TWI339519B - - Google Patents

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1339519 九、發明說明： 【發明所屬之技術4員域] 本發明係關於多載波調變接收器，尤指消除多載波調 變接收器中的内部符號和内部載波干擾的裝置和方法。 【先前技術】 >多載波調變（MCM)是-種廣泛用於高速資料通信的調 變方案。它具有_雜：普遍用於無線區域麟標準IEEE 802:11a和802. llg中的正交頻分複用（〇FDM);和用於非 對柄數位：戶纜線“亂）標準和超高速數位用戶纜線 )才下準中的離散多音頻（Discrete Multi-Tone, 雖，然DMT系統在整個說明書中加以討論並且當作一 2施例’但是本領域中具有普通技術的人員 可以得知本 ’不的技術可應用於普通的mcm系統。 波，It】:？個相互正交的音調™次載 特定位元量的資—個音調可使用某種調變方案攜帶 (4-QAM)、梓帶^ ^ Ν如攜帶2位兀資訊的4點正交調幅 携帶6位元;：的:二資訊的16點正交調幅（16，)、 調攜帶的總位^ + ^正交調幅（64—_)等等。所有音 數目。舉例來說里二弋一個MT符號攜帶的資料位元的總 使用IMAM，那麻果總共有256個音調，而且每個音調 256x4=1024位-么一個MT符號攜帶的資料的總量是 為基礎而運作。7νΛ此，DMT傳輸系統係以每—資料區塊 資料區塊由一長度等於⑽T符號攜帶 1339519 的位兀的總數目的資料位元流所組成。舉例來說，如果每 個DMT符號攜帶1〇24位元，那麼從發射器發射的資料會被 分成許多區塊；每-區塊具有刪位元並由纽符號所搂 帶。 第一圖描繪了 DMT發射器1〇〇〇的物理層實施例的典型 方塊圖。串列輸入平行輸出（SIP〇)緩衝器11〇〇將一塊資 料位元流（由DMT符號所攜帶）轉換成N個平行的資料庫， 分別標以0、；1、2至N-1。這些N個資料庫的每一項通過正 交調幅（QAM)映射處理器1200映射成各個QM星座點， 從而生成N個複數（頻域）資料，分別標以〇、卜2至Ν-1。 星座圖則在複平面中表示數位調變方案。星座圖上的點稱 爲星座點。星座點是一組調變符號，包括調變字母表。 舉例來說，如果音調號（如此number) 5使用4-QAM 攜f 一位元資訊，那麼QAM映射處理器1200將音調號5對 應的二位輸入映射爲4個星座點中的一個：1 + J·、丨—j、_1 + j、-1 - j。QAM映射處理器1200獲得的N個複數資料通過n 點快速傅立葉逆變換（IFFT) 1300轉換成N個時域取樣。 IFF7輸出的最後N_CP個時域取樣爲N個取樣的開始，從而 生成N+N_CP個時域取樣，分別標以〇、1、2至n+N_CP-1。 這些N_CP個未決的取樣稱爲相應n?FT資料區塊的“迴圈 字首’’（CP)。隨後的平行輸入串列輸出（pIS0)緩衝器15〇〇 將N+N—CP個時域取樣轉換成n+N_CP個串列取樣，這些串 列取樣接著由數位類比轉換器（DAC) 1600轉換成類比電 壓。放大器1700將DAC 1600的輸出放大而使得能夠透過 通信通道2020(例如，通信線路，譬如電話線）傳輸。N+N_CP 摘串列取樣構成攜帶某一區塊資訊的DMT符號。 第二圖描繪了兩個連續DMT符號的結構。對應於第一 遴塊資料位元流的IFFT輸出的最後N_CP個取樣預設爲第 /個MT符號的開始。與之類似，對應於第二塊資料位元 旅的IFFT輸出的最後n_CP取樣預設爲第二個DMT符號的 開始。“迴圈字首”攜帶易於獲得的冗餘資訊。然而，它 提供了充當兩個連續DMT内部符號的緩衝的“保護間 陣’’。如果沒有保護間隔的話，第一個DMT符號攜帶的資 訊將會泄漏到第二個DMT符號中，並在兩個連續DMT符號 通過通信通道2020傳輸時引起干擾，因爲每個實際通信通 道的脈衝回應長度都不是零。當所採用的cp長度比通信通 道的脈衝回應長度長時，第一個DMT符號攜帶的資訊泄漏 將會包含在兩個DMT内部符號的保護間隔中。然而，cp會 佔用系統f源。GP越長’彡、統職容許越大的從通信通道 的離散，但是這一切都是以越低的資料吞吐率爲代價的。 第二圖描繪了 DMT接收n的典型方塊圖。從通信通道 2020接收的信號由放大器2〇5()進行放大，接著由遽波器 2100過it，接著通賴比數轉換器（ADG) 2轉換成 數位取樣。如上所述’發射器中的迴圈字首必須比通信通 道202◦的脈衝回應長度長，這樣—個DMT符號的資訊泄漏 會包含在保護間隔t。然而，實際上，通信通道的脈衝回 應可能會比CP長’因爲CP通常不夠長（賴資料吞吐率 的犧牲將會非常高）。因此，經常使用時域等化器⑽） 1339519 2300。TEQ 2300實質上是有限脈衝回應（FIR)濾波器，其 目的是爲了有效縮短通信通道的脈衝回應，這樣，一個DMT 符號的的資訊泄漏就可包含在保護間隔内。 從TEQ 2300的輸出檢測到了兩個連續DMT内部符號的 資料區塊分界。接著通過SIPO (串列輸入平行輸出）2400 將TEQ 2300的輸出轉換成連續區塊時域取樣，每一區塊由 Ν+ICP個時域取樣組成，分別標以〇、1、2、...N+N_CP-1。 _ 每資料區塊開始的N_CP個取樣對應於保護間隔内的取樣， 在隨後的CP去除2500中丟棄這些取樣，從而生成N個取 樣’分別標以0、1、2至N-1。得到的N個時域取樣通過N 點快速傅立葉變換（FFT) 2600變換爲N個頻域取樣。 ' 在理想的狀況下’我們希望FFT 2600輸出的N個頻域 取樣與第一圖中描繪的發射器中IFFT 13〇〇處輸入的N個 頻域資料精確匹配。但是不幸地，由於通信通道的緣故， 母一個次載波的振幅和相位都會發生變化，因此接收器接 φ 收到的頻域取樣不會與發射器發射的頻域取樣精確匹配。 因而，，用頻域等化器（FEQ) 27〇〇等化這些頻域取樣。因 此對每個音調經歷的振幅和相位變化進行獨立校正。在 頻域等化之後’使用分割器（sUcer) 275〇判定發射器原 來對每個音調使用的最可能的星座點。舉例來說，如果使 用4-_攜帶二位元f訊的音職5的· 2·的輸出是 G· 9+1山’ ’那麼分割器275〇判定發射器原來對音調號$使 用的最可能的星座點是1 + 1]’。分割器是‘‘判決裝置”的一 個實施例’因爲它爲每個音調進行最可能的判定。分割器 =50的輸出通過後面的“qam N個資料庫。從“qAMMb^广射處理益2800映射舄 庫通過陶_=Γ^”2813嶋的_料 值元流理想上與發射”二，貧料位元流’這區塊資料 . 耵益中SIP0 1100的輸入匹配。 =有效縮短通信通道的有效脈衝回應長度， =Q計算係數的演算法，包括最小均方： 2E)、狄縮短信號躁音比（咖〇、最小内部符號干 =(最小⑸）和最大位元速率⑽）。在這些演算法當中， 的效果最好，但是其計算複雜度太高而無法在大量生產 首職接Ή實施。不幸的是，在許多情況下，以上演 异法，無法貫際解決將—個DMT符號的資訊泄漏完全包含 在保4間隔内（也就是下—個DMT符號的cp)的問題。在 這種情況下’一個DMT符號會干擾下-個DMT符號。這種 現象就是“内部符號干擾” （ISI)。 當通信通道的脈衝回應長度超過cp長度時，DMT信號 將無法在其保護間隔（也就是說，這個DMT符號的CP部分） 内進入穩定狀態。換句話說，在此“有效，’部分（即，DMT 符號的最後N個取樣）内仍存在一些瞬變行爲。作爲—種 特殊的MCM，DMT調變依賴載波的正交性來精確地傳輪資 訊。兩個音調間的正交性僅在它們處於穩定狀態時保持， 這時兩個音調都是純正弦的。當DMT符號無法在其保護間 隔内進入穩定狀態時’這個DMT符號使用的音調間的正交 性將無法實現。因此，MT符號所使用的任何兩個音調攜帶 的賓訊之間將會發生耗合。這種現象就是“内部載波干 1339519 擾，’（ICI)。 一種用以緩解ISI/ICI問題 域等化器）。舉例來說，在第;1 圖的中m用多個卿（時 -收器將音調分成兩組，並分別^用中7^了雙TEQ結構。接

.，，從而最小化每組音=E 於ψ —々A SI/ICI問題。每個teq

:出在各自m中轉換爲頻域取樣。接收 Q 判疋兩條路徑中的哪些輸出能母個曰凋 # (叫一旦確定了每個音調的最= 佳比 FEQ等化該路徑的輸出。這種類型接收器的一 < 2 種結構的硬體成本相當高。 、阳隹於这 另一種用以緩解ISI/ICI問題的方法a .· “每音調頻域等化器，，（PTFEQ)，如第五用所謂的 計的原理是在FFT輸出處使用多根分接式頻域這種設 取代TEQ而不使用TEQ。然而’對於大量洼声二遲線5〇 1 〇 而言，其硬體成本也是相當高的。 接收為 _ 綜上所述，在本技術領威中仍然需要—種七、 固且有效的用於執行ISVICI消除的方案。 -、本、穩 【發明内容】 本發明係用於最小化或消除使用多個次栽 的多載波調變（MCM)接收器中内部符號干擾和内，輸資訊 擾的方法、裝置和系統。在本發明的一個眘。卩載波干 Μ把例中，询 出第一次載波子集合，其具有町忽略的ISI(内部浐。識別 和ICI (内部載波干擾）。識則出第二次載泳 寸竣干擾） 于集合，需要 1339519 對其進行ISI/ICI消除以改善其性能。對第一次載波子集 合執行等化運算而從粗判決獲得軟判決。對第二次載波子 集合執行等化運算以及ISI/ICI消除。依據第二次載波子 集合識別出第三子集合（針對第二子集合中的每個次載波） 以執行ICI消除，以及識別出一系列第四子集合（針對第 三子集合中的每個次載波）以執行ISI消除。 在本發明的實施例中，接收器基於檢查通信通道的頻 率回應，選擇第一子集合、第二子集合、第三子集合（針 對第二子集合中的每個次載波）和第四子集合（針對第三 子集合中的每個次載波）。第一子集合通常由位於某一頻率 範圍内的次載波組成，在該頻率範圍内，通信通道的回應 隨頻率平穩變化。第二子集合由通常位於通信通道的頻率 回應中突變區附近的次載波組成。對於第二子集合中的每 個次載波而言，第三子集合（針對第二子集合中的每個次 載波）包括它的影像色調、一些相鄰次載波和它們的影像 以及一些空次載波和它們的影像。對於第三子集合中的每 個次載波而言，第四子集合（針對第三子集合中的每個次 載波）包括次載波本身和它的影像、一些相鄰次載波和它 們的影像以及一些空次載波和它們的影像。分開執行ISI 和ICI消除以最小化交叉耦合問題並提高消除效果。在初 始訓練期間通過通道識別，並最小化特定次載波的硬判決 與軟判決間的均方根差，從而獲得每個次載波的 FEQ/IC/slicer (頻域等化器/干擾消除器/分割器）係數。 在下文的具體實施方式部分將描述本發明的這些和其 12 1339519

電路、設備、軟體、硬體和系 他實施例、方面、 組裝本發明所描述 統的方法。 本領域的技術人員在仔細研究附圖並閱讀完具體實施 方式之後’ ϋ過對本發_實踐，料瞭解本發明的其他 方面和特徵。通過實行權利要求書中特別指出的手段、程 式和其組合，可以實現並獲得本發明的這些方面、優點和 特徵。 【實施方式】 下文參照附圖對本發明進行詳細描述，在附圖中舉例 說明實踐本發明的具體實施例。對於這些實施例充分詳細 描述，可使本領域的技術人員能實現本發明。應瞭解的是， 本發明的各個實施例雖然不相同，但是並不相互排斥。舉 例來S兒’在不偏離本發明的範臀的情況下，本文中结合一 個實施例描述的特定特徵、結構或特性也可在其他實施例 中實施。另外’應瞭解的是，在不偏離本發明的範蜂的情 況下，可修改每値揭示的實施例中的個別元件的仇置灰佈 置。因此，下文的詳細描述並不會起限制作用，而且本發 明的範疇由適當解釋的權利要求書以及權利要求的等同物 的全部範圍界定。 在下文的描述中，提出了許多具體細節。然而，應瞭 解的是，即使沒有這些具體細節’也能夠實踐本發明的實 施例。在其他情況下，未詳細說明已知的電路、結構和技 13 4 術’但這樣並不會模糊對這部分推述 部分描述中，短語‘‘例示性實施例” 土 。 ，在这 例僅充當實施例或例證。雖然說明^著所參考的貫施 干實施例被認爲是實踐本發日㈣最佳W _ L月的若 本發明可以許多方式實施，而不限但是’應瞭解’ 例’:!:於實=的一:下的=特定實 個” , 專利文件中通用的術語“- 二=的術語還包括-個以上的意思。在這份 “或者”用來表示非專用的。此 個別有出版物、專利和專利文件如同 樣在本文倘若這份文件與引用的 使用不一致，那麼應認爲引用的使用是對這 充；料能調和的情況下，這敎件中的使用 起主導作用。 本發明係關於一種消除MCM接收器的isi/ici的方 ^雖然5兒明書中描述的本發明的若干實施例被認爲是實 i本發明的最佳模式，但是，應瞭解，本發明可以有許多 方j實施，而不會限於下文描述的特定實施例，也不會限 於只k這些實施例的任何特徵的特定方式。 通信通道2020 (包括從第一圖中的pis〇 1500的輸出 到第二圖和第六圖中的SIPO 2400的輸入的路徑）的有效 脈衝回應由FIR (有限脈衝回應）濾波器表示，所述FIR濾 波益具有前體Lp支線和後體Lc支線。下面將給出有效脈 衝回應的數學運算式·· '1、·.· 4…q……气f ^ 在接收器匈，DMT符號由於（有效脈衝回應的）後體而 〇丨匕㈤面的符號影響，也會由於前體而受到它後面的符 影塑D 哈 、 Η ^前體相對短而且總能量低，因此可忽略。 A過人工調整符號邊界，前體作用可包含在保護間隔内， 因此不會對前面的符號造成干擾。根據本發明的一些實施 例’我們使用當前DMT符號和前面符號中的資訊去除 ISI/ICI的有害影響。 第六圖是根據本發明的各個實施例的例示性離散多音 頻（DMT)接收器2010的方塊圖。DMT接收器2010的結構 與第三圖中展示的現有技術接收器基本相同，僅有的不同 之處在於：FEQ 2700和分割器2750由FEQ/IC/slicer (頻 域等化器/干擾消除器/分割器）271〇取代。 第七圖描繪了 FEQ/IC/slicer 2710的例示性最高級功 能方塊圖7000 ’包括FEQ/IC區塊2730和分割器2750。在 第七圖中’ yn[k] (n=0至N-1)表示DMT符號k的N個時域 取樣7100，其中k=l對應於第一個DMT符號，k=2對應於 第二個DMT符號’依此類推。n點FFT 2700將時域取樣yn[k] 轉化爲頻域取樣Yn[k] (n=〇至n-1)，標爲7200，稱爲“粗 判決” Υη[1ί]^Ες/Ι(：區塊2730對頻域取樣7200進行處理 而生成輸出Vn[k](n=0至n-Ι)，稱爲“軟判決” 7300。下 文將結合第八圖至第10圖描述FEQ/IC塊2730内處理的進 一步相關細節。 再次參看第七圖’向分割器2750應用軟判決7300。如 1339519 上所述’分割為（或判決裝置）2750判定每個次载波（例 如音調）最可能的星座點，並生成輸出Dn[k](n=0至N—1；)， 稱爲“硬判決” 7400。向QAM解映射處理器2800提供從分 割器2750獲得的硬判決，如第六圖所示。本文的描述使用 術語音調來描述次載波。因此，“音調”只是次載波 的一個特殊實施例。返回第七圖，在一些實施例中，標爲 7400的硬判決Dn[k](n=0至N-1)回饋至FEQ/IC區塊2730

中，其中，回饋的硬判決7400用於去除DMT符號k的干擾 或後面符號中的干擾。 雖然本文中對FEQ/IC：(頻率等化/干擾消除）的功能描 述與懸年1M 24日巾請的題爲“多賊霞接收器的 内部符號和内部載波干擾消除器，，的！ i/256, 7〇7號美國專 利申請案中揭示的FEQ/IC類似，但是FEQ/IC内的詳细摔 作並不同。簡言之’在11/256,7〇7申請案中，同時執行F阶 ISI /肖除和ICI消除的功能；然而，在本發明中，我們首先

==獲得較隹的中間結果’接著我們相應地執 第八圖描1 會了本發明的實施例中使用的FEQ/IC區嫌 8000的例示性功能描述。第 °° 有音輸展-: 特定聰符號中的所 有曰調都展不在區塊咖中。這些音調標示爲q、 N—1。區塊81〇〇中的所右立^ 01 中，1中立训^所有日調都供應辦_擇區塊8200 ί _ 塊82°〇選擇第-音調子集合議和 σ 8300疋一列具有可忽略的⑻和们的音調 16 月) 1339519 的索引（index)形成未受影響音調的子集合U，其中U={ul, u2，u3，...}。對於第一音調子集合8300中的每一個音調 而言，使用傳統FEQ 8700補償由音調通過通信通道2020 傳輸而引起的振幅和相位變化。使用下面的數學運算式描 述對第一音調子集合8300執行的FEQ運算：

Vnm = Yn[kyK，neU 公式 i

在公式1中’ Vn[k]表示軟判決7300 ; Yn[k]表示提供 給FEQ/IC區塊的粗判決7200 ; Fn是複合比例因數，也是 音調η的傳統FEQ的係數；表示複共軛。這個數學運 算式用文字表示的意思是：含有具有可忽略ISI/ICI的音 調的子集合U中的音調n的“軟判決，，，等於音調n的“粗 判決與FEQ係數的點積。軟判決7300被提供給分割器 2750，而分割器2750又輸出硬判決7400。

返回到第八圖，音調選擇區塊82〇〇也選擇存在明顯 = Ι/ΙΠ的第二音調子集合8500。第二音調子集合85〇〇是 明顯⑸# ICI的音調，而這些音調的索引形成 曰調的子集合A，這裏A=U1，说吼…卜子 二HI/ICI的“受害者”。實際上，子集合A總是 而一 5個以上鄰接頻帶的音調。舉例來說，對ADSL 每以是{紙41，42,…，59卜對於 這個“二轴從當前而符號中識別出一列使 出現⑹的4 ，音調。它們就是引起這個音調n 形成子隼合巳。音調η的廷些“罪犯”音調的索弓丨 木口㈣^中所“的所有子集合咖的組合形 17 1339519 成超集合R。超集合R中的那些音調導致A中的一些音調出 現ICI現象。注意的是，子集合A中的每個音調η也會存 在於超集合R中，因爲子集合Α中的每個音調總是導致它 相鄰的音調出現ICI現象，這些相鄰的音調也屬於子集合 A，因爲A中的音調總是相鄰的。 對於R中的每個音調r來說，我們從先前DMT符號識 別出一列導致這個音調r出現明顯ISI現象的音調。這些 “罪犯”音調的索引形成子集合P(r)。我們接著對每個音 調r執行ISI消除。我們使用下面的數學運算式來描述ISI 消除： Y\[k] = Yr[k]~ 公式 3 在本公式中，Srp是先前DMT符號的音調p與當前DMT 符號的音調r間的耦合係數；表示複共軛；Yr[k]是音 調r的粗判決；Dp[k-1]是先前DMT符號的音調p的硬判決； Y’r[k]是音調r的“中間判決”。這個數學運算式用文字表 示的意思是：含有會導致子集合A中的一些音調出現ICI 現象的音調的超集合R中的音調r的“中間判決”，等於 音調r的“粗判決”減去先前DMT符號的子集合P(r)中的 音調的“硬判決”形成的向量和ISI向量的點積。 在第九圖中用圖表表示ISI消除操作。在區塊9300 中，向延遲緩衝器9320提供所有音調的硬判決9310， D0[k]、Dl[k]、D2[k]...。在各個實施例中，提供所有音調 的硬判決9310作爲分割器8550的輸出8560的回饋，所述 輸出來自先前接收的符號。另外，所有音調的硬判決9310 18 1339519 可包括多個先前接收的符號的硬判決^在一些實施例中’ 延遲緩衝器9320包括記憶體，所述記憶體用來存儲先前一 個符號或先前多個符號的所有音調的硬判決93丨〇。音調區 塊中的先前一個符號中的所有音調的硬判決9330， DG[k-1]、Dl[k-1]、D2[k-1]··.，被供向子集合r中的音調 r的ISI選擇器9340。用於子集合R中音調『的isi選擇 器9340向點積區塊9360提供先前一個符號的子集合p(r) 藝中的音調的粗判決9350，Dpi[k-1]、Dp2[k—1]、 Dp3[k-1]...。另外，向點積區塊936〇提供當前符號的音調 r與先前一個符號的子集合P(r)中的音調間的耦合係數 9370。下文將更詳細地描述音調『與先前一個符號的子集 • 合P(r)中的音調間的耦合係數9370。點積區塊936〇在943〇 . 輸出先則—個符號的子集合P(r)中的音調的粗判決9350和 曰調r與先前一個符號的子集合p(r)中的音調間的耦合係 數9370的點積^ • 加法器9400在一個輸入端接收集合R中音調r的粗判 決，在輪入端9430接收點積區塊9360的輸出。加法器9400 在94如輸出中間判決（軟判決）γ，r[k]。在一些實施例 中，輸出Y’ r[k]表示對音調r執行ISI消除後符號k的音 n的‘軟判決，，。本領域的普通技術人員將認識到：特 又付號中存在的多個音調中的每一個音調r都可以生成類 似輪出。在各個實施例中，加法器94〇〇提供的輸出由上文 的公式3所表示。 我們使用下面的數學運算式來描述ISI操作： 19 1339519 vnm-rn[k}-F；- ^TAkyc^n^A 公式 4 meM(n) 本公式中，Fn是複合比例因數，與音調n的傳統FEQ 係數類似；Cnm是當前DMT符號的音調m與當前DMT符號的 音調η間的耦合係數；表示複共軛。這個數學運算式 用文字表示的意思是：含有具有不可忽略的ISI/ICI的音 調的子集合Α中音調η的“軟判決” 8540，等於音調η的 FEQ係數與“中間判決”的點積減去子集合Μ(η)中音調的 “中間判決”形成的向量和ICI向量的點積。 現在繼續參考第八圖，提供加法器9400的輸出9420 作爲子集合Α的FEQMCI消除8530的輸入。一旦子集合R 中的那些音調都獲得了“中間判決” 8520，我們就可對A 中的每一個音調執行FEQ和ICI消除8530。對A中每一個 音調η執行“中間判決”（這種判決易於執行，因爲音調η 也屬於超集合R)，並且使用子集合Μ(η)中那些音調的“中 間判決”進行ICI消除。 在第十圖中用圖表說明FEQ/ICI消除。在區塊10100 中，將子集合Α中音調η(也稱爲“受影響的音調”）的中 間判決提供給點積區塊10130。舉例來說，可通過第七圖中 的Ν點FFT 2700形成中間判決。將子集合Α中音調η的FEQ 係數Fn也提供給點積區塊10130。所述FEQ係數Fn將在下 文進一步詳細描述。點積區塊10130輸出子集合A中音調η 的中間判決10110與子集合Α中音調η的FEQ係數Fn 10120 的點積。在各個實施例中，在10420輸出的結果是使用上 1339519 述公式1計算而得的。 =區塊腦G中，將所有音_中間判決852()提供給 中音調_選擇器臓。子集合 選擇器確定—個音調子集合，即子集合_，也稱 n的旧罪犯音調，，。根據音調n的中間判決從 11消除ICI。將選定的音調提供給集合M(n)中音調 間判決區塊刪0,其中的中間判決標以剛、 = [k]、Y’m3[k].··，其中ml、旧、…等是子集合M(n)中 的曰:索引。將音調區塊1〇23〇中的音調提供給點積區塊 另外，音调n與子集合M(n)中音調的耦合係數， Cn，ml[k]、Cn，ni2 [k]、Cn，ni3 [k]...，也提供給點積區塊 10=40 °音調n與子集合M(n)中音調_合係數將在下文中 更詳、’描述，點積區塊10240生成如下輸出結果1 〇26q，即 子集合M(n)中音調的中間判決1咖與音調n和子集合肘⑷ 中音調的耦合係數10250的點積。 加法器10400在-個輸入端1〇26〇接收點積，而在一 個輸入端接收點積塊10130的輸出結果。加法器、ι〇棚在 1_輸出中間判決（軟判決）Xn[k]。在一些實施例中， 輸出結果Xn[k]表示對音調n執行ICI消除後符號k的音調 ^的“軟判決”。本領域的普通技術人員將認識到：特定符 ，中存在的多個音調中的每一個音調n都可以生成類似輸 出。 繼續參看第八圖以及第十圖，_/ICI消除853〇的輸 出10420提供子集合A的軟判決8540。將軟判決854〇輸入 1339519 分割器8550，該分割器在.8560輸出硬判決Dn[k]，表示符 號k的音調η的星座點的硬判決。 下文將描述本發明各個實施例中選擇第一音調子集 合、子集合U、“未受影響的音調”的通用準則，選擇第二 音調子集合、子集合Α、 “受影響的音調”的通用準則，選 擇第三子集合Μ(η)、音調η的ICI罪犯音調以及第四子集 合Ρ(η)、音調η、第二音調或受影響音調子集合中每一個 音調η的ISI罪犯音調的通用準則。 在一些實施例中，使用廣泛類比判定哪些音調由於 ISI/ICI而産生可忽略的性能降低，哪些音調由於ISI/ICI 而産生明顯的性能降低。對判定爲具有明顯ISI/ICI因而 需要進行ISI/ICI消除的那些音調中的每一個音調進行判 定，從而選擇出一列對ISI/ICI産生主要影響的音調。在 一些實施例中，再次決定使用廣泛類比。在一些實施例中， 需要判定性能提高與實施成本間的權衡。在各個實施例 中，也使用下面的通用準則選擇音調子集合： 1. 從通信通道受到較少衰減的那些音調造成的干擾往往是 最強的。通常，低頻音調對其他音調的干擾往往比高頻 音調強。這是因爲低頻音調經常從通信通道受到較少衰 減。因爲低頻音調在接收器中較強，所以它們對其他音 調的干擾也較強。 2. 當通信通道的回應頻率急劇變化時，干擾往往非常強。 3. 往往是僅僅那些信號躁音比（SNR )較高的音調需要 ISVICI消除。對於SNR較低的音調來說，ISI/ICI消除

22 1339519 沒什麼意義，因爲其他損害源（如熱雜訊）經常起支配 作用。 4.相鄰音調的干擾以及“空”音調的耦合通常是最強的。 下面舉了一個使用ADSL的例子來說明通用規則的使用。 然而，本領域的普通技術人員應認識到，這個例子中描 述的通用規則適用於所有MCM系統。 首先，檢查通信通道的頻率回應。ADSL使用了稱作頻 域雙工（FDD)的方案，而允許通過同一對傳輸線同時向下 和向上通信。向下通信是從中心站或中心網路到用戶的信 號傳輸，而向上通信則是從用戶到中心站的信號傳輸。FDD 讓使用兩個不重疊（或稍微重疊）的頻帶同時進行傳輸成 爲可能，這兩個頻帶一個用於向下通信，一個用於向上通 信。舉例來說，向下通信使用音調號在40到255間的頻率 範圍，而向上通信使用音調號在5到32間的頻率範圍。在 用戶設備的接收器中，通常使用截止角在音調號36周圍的 高通濾波器來分離向上的信號和向下的信號，向上的信號 會從用戶設備的發射器泄漏到接收器中。在這種情況下， 向下通信的通信通道的頻域回應在音調號36周圍會急劇變 化。無論何時通信通道的頻率回應發生急劇變化，急劇變 化附近的音調之間都會發生較多耦合。同樣，相鄰音調和 空音調之間的耦合通常最強。在這個例子中，子集合A選 爲A={38, 39, 40，…，57}，這20個音調與急劇變化最 接近而且頻率也最低。在這個例子中，子集合U選爲 1)={58,59,60，…，255丨，這些音調遠離急劇變化而且頻率 23 也高（這樣，SNR也低，因而ISI/ici消除的幫助也不大）。 通常選擇A中的每一個音調n的影像色調、一些相鄰 日調和它們的影像，以及—些“空”音調和它們要進行 消除的影像。舉例來說，就音調號4〇 (η=4〇)而言，將子 集合 MUO)選爲 Μ(40) = {35,祁，37,狀，的，41，42, Ν—42, Ν-41’ 卜40，Ν-39，Ν-38，Ν-37’ Ν-36，Ν-35}。 在每裏，我們選擇它的影像（Ν_4〇)，4個相鄰音調（38, 39’ 41，42)和它們的影像（ν_38, Ν一39，Ν—41，Ν_42)，以 =3個空音調（35, 36, 37)和它們的影像（Ν-35, Ν-36, ^7)。注意，音調號35、36和37被稱爲‘‘空，，音調，因 2 =在向上傳輸或向下傳輸巾都沒有使用。然而，它們 急因爲這些音調附近的頻率回應存在 通信通道受多：資訊與它。它們也是從 強。往、、*立 減的低頻音調，因而在接收器中相對 N=5〇。曰凋11的影像”是音調Ν—η(對ADSL而言， 類似用I::肖除的子集合的選擇與1CI消除的選擇 號的4 ,中’選擇相同音調n(不過是先前MT符 及—些^，，=的影像’ 一些相鄰音調和它們的影像，以 而士， 1曰調和它們的影像。舉例來說，對音調號40 口’門可選擇子集合Μ⑽作爲ρ⑽， 0^y 40, 41 A9 Μ . N ， ，N〜42，N-41，N-40，N-39，N-38，N-37， N~36， N-35}。 、言義我們選擇相同的音調（40)和它的影像 24 為) 1339519 (N-40)，4個相鄰音調（38，. 39,‘ 41，42)和它們的影像（N-38, N—39，N—41, N-42)，以及 3 個“空”音調（35，36，37) 以及它們的影像N-35, N-36, N-37)。請注意，音調號35、 36和37被稱爲“空”音調，因爲它們在向上傳輸或向下傳 輸中都沒有使用。選擇一些“空”音調的原因在於：它們 由於附近回應的急劇變化而耦合有豐富的資訊。然而，要 指出的是，來自判決裝置的先前符號都是零，因爲它們内 部都沒有信號。因而，上述例子中的子集合P(40)中的音調 號35、36和37是零。 在一個實施例中，不同音調爲ICI或ISI消除選擇的 相鄰音調號可以是不同的。頻率回應的急劇變化附近的音 調或者低頻音調通常需要更多的相鄰音調來執行ICI消除 和/或ISI消除中的至少一者。舉例來說，我們可能需要4 個相鄰音調爲音調號40執行ICI/ISI消除，但是僅需要2 個相鄰音調爲音調號59執行ICI/ISI消除，因爲音調號40 更靠近急劇變化範圍因此受到更多ICI/ISI影響，而且SNR 也更高，因而這些音調從ICI/ISI消除獲益也更大。 根據上述準則，一旦知道了系統雙工方案和通信通道 的一般概念，就可爲U、A、M(n)和P(n)中的音調進行選擇。 因此，可始終第一位進行選擇而且結果可存儲在查表中。 在一個實施例中，可爲子集合A中的音調η選擇FEQ係數 Fn、ICI _合係數Cnm和ISI輕合係數Snp，從而最小化它 的“軟判決” Vn[k]與“硬判決” Dn[k]間的均方差。在 2005年10月24日申請的題爲“多載波調變接收器的内部

25 2號和内部載波干擾消除ϋ ”的11 /256, 707號美國專利申 月案中提出了 -種獲得這些係數的方法’這份專利申請案 在本文中引用。11/256, 7G7中請案描述了使用LMS (最小 均方）或RLS (遞迴最小二乘）法。本發明的一個實施例不 使用m(最小均方）法獲取ίπ/⑻耗合係數，而是 糸統識別導出這些係數。

在典型的MCM系統巾’遙控發射器在__個訓練階段期 =發出預知的、決紐的而且最簡單的資訊。在該訓練階 段内’局部接收器可執行系統識別而雜通信通道的脈衝 回，。消除通道脈衝回應（nR)的方法和程式是根據系統 而疋的。然而，本領域的技術人員可估算出CIR而且將cir 表達爲長度爲Lp+Lc+1的列向量c : ^ 'Lp c~2 C-1 c〇 c> c2 ...... CJ’ 公式 5 現在將描述基於CIR導出ICI/ISI係數的程序：

^ =輸入發UFT 130()(第-圖）的頻域資料表達爲長度爲 则=k〇m耶]d.. ‘财公式6 本式中，k是DMT符號索引，上標“τ”表示轉置。 崎算可表達細量XW祕料算。表示Ν點 WT運异的矩陣是_，其中表示複共輛 -WW=exp(-2pi.k. 1/N), 0 k ι N〇 的儿素 26 1339519

其中，表示L乘(N-L)的零矩陣，而in表示N乘N的單位 矩陣。 4·發射器1000的DAC 1600和放大器1700、接收器2000的通 信通道2020、放大器2050、濾波器2100、ADC 2200和TEQ 2300 的作用可加以組合，並由脈衝回應爲c的通信通道表示。將CIR (通道脈衝回應）矩陣C0和C1定義爲：

5.去除CP的運算（第三圖中2500 )也可用矩陣運算表達。 所述矩陣可表達爲： R=[n] 6· FFT 2600的運算可由矩陣運算w表示，其中矩陣元素

Wkl=exp(2pj· k. 1/N) ， 0 k， 1 N 。 、 7·在接收器的FFT 2600的輸出中向接收器有效添力π雜气 的操作表達爲長度爲N的向量Z: ° = 2#] … 8· FTT2600的輸出由長度爲ν的列向量γ表示： Y[*] = h[A：]版]啡]…} 通過下式給出 Y[k]與 x[k]，X[k—1]，w, co, Cl Z[k]的關係： ’ and νδ 27 1339519 Y[/t]=WR[C。Cj AXW乂 〇 'X[A:-1]' L 0 AxW^J Z[fc] 上式可進一步簡化爲： Y.wje。e_: [1叫 X .羽_ WC, ^/NX[k] + WCD w^X[ic -1] + Z[k] (signal& ICI) + ISI + noise. + Z[fc] 這裏，我們定義兩個矩陣： = RxCj xA= [0^ Irt，]xCr 〇!>,

iV-lJ -3=0,1 在接收器中，使用先前DMT符號的硬判決，即D[k-1]， 作爲X [ k-1 ]最可能的估算值。因而，可從矩陣 G = wC〇wXr 獲得ISI耦合係數（上述S*rp)，即 如上所述，通過應用ISI消除，從“粗判決” Yn獲得“中間 判決” Υ’η。其數學運算式如下： Υ'[λ：] = Υ[Α:]-$，Ό[λ-1] -wc,w^/X[fc]+zw =(signal^ ICI) + noise. 1339519 基於幾乎不存在ISI的“中間判決，，，應用冗^^和jci 消除以獲得“軟判決，，\^: VW = BY'[k] 其令’矩陣Η的對角元素是FEQ係數（上述Fn)的複 共軛，而矩陣Η的非對角元素是ICI耦合係數（上述Cnm) 的負複共軛。選擇適當的FEQ係數化和ICI耦合係數^^， ，而最小化軟判決V[k]與理想判決x[k]間的均方差，也就 疋敢小化以下向量的均方量值： = X[k]~V[k] = X[^]-H(WC, ^/NX[k] + Z[k]) 注意的是，H的行η (表示爲Hn)由音調n的FEQ係數 和ICI消除係數組成。爲了最小化音調n的均方差，需要 最小化以下量的均方： [k]-vn[k] = Xn[k]-Hn(wc, X[^] + Z[h^ 可導出如下的音調n的統計均方差： =s{xn [k]x： [^]} - E{xn [k]x^ [ft]}w w^h ： -[Λ]Ζμ[Λ]}η ^ - h„ W C, Wy^E{u[k]X^ [A]} +H„W c, ^'/ζε^χ^φ +Hn^(»)Zw(»)}H«. 本式中，表示複共軛，上標“H”表示“（矩陣 的）厄密共輥，，（複共扼和轉置）。 29 1339519 實際上，信號和雜訊都是迴圈平不同 符號的統計屬性是相同的。八 也洗 f H , 7 Xn的均方σ】η則矩陣 是對角矩陣，其中 · . / Η 1 、甲仃η申僅有的非零元素是心。 々Rzz = £{ζμ]ζ㈨卜則均方差可表達爲： 0 4 〇…咖巧对/沪 +H,WC +ηχηπη»

。…。<。···。广 ：W^T W^H*H 本式中，丨。.··。<η。...。]紐在列。具有—個 向量。 Ε零疋素的行 通過解偏微分方程弘/紙=〇，或應用正交原理’ 五(Υ’[λ»]} = 〇，可以獲得下面的關係式： 疣是 Η. WC,

W

RxxWC： /n + R

kZZ =[0 …ο σ】·η 0 … 因此’獲得如下的音調η的FEQ係數和ICI輕合係數 Η·=卜.0 吃 0 …0]WwCW% x(w«c, W^+R^)

因而’從行向量Hn可獲得音調n的FEQ係數F T 丄LI叙久 係數Cnm。注意的是，4和RXX是預知的，而雜訊相關矩 ° ^ R22 =在精確傳輪符號已知而雜訊絲徵的訓練序列期間測量而 選擇=iSI消除使时割11生成的硬撤。然而，有時我們會 在S /、他判決。在一些情況下，MCM系統具有一個訓練階段， k個翁階段_接收料知道發㈣發射的 這種情況下，對每—個音調使用準確的、易知道的星座點 =自硬判決。—些CM系統也額先進的前向誤差修正法 "格碼調變）改善符餘_性能。在此情況下 =目應解碼_如轉比解碼器）獲得的探測結果取代硬判 上文已展示了消除先前騰符號引起的J 的技術人員可直接將上述方荦 万案本機 符號引起的ISI。通個以上前面的 (前面的_號，ΡΓ正整數)消除符號㈣ 首弁其於卜、十1目,/ )付遽k (當前符號）的ISI， 二的急劇變化、相鄰音調、空音調等） 個DMT付唬的子集合的音調“硬判決，，形成 點積而獲得的一項,向量當然視_ 係數也可使用LMS方法獲得。然而，在實 里内的 上DMT符號的JSI。 、 …而考慮一個以 本文可分神/料腿參轉縣發 術語“發明”僅僅是爲7方便而使用的，而且如==亍而 一個以上的發明主題，也不合將太 事霄上揭不了 明或發明概念。==: 1339519 是應瞭解’可使用任何可能達成_目_其他配置來替換本文 描述的具財酬。輕㈣欲㈣各财闕的贿和所有改 變或變化。本領域的技術人員在閱讀上文描述之後，將易瞭解上 述貫施例和本文中未詳細描述的其他實施例的組合。應瞭解，上 文描述只是說明性而非限制性的。舉例來說，上述實施例（和/ 方面）可相互組合使用。本領域的技術人員在閱讀上文描述 ^會瞭解料其他實施例。因此，應參照_要求書以及權利 =的物的全部範圍判定本發明的齡。在權利要求書中， 如。包括（inCluding)，，和“其中（inwMch) ^tCwherein)^ :,= 4½表達。同樣，在權利要求書中，術語“包括，，和“包 :要的’也就是說，系統、裝置、物品或方法除了在權 邮的跟在該術語之後的元素外，還可包括其他元素， ^曰洛，入扭利要求保護的範圍内。此外，在權利要求書中， 二二的、“第二”和“第三，，等僅僅用作標記，而不曰是對 匕們的物件強加數位要求。 本•本的摘要驗讀者快辆定所揭示的技術内容的 來解釋或限制權利要求的鱗或意義。另外， 特徵組合在—起。本發明揭二： 權利要求中明確說明的特徵。相反:^^更多未在母一條 母條杻利要求都以單獨的實施例爲基 32 1339519 礎。 【圖式簡單說明】 有關本發明之圖式簡單說明如下： 第一圖為習知的離散多音頻（MT)發射器的方塊圖； 弟·一圖為兩個連續的DMT符號， 第三圖為習知的DMT接收器的方塊圖； 第四圖為習知的雙路徑時域等化器（TEQ)結構的方塊圖； 第五圖為習知的每音調頻域等化器（PTFEQ)結構的方塊圖； 第六圖是本發明實施DMT接收器中包含的頻域等化器/干擾 消除器/分割器（FEQ/IC/slicer)的一個例示性實施例的 方塊圖； 第七圖是說明FEQ/IC/slicer的一個例示性實施例的方塊 圖； 第八圖描繪根據本發明的一些實施例的例示性FEQ/1C塊的 功能圖； 第九圖是描述根據本發明的一些實施例的ISI操作的例示 性方法的流程圖；及 第十圖是描述根據本發明的一些實施例的FEQ/ICI操作的 例示性方法的流程圖。 【主要元件符號說明】 「習知」 1000 離散多音頻發射器 33 、s) 1339519

1100 串列輸入平行輸出缓衝器 1200 正交調幅映射處理器 1300 快速傅立葉逆變換 1400 快速傅立葉逆變換輸出 1500 平行輸入串列輸出緩衝器 1600 數位類比轉換器 1700 放大器 2020 通信通道 2000 接收器 2050 放大器 2100 濾波器 2200 類比數位轉換器 2300 時域等化器 2400 串列輸入平行輸出 2500 迴圈字首去除 2600 Ν點快速傅立葉變換 2700 頻域等化器 2750 分割器 2800 正交調幅解映器 2900 平行輸入串列輸出緩衝器 5010 分接式頻域延遲線 本發明」 2010 離散多音頻（DMT)接收器 2710 頻域等化器/干擾消除器/分割器 34 νδ 1339519

7000 最高級功能方塊圖 7100 N個時域取樣 7200 粗判決 2730 頻域等化器/干擾消除器區塊 7300 軟判決 7400 硬判決 8000 頻域等化器/干擾消除器區塊 8100 區塊 8200 音調選擇區塊 8300 第一音調子集合 8500 第二音調子集合 8700 傳統頻域等化器 8520 中間判決 8530 頻域等化器和内部載波干擾消除 8540 軟判決 8550 分割器 8560 硬判決 9300 區塊 9310 硬判決 9320 延遲緩衝器 9330 硬判決 9340 内部符號干擾選擇器 9350 粗判決 9360 點積 35 1339519

9370 耦合係數 9110 粗判決 9400 加法器 9420 中間判決 10100 區塊 10110 中間判決 10120 頻域等化器係數 10130 點積區塊 10200 區塊 10220 内部符號干擾選擇器 10230 中間判決 10240 點積區塊 10250 耗合係數 10260 輸出結果 10400 加法器 10420 中間判決 36 :8、

Claims (1)

1339519 99 年 ι( j * r 〆· 1 換頁 十、申請專利範圍： I —種多載波的資料接收方法，包括： 接收複數個頻率域（freqUency domain)資料區塊，其中該頻 率域資料區塊包括N個元素，且N為整數； ，該N個元素令選擇一第一子集合，並對該第—子集合中的 每個元素執行等化運算，以產生一第一軟判決；" 在該Ν個元素令選擇一第二子集合； 航素中選擇—第三子集合，其中該第三子集合係為 ^第二子集合中的部分元素産生内部载波干擾 nter-Carrier Interference)之元素； 在先前頻率域㈣區塊中，選擇—第四子集合，其中該第四 子集合係為對該第三子集合中的部分元素產生内 擾（Inter-Symbol lnterference)之元素； ^ ===元素執行内部符號干擾消除，以產生複 對該第二子集合中的元素執行等化運算及 1戰疚干擾湞除，以産生第二軟判決。 2.如申請專利範圍第}項之接收方法，其中 的每個元素執行等化運算的步驟更包括： 子集合中 將凡素與等化係數相乘。 2叫專利範圍第1項之接收方法，其中對該第二子隼人中 二母個元素執行等化運算和内部載波干擾消除的 °十开所述巾間判決的線形組合 37 ^39519 4. 5. 6. 99年ίο j讀-日0正替硌頁 如申請專利第〗項之接收方法，更包括. 從該第-制财產生—第—却決^及· 從該第二軟判決中產生一第二硬判決。 如申請專利範圍第4項之接收方法^更包括： 儲存先前資料區塊的該第二硬判决。 如申請專利範圍第5項之接收方法 消除的步驟包括： ’其中執行内部符號干擾

將該第三子集合中的每個元素，減去儲存於先前資料區塊中 的-部分第二硬判決的各自線性組合，其中該部分第二硬判 決係對應於該第四子集合中的元素。 7·如㈣糊細第6項讀收方法，其憎糾二子集合中 的母個疋素執行等化運算和内部載波干擾消除的步驟更包 括： 在初始4練W又期間（initial training phase)獲得該線形 組合所需的係數。 8·如申請專聰圍第7項之接收方法，其巾在初始訓練階段期 間獲得係數的步驟包括： 依據糸統識別以產生該係數。 9. 如申請專利範圍第6項之接收方法，其中執行内部符號干擾 消除的步驟進一步包括： 在初始訓練階段期間獲得該線性組合所需的係數。 10. 如申請專利範圍第9項之接收方法，其中在初始訓練階段期 間獲得係數的步驟包括： 依據系統識別以產生該係數。 38 1339519 99年月$8曰月修正曰4^1|^浩換頁 11· 一種多載波調變裝置，包括：. 一前端模組，用來接收以資料區塊為基礎（framed_based)的 多載波信號’且該多載波信號包括多個次載波 (sub-carriers)；

一選擇器，用來於該多載波信號中，選擇一第一子集合，一 第二子集合，一第三子集合及一第四子集合，其中，該第 一子集合係為對第二子集合中至少一元素産生内部載波 干擾（Inter-Carrier Interference)之元素，該第四子集 合係為對該第三子集合中至少一元素產生内部符號干擾 (Inter-Symbol Interference)之元素； 專化器’用來等化該第一子集合，並輸出一第一軟判決； 以及 ^ 一干擾消除器包含： —内部符號干擾消除器，用於依據該第四子集合以對該第

三子集合進行干擾消除，並產生複數個的中間判決；以 及 、’ 内4載波干擾’肖除益和荨化器，用於依據該中間判決，對 該第二子集合中的元素執行内部載波干擾消除及等化 運算’以産生第二軟判決。 12. 如申請專利範圍第丨丨項之多載波調變裝置，另包括： 一第一判決裝置，用來依據該第一軟判決以產生—第—硬判 決。 13. 如申請專利範圍第12項之多載波調變裝置，另包括： 一第二判決裝置，用來依據該第二軟判決以產生—第二硬判 39 99年1(月4s日|务正替換頁 一 ' I 一一―一 .， . · · , 決。 14·如申請專利範圍第u項之多載波調變裳置，其中該第一子 集合之内部符號或内部載波之干擾，係小於 符號或内部載波之干擾。 15. t申請專利範圍第13項之多載波調魏置，另包括： 一緩衝器’用來存儲絲—個資料區_該第二硬判決。 16. 如申請專利範圍第u項之多載波調變裝置，其中該内部載 波干擾消除器和等化器係執行該第二子集合中的每個元素與 該中間判決做線形組合。 、 如申請專利範圍第u項之多載波調變裝置，其中該内部符 號干擾/肖除器係執行該第三子集合中的每個元素減去先前資 料區塊的該第四子集合的線性組合。 、 18. —種多載波調變系統，包括： 一發射器’用來發射以資料區塊為基礎(framed_based)的多载 波信號’且該多載波信號包括多個次載波(sub-carr i ers); 一通信通道’耦合於該發射器，用來作為傳送多載波信號之介 面；以及 一接收器’接收該多載波信號，該接收器包括： 一選擇器’用來於該多載波信號中，依據信號干擾程選擇 一第一子集合’一第二子集合；以及於該多載波信號中， 選擇一第三子集合及一第四子集合，其中，該第三子集 合係為對第二子集合中至少一元素産生内部載波干擾 (Inter-Carrier Interference)之元素，該第四子集合 係為對該第三子集合中至少一元素産生内部符號干擾 40 1339519 99 年]〇 ;正答换頁 (Inter-Symbol Interference)之元素； 一等化器’用來等化該第一子集合，並輸出一第一軟判決； 以及 一干擾消除器1用來依據該第四子集合以對該第三子集合 進行干擾消除，並產生複數個的中間判決；以及用來依 據該中間判決，對該第二子集合進行干擾消除，以産生 第二軟判決。 19·如申請專利範圍第18項之多載波調變系統，其中該第一子 集合係為實質上遠離頻率響應中之重疊頻帶或轉變邊緣之 次載波（sub-carrier)訊號。 20.如申請專利範圍第18項之多載波調變系統，其中該第二子 集合為實質上接近頻率響應中之重疊頻帶或轉變邊緣之次 載波(sub-carrier)訊號。 21‘如申請專利範圍帛18項之多載波調變系統，其中該接收器 更包括： ° 一判決裝置，用來依據該第-與第二軟判決 -硬判決及一第二硬判決。 刀祖第 22. 如申請專利範圍第21項之多載波調變系統，更包括： 一緩衝器，用來儲存先前資料區塊之該第二硬判決。 23. 如申請專利範圍帛18項之多載波調變系統， 24 til第—子集合中的每個元素分別乘以―個等化二/ • I申清專利範圍第18項之多載波調變系統，其中該干擾消 除器係執行該第三子集合中的每個元素先 的該第四子集合的線恤合。 41