形成的向量与ISI向量的点积而获得的一项。ISI向量当然视p的值而定。ISI向量内的系数也可使用LMS方法获得。然而，在实践中，无需考虑一个以上DMT码元的ISI。

本文可分别和/或共同地参考这些本发明主题的实施例，而术语“发明”仅仅是为了方便而使用的，而且如果事实上揭示了一个以上的发明主题，也不会将本申请的范围限制为任何单个发明或发明概念。因而，虽然本文中描述说明了具体的实施例，但是应了解，可使用任何可能达成相同目的的其它配置来替换本文描述的具体实施例。本发明意欲涵盖各个实施例的任何和所有改变或变化。本领域技术人员在阅读上文描述之后，将易了解上述实施例和本文中未详细描述的其它实施例的组合。应了解，上文描述只是说明性而非限制性的。举例来说，上述实施例(和/或其方面)可相互组合使用。本领域技术人员在阅读上文描述后，会了解许多其它实施例。因此，应参照权利要求书以及权利要求的等价物的全部范围判定本发明的范畴。在权利要求书中，术语“包括(including)”和“其中(in which)”分别用作术语“包含(comprising)”和“其中(wherein)”的更易懂英语的等价表达。同样，在权利要求书中，术语“包括”和“包含”是开放式的，也就是说，系统、装置、物品或方法除了在权利要求中列出的跟在该术语之后的元素外，还可包括其它元素，而这也会落入权利要求保护的范围内。此外，在权利要求书中，术语“第一”、“第二”和“第三”等仅仅用作标记，而不是对它们的对象强加数位要求。

本申请文件的摘要能让读者快速确定所揭示的技术内容的本质。摘要不能用来解释或限制权利要求的范畴或意义。另外，在上文的详细描述中，可看到，为了将揭示内容连成一个整体，在一个实施例中将各个特征组合在一起。本发明揭示的方法不应解释为反映这样一个目的，即请求的实施例需要更多未在每一条权利要求中明确说明的特征。相反，权利要求书反映本发明的主题在于比单个实施例中的所有特征少的特征。因而，权利要求书并入具体实施方式中，而每一条权利要求都以单独的实施例为基础。

Claims (10)

1.一种多载波的数据接收方法，包括：

接收多个频率域数据区块，其中每一个该频率域数据区块包括N个元素，且N为整数；

在该N个元素中选择第一子集合，并对该第一子集合中的每个元素执行均衡运算，以产生第一软判决；

在该N个元素中选择第二子集合，该第一子集合所受的信号干扰小于该第二子集合所受的信号干扰；

在该N个元素中选择第三子集合，其中该第三子集合为对第二子集合中的部分元素产生内部载波干扰的元素；

在先前频率域数据区块中，选择第四子集合，其中该第四子集合为对该第三子集合中的部分元素产生内部码元干扰的元素；

对该第三子集合中的元素执行内部码元干扰消除，以产生多个中间判决；以及

依据该多个中间判决，对该第二子集合中的元素执行均衡运算及内部载波干扰消除，以产生第二软判决。

2.根据权利要求1所述的接收方法，其中对该第一子集合中的每个元素执行均衡运算的步骤还包括：

将元素的粗判决与均衡系数点积。

3.根据权利要求1所述的接收方法，其中对该第二子集合中的每个元素执行均衡运算和内部载波干扰消除的步还包括：

计算所述多个中间判决的线性组合。

4.根据权利要求1所述的接收方法，还包括：

从该第一、第二软判决中分别产生第一硬判决及第二硬判决；以及

储存先前数据区块的第二硬判决。

5.根据权利要求4所述的接收方法，其中执行内部码元干扰消除的步骤包括：

将该第三子集合中的每个元素的粗判决，减去储存于先前数据区块中，部分第二硬判决的线性组合。

6.一种多载波调制系统的接收装置，包括：

前端模块，用来接收以数据区块为基础的多载波信号，且该多载波信号包括多个副载波；

选择器，用来于该多载波信号中，选择第一子集合、第二子集合、第三子集合及第四子集合；其中，该第一子集合所受的信号干扰是小于该第二子集合所受的信号干扰；该第三子集合为对第二子集合中至少一元素产生内部载波干扰的元素；以及该第四子集合为对该第三子集合中至少一元素产生内部码元干扰的元素；

均衡器，用来均衡该第一子集合，并输出第一软判决；以及

干扰消除器包含：

内部码元干扰消除器，用于依据该第四子集合以对该第三子集合进行干扰消除，并产生多个的中间判决；以及

内部载波干扰消除器和均衡器，用于依据该多个中间判决，对该第二子集合中的元素执行内部载波干扰消除及均衡运算，以产生第二软判决。

7.根据权利要求6所述的多载波调制系统的接收装置，还包括：

第一判决装置，用来依据该第一软判决以产生第一硬判决；以及

第二判决装置，用来依据该第二软判决以产生第二硬判决。

8.根据权利要求6所述的多载波调制系统的接收装置，还包括：

缓冲器，用来存储先前一个数据区块的该第二硬判决。

9.根据权利要求6所述的多载波调制系统的接收装置，其中该内部载波干扰消除器和均衡器是执行将该第二子集合中的元素与该多个中间判决做线性组合。

10.根据权利要求6所述的多载波调制系统的接收装置，其中该内部码元干扰消除器是执行该第三子集合中的元素的粗判决减去先前数据区块的该第四子集合的该第二硬判决的线性组合。

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