KR100651556B1 - 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 통신시스템에서 CINR(Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정 장치에 있어서, 수신 신호들을 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하는 수단; 상기 블록화된 수신 신호들에 대해 블록별 잡음 및 간섭 레벨들을 산출하고, 블록별 순수 신호 레벨들을 산출하는 수단; 및 상기 산출된 각 블록별 순수신호 레벨들과 블록별 잡음 및 간섭 레벨들의 비로 각 블록별 CINR을 각각 추정하는 수단을 포함한다. 따라서 본 발명은 수신 신호의 부반송파들의 채널 특성이 유사하지 않은 경우가 존재하더라도 전체 채널들에 대한 CINR을 추정할 수 있다.
OFDM, OFDMA, 고속푸리에변환, 수신신호 파워, 간섭 및 잡음 파워, CINR 추정 장치

Description

통신 시스템에서 ＣＩＮＲ 추정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CARRIER TO INTERFERENCE AND NOISE RATIO IN COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 일반적인 OFDM 송신기의 구성을 나타낸 도면
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 도면
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 수신기에 수신된 수신 신호의 부반송파들을 보여주는 도면
도 4는 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CINR 추정기의 구성을 나타낸 도면
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 순수 수신신호 파워 및 잡음신호 파워 추정 블록을 구체적으로 나타낸 도면
도 6은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CINR 추정 방법에 대한 흐름도
도 7은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 CINR 추정기의 구성을 나타낸 도면
도 8은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 CINR 추정 방법에 대한 흐름도
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 OFDM) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 OFDMA)을 기반으로 하는 통신시스템에서 채널 품질 척도의 하나인 CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)를 추정하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근 유/무선 채널에서 고속의 데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는 직교 주파수 분할 다중 방식은 복수의 반송파를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하고, 이들 각각에 대해 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(Sub-Carrier) 즉, 서브채널(Sub Channel)로 변조하여 전송하는 방식을 말한다.
이러한 직교 주파수분할 다중방식은 디지털/오디오 방송, 디지털 TV, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network), 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode), 광대역 무선 접속망(BWA: Broadband Wireless Access) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 그런데 하드웨어적인 복잡도로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해졌다. 이러한 직교 주파수 분할 다중 방식은 종래의 주파수 분할 다중 방식(FDM:Frequency Division Multiplexing)과 유사하나 무엇보다도 다수 개의 부반송파간 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송 시 최 적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(Multi-path fading)에 강한 특성이 있다. 또한, 직교 주파수 분할 다중 방식은 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용함으로써 주파수 선택적 페이딩에 강하고 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며 그리고 임펄스성 잡음에 강하다는 장점이 있다.
이러한 OFDM/OFDMA(이하 OFDM이라 함)기반의 통신 시스템에서는 적응전력제어나 적응 변복조 등에 없어서는 안 될 파라미터인 채널 신호 품질 예를 들어, CINR(Carrier to Interference Noise Ratio)을 측정해야 한다. 적응전력제어나 적응 변복조 장치는 CINR값을 이용하여 채널 품질에 따라 전력을 제어하고, 변복조 레벨을 조절한다. 이때 CINR은 각 부반송파의 신호 파워의 총합을 잡음과 간섭 파워의 총합으로 나눈 값으로 정의되며 통신 시스템에서의 채널 품질 판단의 척도가 되는 값이다.
이러한 CINR을 추정하는 종래의 기술로는 미국 특허인 “Method and apparatus for SNR(Signal to Noise ratio) measurement (등록특허 6456653)”가 있다. 이 특허에서는 사용하지 않는 서브캐리어(subcarriers)들에서 잡음레벨을 추정하는 방법을 개시하고 있다. OFDM 시스템에서는 송신기에서 보내고자 하는 데이터를 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 해서 전송한다. 이 때 IFFT의 크기가 N 포인트라면 이를 다 사용하는 것이 아니라 Aused 개의 서브캐리어들만 사용하고 나머지 (N- A)unused 개의 서브캐리어들에는 0을 보낸다. 이렇게 하면 수신기의 고속 푸리에 변환을 거쳐 나온 신호들 중 Aused개의 서브캐리어들에는 데이터와 잡음이 섞여서 나오게 되고 나머지 (N-A)unused개의 서브캐리어들에는 잡음만 나오게 된다. 상기 특허에서는 나머지 (N-A)unused개의 서브캐리어들에서 나온 잡음레벨을 측정하여 이 값이 데이터에 섞여 나오는 잡음레벨과 같다는 가정 하에 Aused 개의 서브캐리어들에서 수신된 전력레벨에서 이 잡음레벨을 빼서 순수 신호레벨을 추정한다. 결과적으로 순수 신호레벨과 잡음레벨의 비가 구하고자 하는 SNR(Signal to Noise Ratio)추정값이 된다. 이러한 SNR은 CINR과 같이 통신 시스템에서의 채널 품질 판단의 척도가 되는 값이다.
그런데, 상기한 바와 같은 SNR 추정 방법은 사용하지 않는 서브캐리어의 개수((N-A)unused)가 사용하는 서브캐리어의 개수(Aused )에 비해서 너무 적을 경우에는 추정 성능에 심한 열화가 있다. 또한, 동일한 대역을 사용하는 다른 사용자로부터의 간섭(Interference) 신호는 사용하지 않는 서브캐리어들에는 들어오지 않으므로 이를 추정할 방법이 없다.
따라서 본 발명의 목적은 통신 시스템에서 사용하는 서브캐리어들의 잡음 레벨을 직접 추정하여 CINR을 추정하는 CINR 추정 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 통신 시스템에서 사용하는 서브캐리어들의 잡음 레벨을 채널 특성이 유사한 서브캐리어들 별로 블록화하여 블록별 잡음 레벨을 각각 추정하고 이를 이용하여 블록별 CINR을 추정하는 CINR 추정 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 통신 시스템에서 사용하는 서브캐리어들의 잡음 레벨을 채널 특성이 유사한 서브캐리어들 별로 블록화하여 블록별 잡음 레벨을 각각 추정하고 이를 이용하여 전체 CINR을 추정하는 CINR 추정 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적에 따라, 본 발명은 통신시스템에서 CINR(Carrier to Interference and - Noise Ratio) 추정 장치에 있어서, 수신 신호들을 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하는 수단; 상기 블록화된 수신 신호들에 대해 블록별 잡음 및 간섭 레벨들을 산출하고, 블록별 순수 신호 레벨들을 산출하는 수단; 및 상기 산출된 각 블록별 순수신호 레벨들과 블록별 잡음 및 간섭 레벨들의 비로 각 블록별 CINR을 각각 추정하는 수단을 포함한다.
또한 본 발명은 통신시스템에서 CINR(Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정 장치에 있어서, 수신 신호들을 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하는 수단; 상기 블록화된 수신 신호들에 대해 블록별 잡음 및 간섭 레벨들을 산출하고, 블록별 순수 신호 레벨들을 산출하는 수단; 및 상기 블록별 잡음 및 간 섭레벨 및 상기 블록별 순수 신호 레벨들을 각기 합산하여 전체 잡음 및 간섭 레벨 및 전체 순수 신호 레벨을 구하고, 이들의 비로 전체 CINR 을 추정하는 수단을 포함한다.
또한 본 발명은 통신시스템에서 CINR(Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정 방법에 있어서, 수신 신호를 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하는 제1 단계; 상기 블록화된 수신 신호들에 대해 블록별 잡음 및 간섭 레벨들을 산출하고, 블록별 순수 신호 레벨들을 산출하는 제2 단계; 및 상기 산출된 각 블록별 순수신호레벨들과 블록별 잡음 및 간섭 레벨들의 비로 각 블록별 CINR을 각각 추정하는 제3 단계를 포함한다.
또한 본 발명은 통신시스템에서 CINR(Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정 방법에 있어서, 수신신호를 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하는 제1 단계; 상기 블록화된 수신신호들에 대해 블록별 잡음 및 간섭 레벨을 산출하고, 블록별 순수 신호 레벨을 산출하는 제2 단계; 및 상기 산출된 블록별잡음 및 간섭레벨 및 블록별 순수 신호 레벨을 각기 합산하여 전체 잡음 및 간섭레벨 및 전체 순수 신호 레벨을 구하고, 이들의 비로 전체 CINR을 추정하는 제3 단계를 포함한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예들을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 또한 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.
도 1은 일반적인 OFDM 송신기의 구성을 나타낸 도면이다. 도 1을 참조하면, OFDM 송신기(100)는 파일럿/프리앰블 삽입기(121), IFFT기(123), 병렬/직렬 변환기(125), 보호구간 삽입기(127), RF 처리기(131) 및 안테나(133)를 포함한다.
파일럿/프리앰블 삽입기(121)는 다수개의 데이터 심볼들과 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에 설정되어 있는 파일럿 부반송파들 및 프리앰블을 발생하고, 상기 발생한 파일럿을 다수개의 데이터 심볼에 삽입한다. 여기서, 파일럿을 데이터 심볼에 삽입하여 전송하는 이유는 채널 추정(channel estimation)을 위해서이며, 서브채널에서 파일럿이 포함되는 영역은 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템상에서 그 위치가 미리 규약되어 있다. 또한 상기 발생한 프리앰블은 하나의 OFDMA 심볼 형태로 프레임의 앞쪽에 주로 위치한다. 본 발명의 바람직한 실시 예에서 사용하는 파일럿 및 프리앰블들(이하, 파일럿)은 기지국마다 다른 시퀀스를 사용하여 기지국간에는 직교에 가까울수록 본 발명의 성능에 효과적이다.
역 고속 푸리에 변환기(IFFT기)(123)는 입력받은 복수 개의 서브 채널에 대하여 역 푸리에 변환을 한 후 병렬/직렬 변환기(125)에 출력한다. 병렬/직렬 변환기(125)는 입력된 병렬 신호를 직렬 신호로 바꾸어 보호구간 삽입기(127)로 출력한다. 보호구간 삽입기(127)는 IFFT기(123)에서 출력한 서브 채널들간 심볼 간섭(ISI:Inter Symbol Interference) 등의 영향을 감소시키기 위한 보호 구간(Guard Interval)을 삽입한 후 RF 처리기(131)로 출력한다. RF 처리기(131)는 보호 구간 삽입기(127)로부터 입력받은 채널 데이터를 무선 채널로 안테나(133)를 통해 전송한다.
도 2는 본 발명의 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 도면이다. 도 2를 참조하면, OFDM 수신기(200)는 안테나(211), RF 처리기(213), 보호 구간 제거기(215), 직렬/병렬 변환기(217), FFT기(219), 등화기(221), 채널 추정기(223) 및 CINR(Carrier to Interference Noise Ratio) 추정기(250)를 포함한다.
RF 처리기(213)는 안테나(211)를 통해 수신되는 채널 데이터를 보호 구간 제거기(215)로 출력한다. 보호 구간 제거기(215)는 수신된 채널 데이터로부터 보호 구간을 제거한다. 직렬/병렬 변환기(217)는 보호 구간이 제거된 직렬 형태의 채널 데이터에 대해 복수 개의 병렬 형태의 데이터로 변환하여 고속 푸리에 변환기(219)로 출력한다. 고속 푸리에 변환기(219)는 병렬 형태의 보호 구간이 제거된 채널 데이터를 각각 고속으로 푸리에 변환하고, 푸리에 변환된 데이터를 등화기(221)로 출력한다. 등화기(221)는 푸리에 변환된 채널 데이터에서 통신 채널 환경에 의한 신호 왜곡을 제거하고, 신호 왜곡이 제거된 데이터를 출력한다. 채널 추정기(223)는 송수신 시 발생하는 채널 열화로 인한 주파수 도메인 상에서의 위상, 진폭의 일그러짐에 따른 채널 상태를 추정하고 주파수 도메인 상에서의 위상 진폭의 일그러짐을 보상한다. 그리고 CINR 추정기(250)는 채널 품질즉, CINR을 측정한다.
전술한 바와 같이 OFDM 시스템에서는 송신기에서는 변조를 거친 신호를 고속 푸리에역변환(IFFT)을 한 후 보호 구간을 첨부하여 송신하고 수신기에서는 이와는 역으로 먼저 보호 구간을 제거한 후 고속 푸리에변환(FFT)을 하고 복조를 하여 송신된 신호를 얻어낸다.
본 발명의 실시 예에 따라 OFDM 송신기에서 파일럿(Pilot) 신호라 불리는 이미 알려진 패턴의 디지털 신호를 보내면 이를 수신한 OFDM 수신기에서는 수신된 신 호를 사용하여 CINR을 추정한다. 구체적으로 본 발명은 CINR을 추정하기 위해 고속 푸리에 변환을 거친 후의 파일럿 신호를 사용한다. 파일럿 신호는 미리 설정되어 있는 시퀀스(sequence)를 가지며 편의상 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조를 사용한다고 가정한다. 여기서 사용하는 파일럿 시퀀스는 '1'과 '0'으로 구성되어 있는데 '1'이라는 신호는 복소수 신호 '1'로, '0'이라는 신호는 복소수 신호 '-1'로 보낸다고 가정하자.
본 발명의 실시 예에서는 수신 신호의 부반송파들이 각 그 인접 부반송파가 겪는 채널의 특성이 유사하다는 점을 이용하여 수신 신호에 포함된 간섭 및 잡음 신호 파워를 추정한다. 즉, 본 발명의 실시 예에서는 인접 부반송파 신호와의 차이를 이용하여 수신 신호에 포함된 간섭 및 잡음 신호 파워를 추정한다.
좀더 구체적으로 설명하면, 본 발명의 실시 예에서는 수신 신호의 복수개의 부반송파에 미리 설정되어 있는 파일럿 시퀀스를 곱하여(실제로는 나누는 것이지만 1 또는 -1 이므로 실질적으론 곱하는 것과 동일하며, 이하 곱하는 것으로 표현하기로 한다.)각각의 채널 통과 데이터들을 구한다. 이때 각각의 채널 통과 데이터는 신호 성분과 간섭 및 잡음 성분을 포함한다. 그런데 인접한 각 부반송파는 거의 동일한 채널 특성을 가지므로, 채널 통과 데이터들의 신호 성분은 거의 유사한 값을 가지게 된다. 따라서 각 부반송파에 대한 채널 통과 데이터들과 적어도 하나 이상의 각 인접한 부반송파로부터 구해진 채널 통과 데이터들의 차이를 계산하면, 신호 성분은 서로 상쇄되어 없어지고 간섭 및 잡음 성분이 남게 된다.
따라서 본 발명의 실시 예에서는 상기한 바와 같은 원리를 이용하여 각 채널 통과 데이터들에 포함된 간섭 및 잡음 성분을 추정하고, 간섭 및 잡음 성분으로부터 간섭 및 잡음 신호 파워를 추정한다. 그리고 수신 신호 파워에서 간섭 및 잡음 파워 추정값을 빼어 간섭과 잡음을 제거한 순수 신호의 파워를 추정하여 순수 신호의 파워를 잡음 파워로 나눔으로써 CINR 추정값을 산출한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 수신기에 수신된 수신 신호의 부반송파들을 보여주는 도면이다. 도 3을 참조하면, 도 3에서는 하나의 OFDM 심볼 기간에 동일한 시간 영역(Time Domain) 상에 복수개의 부반송파가 존재하는 경우를 도시하고 있다. 본 발명의 실시 예에서는 부반송파들이 각각 그 인접 부반송파가 겪는 채널의 특성이 유사하다는 점을 이용하는데 도 3의 참조번호 30과 같이 x3과 x4 부반송파들이 서로 인접하지 않는 경우에는 채널 특성이 유사하지 않을 확률이 높아지게게 된다. 따라서 본 발명의 제1 실시 예에서는 도 3에 도시된 바와 같이 수신 신호의 부반송파들의 채널 특성이 유사하지 않은 경우가 존재하기 때문에 시간축과 주파수축으로 구성되는 2차원 평면 상에서의 거리가 가까운 Ni (i=1, …, B)개의 부반송파들을 입력으로 받아 블록별로 잡음 및 간섭 레벨 추정, 순수신호 레벨 추정을 하고 이들의 비로 블록별 CINR을 추정할 수 있다.
또한 본 발명의 제2 실시예에서는 블록별로 출력되는 잡음 및 간섭 레벨 추정값, 순수신호 레벨 추정값들을 각각 더해서 그 비를 구하여 전체신호에 대한 CINR을 추정할 수 있다.
먼저 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CINR 추정 장치 및 방법을 설명한다. 도 4는 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CINR 추정기를 나타낸 도면이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CINR 추정기는 제어부(252), 버퍼(254), 제1 내지 제B 블록들(256-1 내지 256-B), 블록별 역수 생성기(258-1 내지 258-B), 블록별 곱셈기(270-1 내지 270-B)를 포함한다.
제어부(252)는 FFT기(219)로부터 출력되는 파일럿 신호를 수신하여 각 부반송파에 해당하는 채널들의 인접 관계를 분석하고, 수신 신호를 분석된 채널들의 인접 관계에 따라 출력하도록 하는 제어 신호를 출력한다. 즉, 제어부(252)는 FFT기(219)에서 FFT되어 출력된 수신 신호의 채널들의 인접 관계를 분석하고, 인접한 채널들끼리 분리하여 소정 개수의 블록 신호를 출력하기 위한 제어 신호를 출력한다.
버퍼(252)는 FFT기(219)로부터 FFT되어 출력되는 파일럿 신호를 수신하여 각각의 채널별로 버퍼링하고, 제어부(252)의 제어 신호에 따라 버퍼링된 수신 신호를 출력한다.
제1 내지 제B 블록들(256-1 내지 256-B) 각각은 채널들의 인접 관계에 따라 버퍼(252)로부터 출력된 FFT된 수신 신호를 입력받고, 입력받은 FFT된 수신 신호의 인접한 채널들이 유사한 특성을 가지는 점을 이용하여 각각의 블록별로 순수 수신신호 파워와 잡음 및 간섭 파워를 추정하여 출력한다. 즉, 제1 내지 제B 블록들(256-1 내지 256-B)은 각각 제1 내지 제B 순수 수신신호 파워와 제1 내지 제B 간섭 및 잡음 신호 파워를 추정하여 출력한다. 여기서 순수 수신신호 파워는 각각의 블록들에 입력된 신호들의 전체 수신파워에서 간섭 및 잡음 신호 파워를 제 거한 값이다.
이하 상기 제1 내지 제B 블록들(256-1 내지 256-B)의 구체적인 구성 및 동작을 상세히 설명한다. 여기서 제1 내지 제B 블록들(256-1 내지 256-B) 각각은 그 구성 및 동작이 유사하므로 제1 블록(256-1)을 일 예를 들어 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정기(250)에서 제1 내지 제B 블록들(256-1 내지 256-B) 중 제1 블록(256-1)을 구체적으로 나타낸 도면이다. 도 5를 참조하면, 제1 블록(256-1)은 제1 수신신호 파워 측정기(258-1), 제1 간섭 및 잡음 파워 추정기(260-1), 제1 가산기(262-1)를 포함한다.
본 발명의 실시 예에서는 제어부(252)의 제어 하에 버퍼(254)로부터 FFT된 수신신호 y1~ yM 중 채널이 인접 관계에 있는 N개의 수신신호(y1 ~ y N)가 제1 수신신호 파워 측정기(258-1), 제1 간섭 및 잡음 파워 추정기(260-1)로 입력된다고 가정한다.
제1 수신 신호 파워 측정기(258-1)는 입력된 N개의 수신신호(y1 ~ yN)를 각각 제곱 연산기들(52-1 내지 52-N)를 통해 그 파워를 계산한다. 그리고 제1 수신신호 파워 측정기(258-1)는 이들 제곱 연산기들(52-1 내지 52-N)의 출력값을 덧셈기(54)에서 모두 더하여 하기 수학식 1과 같은 입력된 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 대한 수신 신호의 파워를 출력한다.
Figure 112004029076271-pat00001
한편, 제1 간섭 및 잡음 파워 추정기(260-1)는 입력된 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 미리 정해진 시퀀스(예컨대, 송신 시 IFFT기에서 송신하고자 하는 신호에 곱해진 PN(Pseudo Noise) 또는 직교성을 가지는 시퀀스)를 곱하여 각 채널 통과 데이터를 산출한다.
본 발명의 실시 예에서는 송신된 신호들 중 IFFT 전단에서 k 번째에 송신된 신호 를 xk라 하고 수신된 신호들 중 FFT 후단에서 xk에 상응하는 신호를 yk 라고 한다. 여기서 한 블록에 해당하는 N개의 신호들의 심볼축과 주파수축으로 이루어지는 2차원 평면 상에서 임의의 분포를 가질 수 있다. 도3에서는 주파수축으로만 일렬로 분포하는 예를 그린 것일 뿐이지 실제로는 심볼축으로 일렬로 분포할 수도 있고 대각선 형태로 분포할 수도 있다. 즉, 본 발명의 적용 범위는 N개의 신호들의 분포형태에 제한이 없다. 또한 파일럿 신호는 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조를 사용한다고 가정하고 편의상, xk = 1 또는 -1 (k=1,2,...,N) 을 사용한다. 만약 xk와 yk 간의 채널의 특성을 Hk 그리고 잡음을 nk라고 하면 FFT된 수신신호는 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004029076271-pat00002
여기서 xk는 미리 설정된 파일럿 시퀀스이므로 그 값을 수신기가 알고 있으며, yk는 측정으로부터 얻어지는 값이다.
제1 간섭 및 잡음 파워 추정기(260-1)는 입력된 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 xk(xk = 1 또는 -1 (k=1,2,...,N))를 곱한 후 잡음성분을 분리해 내기 위해서 하기 수학식 3에서와 같이 Fk라는 값을 정의한다. 이 값은 잡음 성분을 추정하기 위해 쓰이는 계산의 중간단계의 값이다.
Figure 112004029076271-pat00003
구체적으로 도 5에 도시된 바와 같이, N개의 수신신호(y1 ~ yN) 각각에는 곱셈기들(62-1 내지 62-N)에 의해 xk(xk = 1 또는 -1 (k=1,2,...,N))가 곱해져 출력된다. 그리고 곱셈기들(62-1 내지 62-N)의 출력들 중 잡음을 구하고자 하는 해당 서브캐리어들에 대한 출력들은 각각 N개의 가산기(64-1 ~ 64-N)에 플러스 입력되고, 잡음을 구하고자 하는 해당 서브캐리어들의 인접한 서브캐리어에 대한 출력들은 각각 N개의 가산기(64-1 ~ 64-N)에 마이너스 입력된다.
그에 따라 N개의 가산기(64-1~64-N)로부터의 출력은 각각의 서브캐리어에서 구해진 값으로부터 인접한 서브캐리어에서 구해진 값의 차이가 되며 이에 따라 신호 성분은 상쇄되고 잡음 성분만 남게 된다.
예컨대 도 5에 도시된 바와 같이, N개의 수신신호(y1 ~ yN) 중 첫 번째 신호인 y1 은 인접한 신호가 y2 하나이고 마지막 신호인 yN은 인접한 신호가 yN-1 하나이다. 그리고 나머지 신호들은 인접한 신호가 2개씩이다. 예컨대, yk는 yk-1과 y k+1의 2개 인접 신호를 갖는다. 그러므로, N개의 수신신호(y1 ~ yN) 중 첫 번째 신호인 y 1 및 마지막 신호인 yN은 각 서브캐리어의 출력에 송신된 신호를 곱한 값에서 인접 서브캐리어의 출력에 송신된 신호를 곱한 값을 뺀다. 그리고, 나머지 신호 예컨대, yk는 서브캐리어의 출력에 송신된 신호를 곱한 값을 2배로 하고, 인접한 2개의 서브캐리어의 출력에 각 송신된 신호를 곱한 값을 각각 뺀다. 상기한 바와 같은 원리에 따라 F1~FN의 결과값은 신호 성분은 상쇄되고 잡음 성분만 남게 된다.
이 때 블록 내에 있는 부반송파의 수가 작을 경우에는 경계 부분에 있는 두 개의 부반송파의 차이로만 계산하는 부분 즉, N개의 수신신호(y1 ~ yN) 중 첫 번째 신호인 y1 및 마지막 신호인 yN은 각 서브캐리어의 출력에 송신된 신호를 곱한 값에서 인접 서브캐리어의 출력에 송신된 신호를 곱한 값을 빼는 것을 생략할 수 있는데 이는 성능에 차이가 생길 수 있으므로 그렇게 하지 않는 것이 좋다.
한편, 각 F1~FN의 y값에 수학식 1을 대입하고 이를 전개하여 신호에 의한 성 분과 잡음에 의한 성분을 따로 모으면 수학식 4와 같이 된다.
Figure 112004029076271-pat00004
수학식 4에서 괄호 이전의 항들이 신호에 의한 성분이고 괄호 안의 값이 잡음에 의한 성분이다. 이때 인접한 부반송파 채널들이 거의 같은 채널 특성을 보인다고 가정하면 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112004029076271-pat00005
그러면, 수학식 4에서 괄호 이전의 값들은 0이 되어, 신호 성분은 상쇄되고 잡음 성분만 남게 된다. 이 잡음 성분을 제곱하면 잡음 신호 파워가 추정되는데 즉, 수학식 3에서 잡음에 의한 성분인 괄호를 제곱하면 Fk의 파워는 다음 수학식 6과 같다.
Figure 112004029076271-pat00006
여기서 | Fk |2 들의 합을 계산하기 위해서 편의상 Kk를 이하 수학식 7과 같이 정의한다.
Figure 112004029076271-pat00007
이러한 수학식 7을 수학식 6의 Fk 2에 대입하면 이하 수학식 8이 얻어진다.
Figure 112004029076271-pat00008
여기서 둘째항 즉 Kk의 합은 0에 가까운 값이 된다. 왜냐하면, 파일럿 시퀀스가 PN 시퀀스이므로 1과 -1이 비슷한 분포를 가지고 또한 각각의 잡음 성분들이 평균값이 0 이고 서로 독립이므로 수학식 9와 같이 되기 때문이다.
Figure 112004029076271-pat00009
이를 다시 표현하면 수학식 10과 같이 된다.
Figure 112004029076271-pat00010
따라서, N개의 신호 중 첫 번째 신호인 y1에 대한 F1 및 마지막 신호인 yN 에 대한 FN은 2개의 잡음 성분을 가지고 있으므로 제곱한 후 2로 나누고, 나머지 신호에 대한 잡음 성분 Fk는 4개의
Figure 112004029076271-pat00011
, 1개의
Figure 112004029076271-pat00012
및 1개의
Figure 112004029076271-pat00013
을 가지므로 제곱한 후 6으로 나눈다. 이는 도 5에서 N개의 연산 장치(68-1~ 68-N)에 의해 행해진다. 그리고, 전체 잡음 파워는 가산기(70)에서 합해져서 하기 수학식 11과 같이 된다.
Figure 112004029076271-pat00014
이 때 수학식 11의 괄호 안의 값과 그 뒤의 항들은 식 전체의 값에 비해 아 주 작은 값이므로 무시할 수 있으므로 전체 잡음 파워는 하기 수학식 12를 이용해서 추정할 수 있다.
Figure 112004029076271-pat00015
이 때, 수학식 12의 첫째항과 둘째항도 N이 충분히 큰 경우 구현 시 생략할 수 있다.
상기 제1 수신신호 파워 측정기(258-1)에서 측정된 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 대한 수신 신호의 파워값은 제1 가산기(262-1)에 플러스 입력되고, 상기 제1 간섭 및 잡음 파워 추정기(260-1)로부터 추정된 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 대한 간섭 및 잡음 파워는 제1 가산기(262-1)에 마이너스 입력된다. 제1 가산기(262-1)는 하기 수학식 13과 같이 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 대한 수신 신호의 파워값에서 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 대한 간섭 및 잡음 파워를 빼어 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 대한 순수 수신신호 파워를 출력한다.
Figure 112004029076271-pat00016
상기 수학식 13에서 마지막 항은 무시할 만하므로, 본 발명의 실시 예에서는 수학식 13을 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 대한 수신 신호의 파워값에서 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 대한 잡음 파워값을 뺀 값으로 근사하기로 한다. 그렇게 하면 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 대한 순수 수신신호 파워값은 수학식 14와 같이 구해진다.
Figure 112004029076271-pat00017
본 발명의 실시 예에 따르면 전술한 바와 같은 과정을 통해 제1 블록(256-1)부터는 N개의 수신신호(y1 ~ yN)에 대한 순수 수신신호 파워값과 N개의 수신신호(y 1 ~ yN)에 대한 잡음 파워값이 구해지는 것이다. 전술한 본 발명의 실시 예에서는 제1 블록(256-1)을 일예로 들어 설명하였지만, 당업자는 제1 내지 제N 블록들(256-1 내지 256-N) 각각에 대해 제1 블록(256-1)과 같은 원리에 따라 그 순수 수신신호 파워값과 잡음 파워값이 구해질 수 있음을 이해해야한다.
즉, 전술한 원리에 의해 제1 내지 제N 블록들(256-1 내지 256-N)은 각각 블 록별 순수 수신신호 파워값과, 블록별 잡음 파워값을 출력한다.
그러면, 다시 도 4에서 블록별 역수 생성기들(258-1 내지 258-B)은 제1 내지 제N 블록들(256-1 내지 256-N)로부터 각각 출력된 블록별 잡음 파워값을 입력받아 역수화시켜 출력한다.
블록별 곱셈기들(270-1 내지 270-N)은 각각 제1 내지 제N 블록들(256-1 내지 256-N)로부터 각각 출력된 블록별 순수 수신신호 파워값과 블록별 역수 생성기들(258-1 내지 258-B)로부터 각각 출력된 역수화된 블록별 잡음 파워값을 곱하여 블록화된 수신신호에 대한 블록별 CINR 추정값을 출력한다.
도 6은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CINR 추정 과정에 대한 흐름도이다. 도 4 내지 도 6을 참조하여 전술한 바와 같은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CINR 추정기 통한 CINR 추정 과정을 설명한다.
도 6을 참조하면, CINR 추정기(250)는 602단계에서 도 4에 도시된 바와 같은 제어부(252)를 통해 FFT기(219)로부터 파일럿 신호(y1 ~ yM)를 수신하여 각 부반송파에 해당하는 채널들의 인접 관계를 분석한다. 그리고 CINR 추정기(250)는 604단계에서 채널들의 인접 관계 분석 결과에 따라 파일럿 신호(y1 ~ yM)를 블록화한다. 즉, CINR 추정기(250)는 제어부(252)를 통해 버퍼(254)에 임시 저장된 파일럿 신호(y1 ~ yM)을 채널들의 인접 관계에 분석 결과에 따라 인접한 채널들끼리 블록화한 후 블록별로 출력되도록 한다.
그리고 CINR 추정기(250)는 606단계에서 블록별 순수 수신 신호 파워와 블록 별 간섭 및 잡음 신호 파워를 추정한다. 즉, CINR 추정기(250)는 제1 내지 제B 블록들(256-1 내지 256-B)을 통해 각각의 블록에 해당하는 파일럿 신호의 순수 수신신호 파워와 간섭 및 잡음 신호 파워를 추정한다.
그리고 608단계에서 CINR 추정기(250)는 상기 각각 추정된 블록별 잡음 및 간섭 파워들을 각 블록별 역수 생성기들(258-1 내지 258-B)을 통해 역수화시킨다. 그리고 610단계에서 CINR 추정기(250)는 FFT된 수신신호에 대한 각 블록별 CINR 추정값을 산출한다. 즉, CINR 추정기(250)는 블록별 곱셈기들(270-1 내지 270-N)을 통해 블록별 순수 수신신호 파워값과 역수화된 블록별 잡음 파워값을 곱하여 블록별 CINR 추정값을 출력한다.
상기한 바와 같은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CINR 추정장치 및 방법은 블록별로 잡음 및 간섭 레벨 추정, 순수신호 레벨 추정을 하고 이들의 비로 블록별 CINR을 각각 추정할 수 있도록 하므로 수신 신호의 부반송파들의 채널 특성이 유사하지 않은 경우에도 정확한 CINR 추정할 수 있도록 하는 효과가 있다.
이하 본 발명의 제2 실시 예에 따른 CINR 추정 장치와 그 동작 방법을 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 도 7은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 CINR 추정기(250)의 구성을 나타낸 도면이다. 도 7을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정기(250)는 제어부(252), 버퍼(254), 제1 내지 제B 블록들(256-1 내지 256-B), 순수 신호 파워 추정값 덧셈기(264), 간섭 및 잡음 파워 추정값 덧셈기(266), 역수 생성기(268), 곱셈기(270)를 포함한다.
제어부(252), 버퍼(254), 제1 내지 제B 블록들(256-1 내지 256-B)의 구성 및 동작은 상술한 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CINR 추정 장치에서와 동일하므로 그 설명을 생략한다.
순수 신호 파워 추정값 덧셈기(264)는 제1 내지 제N 블록들(256-1 내지 256-N)으로부터 출력된 제1 내지 제N 순수 신호 파워 추정값들을 모두 더한 값을 출력한다. 그리고 잡음 파워 추정값 덧셈기(266)는 제1 내지 제N 블록들(256-1 내지 256-N)으로부터 출력된 제1 내지 제N 잡음 신호 파워 추정값들을 모두 더한 값을 출력한다.
역수 생성기(268)는 잡음 파워 추정값 덧셈기(266)로부터 출력된 제1 내지 제N 잡음 신호 파워 추정값들의 합을 역수화시켜 출력한다. 곱셈기(270)는 순수 신호 파워 추정값 덧셈기(264)로부터 출력된 제1 내지 제N 순수 수신 신호 파워 추정값들의 합과 역수 생성기(268)로부터 출력된 역수화된 제1 내지 제N 잡음 신호 파워 추정값들의 합을 곱하여 FFT된 수신 신호 전체(y1 ~ yM)에 대한 CINR 추정값을 출력한다.
한편, 전술한 본 발명의 CINR 추정기의 제2 실시예는 각 부반송파에 대해 바로 인접한 2개의 부반송파를 인접 부반송파로 사용한 경우인데, 일반적으로 한쪽에 W개씩의 부반송파를 이용하는 경우에는 상기 수학식 4를 일반식으로 다시 표현하면 하기 수학식 15와 같다.
Figure 112004029076271-pat00018
이에 따라, 잡음 파워를 구하기 위한 수학식 12를 일반식으로 다시 표현하면 하기 수학식 16과 같다.
Figure 112004029076271-pat00019
전술한 바와 같이 본 발명의 제2 실시 예에 따른 CINR 추정기는 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하여 블록별 순수 신호의 파워와 간섭 및 잡음 신호의 파워를 추정하고, 이를 통해 전체 채널들에 대한 CINR을 추정한다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 CINR 추정 방법에 대한 흐름도이다. 도 7 내지 도 8을 참조하여 본 발명의 제2 실시 예에 따른 CINR 추정 방법을 설명한다.
도 8을 참조하면, CINR 추정기(250)는 802단계에서 도 7에 도시된 바와 같은 제어부(252)를 통해 FFT기(219)로부터 파일럿 신호(y1 ~ yM)를 수신하여 각 부반송파에 해당하는 채널들의 인접 관계를 분석한다. 그리고 CINR 추정기(250)는 804단계에서 채널들의 인접 관계 분석 결과에 따라 파일럿 신호(y1 ~ yM)를 블록화한다. 즉, CINR 추정기(250)는 제어부(252)를 통해 버퍼(254)에 임시 저장된 파일럿 신호(y1 ~ yM)을 채널들의 인접 관계에 분석 결과에 따라 인접한 채널들끼리 블록화한 후 블록별로 출력되도록 한다.
그리고 CINR 추정기(250)는 806단계에서 블록별 순수 수신 신호 파워와 블록별 간섭 및 잡음 신호 파워를 추정한다. 즉, CINR 추정기(250)는 제1 내지 제B 블 록들(256-1 내지 256-B)을 통해 각각의 블록에 해당하는 파일럿 신호의 순수 수신신호 파워와 간섭 및 잡음 신호 파워를 추정한다.
그리고 CINR 추정기(250)는 808단계에서 상기 블록별 순수신호 파워 추정값을 모두 더하고, 상기 블록별 간섭 및 잡음 신호 파워 추정값을 모두 더한다. 그리고 나서 CINR 추정기(250)는 810단계에서 블록별 간섭 및 잡음 신호 파워 추정값들의 합을 역수화시키고, 블록별 순수 수신 신호 파워 추정값들의 합과 역수화된 간섭 및 잡음 신호 파워 추정값들의 합을 곱하여 FFT된 전체 수신 신호 에 대한 CINR 추정값을 출력한다.
상술한 본 발명의 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 여러 가지 변형이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 실시할 수 있다. 따라서 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 의하여 정할 것이 아니고 특허청구범위와 특허청구범위의 균등한 것에 의해 정해 져야 한다.
상술한 바와 같이 본 발명은 통신 시스템에서 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하여 블록별로 잡음 및 간섭 레벨 추정, 순수신호 레벨 추정을 하고 이들의 비로 블록별 CINR을 각각 추정할 수 있도록 하므로 수신 신호의 부반송파들의 채널 특성이 유사하지 않은 경우에도 정확한 CINR 추정할 수 있도록 하는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하여, 블록별 순 수 신호의 파워와 간섭 및 잡음 신호의 파워를 추정하고, 이를 통해 전체 채널들에 대한 CINR을 추정하므로 수신 신호의 부반송파들의 채널 특성이 유사하지 않은 경우가 존재하더라도 전체 채널들에 대한 CINR을 추정할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 비교적 정확한 CINR 추정값을 제공함으로써 적응전력제어(APC:Adaptive Power Control)기나 적응 변복조(AMC:Adaptive Modulation and Coding)기의 성능을 향상 시킬 수 있는 효과가 있다.

Claims (28)

  1. 통신시스템에서 CINR(Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정 장치에 있어서,
    수신 신호들을 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하는 수단;
    상기 블록화된 수신 신호들에 대해 블록별 잡음 및 간섭 레벨들을 산출하고, 블록별 순수 신호 레벨들을 산출하는 수단; 및
    상기 산출된 각 블록별 순수신호 레벨들과 블록별 잡음 및 간섭 레벨들의 비로 각 블록별 CINR을 각각 추정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 블록화하는 수단은,
    상기 수신 신호를 각각의 부반송파별로 버퍼링하는 버퍼; 및
    상기 수신 신호의 부반송파별 인접 관계를 분석하여 채널 특성이 유사한 인접 부반송파들끼리 블록화하는 제어부를 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 블록별 순수 신호레벨들과 블록별 잡음 및 간섭 레벨들을 산출하는 수단은,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 수신신호 레벨들을 측정하고 합을 산출하여 출력하는 블록별 수신신호 레벨 측정기;
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 간섭 및 잡음 레벨을 추정하고 합을 산출하여 출력하는 블록별 간섭 및 잡음 레벨 추정기; 및
    상기 수신 신호레벨의 합에서 상기 간섭 및 잡음 레벨의 합을 감산하여 블록별 순수 수신신호 레벨 추정값을 산출하여 출력하는 감산기를 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 블록별 수신신호 레벨 측정기는,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대해 절대값을 취한 후 제곱하여 상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 수신 신호레벨들을 측정함을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  5. 제3항에 있어서, 상기 블록별 간섭 및 잡음 레벨 추정기는,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 파일럿 시퀀스를 곱하여 상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 채널 통과 신호들을 산출하고, 상기 산출된 채널 통과 신호들 각각에 대해 인접한 채널 통과 신호를 뺀 값을 제곱하고, 상기 제곱한 값을 상기 블록화된 수신 신호의 위치에 따른 소정의 값으로 나누어 상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 간섭 및 잡음 파워를 추정함을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 블록화된 수신 신호들 중 블록의 경계에 있는 신호는 상기 소정의 값을 ‘2’로 하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 블록화된 수신 신호들 중 블록의 경계에 있는 신호가 아닌 신호에는 상기 소정의 값을 ‘6’으로 하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  8. 통신시스템에서 CINR(Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정 장치에 있어서,
    수신 신호들을 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하는 수단;
    상기 블록화된 수신 신호들에 대해 블록별 잡음 및 간섭 레벨들을 산출하고, 블록별 순수 신호 레벨들을 산출하는 수단; 및
    상기 블록별 잡음 및 간섭레벨 및 상기 블록별 순수 신호 레벨들을 각기 합산하여 전체 잡음 및 간섭 레벨 및 전체 순수 신호 레벨을 구하고, 이들의 비로 전 체 CINR 을 추정하는 수단을 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 블록화하는 수단은,
    상기 수신 신호를 각각의 부반송파별로 버퍼링하는 버퍼; 및
    상기 수신 신호의 부반송파별 인접 관계를 분석하여 채널특성이 유사한 인접 부반송파들끼리 블록화하는 제어부를 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  10. 제8항에 있어서, 상기 블록별 순수 신호레벨들과 블록별 잡음 및 간섭 레벨들을 산출하는 수단은,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 수신신호 레벨들을 측정하고 합을 산출하여 출력하는 블록별 수신신호 레벨 측정기;
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 간섭 및 잡음 레벨을 추정하고 합을 산출하여 출력하는 블록별 간섭 및 잡음 레벨 추정기; 및
    상기 수신 신호레벨의 합에서 상기 간섭 및 잡음 레벨의 합을 감산하여 블록별 순수 수신신호 레벨 추정값을 산출하여 출력하는 감산기를 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 블록별 수신신호 레벨 측정기는,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대해 절대값을 취한 후 제곱하여 상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 수신 신호레벨들을 측정함을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  12. 제10항에 있어서, 상기 간섭 및 잡음 레벨 추정기는,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 파일럿 시퀀스를 곱하여 상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 채널 통과 신호들을 산출하고, 상기 산출된 채널 통과 신호들 각각에 대해 인접한 채널 통과 신호를 뺀 값을 제곱하고, 상기 제곱한 값을 상기 블록화된 수신 신호의 위치에 따른 소정의 값으로 나누어 상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 간섭 및 잡음 파워를 추정함을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 블록화된 수신 신호들 중 블록의 경계에 있는 신호는 상기 소정의 값을 ‘2’로 하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 블록화된 수신 신호들 중 블록의 경계에 있는 신호가 아닌 신호는 상기 소정의 값을 ‘6’으로 하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  15. 제8항 또는 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전체 CINR 을 추정하는 수단은,
    상기 산출된 블록별 잡음 및 간섭 레벨 추정값들의 합을 계산하기 위한 제1 가산기;
    상기 산출된 블록별 순수 수신신호 레벨 추정값들의 합을 계산하기 위한 제2 가산기; 및
    상기 제2 가산기에서 계산된 블록별 순수 수신신호 레벨 추정값들의 합을 상기 제1 가산기에서 계산된 상기 블록별 잡음 및 간섭 레벨 추정값들의 합으로 나누어 상기 수신신호 전체에 대한 CINR 추정값을 산출하는 연산기를 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 장치.
  16. 통신시스템에서 CINR(Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정 방법에 있어서,
    수신 신호를 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하는 제1 단계;
    상기 블록화된 수신 신호들에 대해 블록별 잡음 및 간섭 레벨들을 산출하고, 블록별 순수 신호 레벨들을 산출하는 제2 단계; 및
    상기 산출된 각 블록별 순수신호레벨들과 블록별 잡음 및 간섭 레벨들의 비로 각 블록별 CINR을 각각 추정하는 제3 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 제2 단계는,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 수신 신호레벨들을 측정하여 측정된 수신 신호레벨들의 합을 산출하는 제4 단계;,
    상기 블록화된 수신 신호각각에 대한 간섭 및 잡음 레벨을 추정하고 추정된 간섭 및 잡음 레벨들의 합을 산출하는 제5 단계; 및
    상기 수신신호레벨의 합에서 상기 간섭 및 잡음 레벨의 합을 감산하여 상기 블록화된 수신 신호들에 대한 블록별 순수 수신신호 레벨 추정값을 출력하는 제6단계를 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 제4 단계는,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대해 절대값을 취한 후 제곱하여 상기 블록화된 수신신호들 각각에 대한 수신 신호레벨들을 측정하는 단계임을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  19. 제17항에 있어서, 상기 제5 단계는,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 파일럿 시퀀스를 곱하여 상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 채널 통과 신호들을 산출하는 제7 단계;
    상기 산출된 채널 통과 신호들 각각에 대해 인접한 채널 통과 신호를 뺀 값을 제곱하는 제8단계; 및
    상기 제곱한 값을 상기 블록화된 수신 신호들의 위치에 따른 소정의 값으로 나누어 상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 간섭 및 잡음 레벨을 추정하는 제9 단계를 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 블록화된 수신 신호들 중 블록의 경계에 있는 신호는 상기 소정의 값을 ‘2’로 하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 블록화된 수신 신호들 중 블록의 경계에 있는 신호가 아닌 신호는 상기 소정의 값을 ‘6’으로 하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  22. 통신시스템에서 CINR(Carrier to Interference-and-Noise Ratio) 추정 방법에 있어서,
    수신신호를 채널 특성이 유사한 부반송파들끼리 블록화하는 제1 단계;
    상기 블록화된 수신신호들에 대해 블록별 잡음 및 간섭 레벨을 산출하고, 블록별 순수 신호 레벨을 산출하는 제2 단계; 및
    상기 산출된 블록별잡음 및 간섭레벨 및 블록별 순수 신호 레벨을 각기 합산하여 전체 잡음 및 간섭레벨 및 전체 순수 신호 레벨을 구하고, 이들의 비로 전체 CINR을 추정하는 제3 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 제2 단계는,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 수신 신호레벨들을 측정하고 측정된 수신 신호레벨들의 합을 산출하는 제4 단계;
    상기 블록화된 수신 신호각각에 대한 간섭 및 잡음 레벨을 추정하고 추정된 간섭 및 잡음 레벨들의 합을 산출하는 제5 단계; 및
    상기 측정된 수신신호레벨의 합에서 상기 추정된 간섭 및 잡음 레벨의 합을 감산하여 상기 블록화된 수신 신호들에 대한 블록별 순수 수신신호 레벨 추정값을 출력하는 제6단계를 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  24. 제23항에 있어서, 상기 제4 단계는,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대해 절대값을 취한 후 제곱하여 상기 블록화된 수신신호들 각각에 대한 수신신호 레벨들을 측정하는 단계임을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  25. 제23항에 있어서, 상기 제5 단계는,
    상기 블록화된 수신 신호들 각각에 파일럿 시퀀스를 곱하여 상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 채널 통과 신호들를 산출하는 제7 단계;
    상기 산출된 채널 통과 신호들 각각에 대해 인접한 채널 통과 신호를 뺀 값을 제곱하는 제8단계; 및
    상기 제곱한 값을 상기 블록화된 수신 신호의 위치에 따른 소정의 값으로 나누어 상기 블록화된 수신 신호들 각각에 대한 간섭 및 잡음 레벨을 추정하는 제9 단계를 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 블록화된 수신 신호들 중 블록의 경계에 있는 신호는 상기 소정의 값을 ‘2’로 하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 방법
  27. 제25항에 있어서,
    상기 블록화된 수신 신호들 중 블록의 경계에 있는 신호가 아닌 신호는 상기 소정의 값을 ‘6’으로 하는 것을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
  28. 제22 내지 25항중 어느 한 항에 있어서, 제3 단계는,
    상기 산출된 블록별 잡음 및 간섭 레벨 추정값들을 합하여 전체 잡음 및 간섭 레벨 추정값을 산출하는 제10 단계;
    상기 산출된 블록별 순수 수신신호 레벨 추정값들을 합하여 전체 순수 수신신호 레벨 추정값을 산출하는 제11 단계; 및
    상기 전체 순수 수신 신호 레벨을 상기 전체 잡음 및 간섭 레벨로 나누어 상기 수신신호 전체에 대한 CINR 추정값을 산출하는 제12 단계를 포함함을 특징으로 하는 CINR 추정 방법.
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