JP2004247902A - チャネル補償装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】最適なチャネル補償係数を求めてチャネル補償できるようにする。
【解決手段】ＯＦＤＭのサブキャリア毎にチャネル特性を推定し、該各サブキャリアのチャネル特性および分散を用いて、サブキャリア毎にＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を算出してチャネル補償する。
【選択図】 図１
【解決手段】ＯＦＤＭのサブキャリア毎にチャネル特性を推定し、該各サブキャリアのチャネル特性および分散を用いて、サブキャリア毎にＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を算出してチャネル補償する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送路（チャネル）でマルチパスにより周波数選択性フェージングが生じることに起因する品質劣化を軽減するチャネル補償装置に係わり、特に、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式とＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を組み合わせたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無線通信を行う通信装置内のチャネル補償装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周波数分割多重されたサブキャリアが、それぞれ直交符号を用いた符号多重された信号を送信するＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無線通信が次世代の方式として注目されている。
図５はＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの送信側（基地局）の構成図である。データ変調部１１はユーザの送信データを変調し、同相成分と直交成分を有する複素べースバンド信号（シンボル）に変換する。時間多重部１２は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。シリアルパラレル変換部１３は入力データをＮシンボルの並列データに変換し、各シンボルはそれぞれＬ分岐して拡散部１４に入力する。拡散部１４はＮ個の乗算部１４１〜１４Ｎを備えており、各乗算部１４１〜１４Ｎはそれぞれ直交コードを構成するコード（符号）Ｃ１，Ｃ２，．．ＣＬを個別に分岐シンボルに乗算して出力する。この結果、Ｌ×Ｎ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送するためのサブキャリア信号Ｓ１〜ＳＮＬが拡散部１４より出力する。すなわち、拡散部１４は直交コードを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散する。拡散において使用する直交コードとしてユーザ毎に異なるコード（ウォルシュコード） Ｃ１，Ｃ２，．．ＣＬが示されているが、実際には局識別コードＧ１〜ＧＮＬが更にサブキャリア信号Ｓ１〜ＳＮＬに乗算される。
【０００３】
コード多重部１５は以上のようにして生成されたサブキャリア信号を、同様な方法で生成された他ユーザのサブキャリア信号とコード多重する。すなわち、コード多重部１５は、サブキャリア毎に該サブキャリアに応じた複数ユーザのサブキャリア信号を合成して出力する。周波数インタリーブ部１６は、周波数ダイバーシチ利得を得るために、コード多重されたサブキャリア信号を周波数インタリーブにより並び替えて周波数軸上に分散する。ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１７は並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭ信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターバル挿入部１８は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部１９はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部２０は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
【０００４】
サブキャリアの総数は、（拡散率Ｌ）×（パラレル系列数Ｎ）である。又、伝搬路ではサブキャリア毎に異なるフェージングを受けるため、パイロットを全てのサブキャリアに時間多重し、受信側ではサブキャリア毎にフェージングの補償を行えるようにする。ここで時間多重されるパイロットは、全てのユーザがチャネル推定に使用する共通パイロットである。
【０００５】
図６はシリアルパラレル変換説明図であり、１フレームの送信データの前方に共通パイロットＰが時間多重されている。尚、後述するように共通パイロットＰはフレーム内で分散することもできる。１フレーム当たり共通パイロットがたとえば４×Ｎシンボル、送信データが２８×Ｎシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部１３より並列データとして最初の４回までパイロットのＮシンボルが出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＮシンボルが出力する。この結果、１フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して４回伝送でき、受信側で該パイロットを用いてはサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償（フェージング補償）が可能となる。
【０００６】
図７はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、Ｎ×Ｌ個のサブキャリアサンプル（＝１ ＯＦＤＭシンボル）に応じたＩＦＦＴ出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルＧＩを挿入することによりＧＩ長以下のマルチパス遅延による符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。
【０００７】
図８はＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。無線受信部２１は受信したマルチキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部２２は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期・ガードインターバル除去部２３は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２４に入力する。ＦＦＴ部２４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号をＬ×Ｎ個のサブキャリア信号（サブキャリアサンプル）に変換し、周波数デインタリーブ部２５は送信側と逆の並び替えを行い、サブキャリアの周波数順に並べて出力する。
チャネル推定補償部２６はデインタリーブ後、送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、フェージングの補償を行う。図では第１サブキャリアについてのみチャネル推定部２６ａ１が示されているが、サブキャリア毎にこのチャネル推定部が設けられている。すなわち、チャネル推定部２６ａ１は、パイロット信号を用いてフェージングによる振幅、位相の影響
Ａ・ｅｘｐ（ｊφ）を推定し、これをもとに算出した補償係数を乗算器２６ｂ１で受信シンボルのサブキャリア信号に乗算してフェージングを補償する。
【０００８】
逆拡散部２７はＮ個の乗算部２７１〜２７Ｎを備えており、乗算部２７１はユーザに割り当てられた直交コード（ウォルシュコード）を構成する各コードＣ１，Ｃ２，．．．ＣＬを個別にＬ個のサブキャリアに乗算して出力し、他の乗算部も同様の演算処理を行う。この結果、フェージング補償された信号は、各ユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中から所望ユーザの信号が抽出される。尚、実際には、ウォルシュコードが乗算される前に局識別コードが乗算される。
合成部２８１〜２８Ｎはそれぞれ乗算部２７１〜２７Ｎから出力するＬ個の乗算結果を加算してＮ個のシンボルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部２９は該並列データを直列データに変換し、データ復調部３０は送信データを復調する。
【０００９】
従来技術では代表的なものとして、最小平均二乗誤差合成（Ｍｉｍｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）に基づいて雑音（誤差）を最小にするようにチャネル補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１〜ＮＬ）を算出する（例えば非特許文献１、非特許文献２参照）。
まず、第ｉサブキャリアにおいて、ＩＦＦＴ後の送信波（ベースバンド）ｘｉを
【数１】
Ｓｊ：各ユーザの送信シンボル（ｊ＝１〜Ｍ）
Ｐｊｉ：直交拡散コード（長さＬ）
とし、伝送路を経て受信ＦＦＴされた結果ｙｉを次式
【数２】
で表現する（ベースバンド）。（２）式に補償係数ｃｉ′を乗ずる事により、
【数３】
チャネル補償する。
【００１０】
しかる後、（３）式を逆拡散し、コード長Ｌに亘って累積すると、送信シンボルＳｋに対して、受信推定値Ｓｋ＾が次式で
【数４】
与えられる。上式右辺に於いて、第１項は希望シンボル成分、第２項はコード間干渉成分、第３項は熱雑音成分である。ここで、ＭＭＳＥＣでは（４）式で与えられる受信シンボル推定値Ｓｋ＾と既知の参照シンボルＳｋとの差εを、
【数５】
として、この２乗平均値ε２ −を最小にするｃｉ′を求める。上式より、
【数６】
である。従って、各サブキャリア伝送路の白色ガウシャンノイズＡＷＧＮ（Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）の分散σ２を用いて
【数７】
Ｅｓ￣：平均シンボルエネルギー
となる。ここでσ２は雑音ｎｉの分散を表しており、定義により、下式で求まる。
【数８】
ここでｃｉ＝ｒｉｅｊθｉ， ｃｉ′＝ｒｉ′ｅｊθｉ′とすれば、
【数９】
上式は、２Ｌ個の変数（ｒ１′〜ｒＬ′，θ１′〜θＬ′）の関数であるが、ε２ −を最小にする条件は
【数１０】
が同時に成立つ事である。
【００１１】
【数１１】
となる。
【００１２】
次に振幅に対する条件は、（９）式を（７）式に代入し、
【数１２】
極値の条件から、
【数１３】
が得られる。
【００１３】
一方、ＭＭＳＥの補償係数の場合を考えると、例えば（１２）式により、
【数１４】
となる。これを（４）の第１項に代入すると
【数１５】
従って、（４）式の第１項は
【数１６】
となる。即ち、この場合、常に再生シンボルの平均値（希望シンボル成分）が送信シンボルより小さくなり、雑音が多い程顕著となる。
【００１４】
従って、これを元に戻す為には、（１３）式より
【数１７】
を再生シンボルＳｋ＾に乗ずる必要がある。本補正係数αは、多値変調の場合、特に重要である。したがって、補償係数は（１２）式に（１４）式のαを乗算した次式
【数１８】
で与えられる。
【００１５】
図９は従来のチャネル推定補償部２６の構成図であり、チャネル推定装置２６ａ、チャネル補償装置２６ｂを有している。チャネル推定装置２６ａにおいて、第１〜第ＮＬチャネル推定部２６ａ１〜２６ａＮＬはそれぞれ、サブキャリア毎にパイロット受信タイミングにおけるＦＦＴ出力Ｓ１〜ＳＮＬを監視することによりサブキャリア毎のチャネル（振幅特性、位相特性）の推定を行う。すなわち、第１￣第ＮＬチャネル推定部２６ａ１〜２６ａＮＬのパイロットシンボル検出部３１は、自サブキャリアのパイロットシンボルを検出し、チャネル推定部３２は既知のパイロットシンボルと検出パイロットシンボルを比較してチャネルＣｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）を推定して出力する。
分散推定部２６ｃは、（６）′式に従って分散σを計算し、各補償係数演算部３３に入力する。具体的には、パイロットシンボル送信振幅を１とする。これが、伝送路利得変動ｃｉを受けた結果、ＦＦＴ出力に、Ａ＝ｃｉ＋ｎｉ
が現れる。一方、チャネル推定部で、Ｂ＝ｃｉが得られるので、この両者から、下式の演算を行えばσ２が求まる。
【数１９】
【００１６】
第１〜第ＮＬチャネル推定部２６ａ１〜２６ａＮＬにおける各補償係数演算部３３は、各チャネル推定値Ｃｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）及び分散推定部（雑音推定部）２６ｃから出力する分散σを用いて（１５）式により各サブキャリアのチャネル補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１〜ＮＬ）を算出してチャネル補償装置２６ｂの各乗算部２６ｂｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）に入力する。チャネル補償装置２６ｂの各乗算部２６ｂｋは以後、ＦＦＴ出力信号Ｓ１〜ＳＮＬに補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１〜ＮＬ）を乗算してチャネル補償する。
【非特許文献１】Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ： ”Ｏｎ−ｔｈｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ ｉｎ Ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ ＶＥＨＩＣＵＬＡＲ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ， ＶＯＬ ４８ Ｎｏ．５ Ｓｅｐｔ １９９９， Ｐ１５８４−１５９５
【非特許文献２】前田他： 「ＳＩＲ推定に基づくＭＭＳＥ合成を用いた下りリンクブロードバンドＯＦＣＤＭパケット伝送の特性」 信学技報ＲＣＳ２００１−１６６（２００１−１０）， Ｐ１０５〜１１１。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術の最小平均二乗誤差合成ＭＭＳＥＣは、既知の参照シンボルと受信した参照シンボル間の誤差を小さくするものであるため、参照シンボルの区間以外に対して、（１５）式の補正係数は必ずしも最適になる保障はない。
以上から本発明の目的は、最適なチャネル補償係数を求めてチャネル補償できるようにすることである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ受信機のチャネル補償装置は、ＯＦＤＭのサブキャリア毎にチャネル特性を推定するチャネル推定部、前記各サブキャリアのチャネル特性推定値および各サブキャリア伝送路の白色ガウシャンノイズの分散を用いて、サブキャリア毎にＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を算出する補償係数算出部を備えている。受信信号の品質を上げるには、ＳＮ比が最も大きくなるようにチャネル補償係数を生成すればよく、参照シンボルは必須ではない。本発明によれば、ＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を決定できるため正確にチャネル補償が可能となる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明のチャネル推定補償部２６の構成図であり、チャネル推定装置２６ａ、チャネル補償装置２６ｂを有している。図１において、図９の従来装置と異なる点は、補償係数演算部５１を設け、ＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１￣ＮＬ）を算出する点である。なお、ＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を決定する制御をＭａｘｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ（ＭＭＳＮＣ）という。
始めに、ＭＭＳＮＣによるチャネル補償係数Ｃｋ′の算出式を説明する。
【００２０】
まず、第ｉサブキャリアにおいて、ＩＦＦＴ後の送信波（ベースバンド）ｘｉを
【数２０】
とし、伝送路を経て受信ＦＦＴされた結果ｙｉを次式
【数２１】
で表現する（ベースバンド）。（１７）式に補償係数ｃｉ′を乗ずる事により、
【数２２】
チャネル補償する。
【００２１】
しかる後、（１８）式を逆拡散し、コード長に亘って累積すると、送信シンボルＳｋに対して、受信推定値Ｓｋ＾が次式
【数２３】
で与えられる。上式右辺に於いて、第１項は希望シンボル成分、第２項はコード間干渉成分、第３項は熱雑音成分である。そして、次式
【数２４】
により再生シンボルの平均Ｓ／Ｎを定義する。
【００２２】
仮定として、シンボル区間で、チャネル変動ｃｉが一定とすれば、
【数２５】
（２１）式の右辺については平均値０の白色ガウシャンノイズＡＷＧＮ （Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）だから、第３項＝０である。又、第２項は、下記の様に変形できる。
【００２３】
【数２６】
更に上式右辺第２項は、
【数２７】
である。拡散コードとして、長さの直交コードを使用した場合、
【数２８】
が成立する。更に右辺第２項は、Ｐｊｉ，Ｐｋｉ，Ｓｊが±等確率である事を考慮すると、平均的には
【数２９】
と見なせる。従って
【数３０】
（１９）、（２２）式より
【数３１】
となる。これから、
【数３２】
右辺の（Ａ）〜（Ｄ）を求める。
【００２４】
Ｓｋ＾を求めた過程を参照すれば、ｎｉ −＝ｎｉ − ＊＝０より
（Ｃ）＝（Ｄ）＝０
又、
【数３３】
である。なお、σは各サブキャリア伝送路の白色ガウシャンノイズＡＷＧＮの分散であり、（６）′式より求まる。一方、
【数３４】
右辺第２項は前述と同様に０と見なせる。又、第１項は、
【数３５】
従って、
【数３６】
（２３），（２４）式より
【数３７】
（２０），（２２），（２６）式より
【数３８】
上式を最大にする｛ｃｉ′｝（ｉ＝１〜Ｌ ）を見出す事により、再生シンボルの品質を最良に出来る。
【００２５】
次に、ρの最大値を与えるｃｉ′を求める。
【数３９】
とする。（２８）式を（２７）式へ代入すれば、
【数４０】
となる。上式は、位相及び振幅に関する夫々個の変数θｉ′及びｒｉ′（ｉ＝１〜Ｌ） を含む多変数関数だから、ρの最大値は、全てのについて、偏微分
【数４１】
が同時に満たされる必要がある。以下に、（３０）式を満たす条件を求める。
【００２６】
［１］ 位相に関する条件
これは、直観的に、逆拡散後のチップを個集積することから、全てのｃｉｃｉ′が同相である事が最適である。即ち、
θｉ＋θｉ′（ｉ＝１〜Ｌ）・・・（３１）
が必要と思われる。以下に確認の意味で、実際（３１）が（３０）の条件下で導かれることを示す。ある任意のθｋ′について（２９）式を偏微分する。
いま、（２９）式を、
【数４２】
が成り立つ。従って、
【数４３】
（３２）、（３３）式より
【数４４】
これより、
【数４５】
右辺はｋに依らず、一定である。
【００２７】
従って、
θｋ＋θｋ′＝Ｃｏｎｓｔ．
又、ｋは任意だから
θ１＋θ１′＝θ２＋θ２′＝…＝θＬ＋θＬ′＝θ＋θ′
この結果を、上式に代入すれば
【数４６】
となる。それゆえ、
θ＋θ′＝０
となり、（３１）式が得られる。
【００２８】
［２］ 振幅に関する条件
［１］で得られた位相に関する条件を（２９）に代入すると、
【数４７】
が得られる。任意のｒｋ′について、（３４）式を偏微分する。
［１］と同様、
【数４８】
（３５）、（３６）式より
【数４９】
（３７）、（３８）式より
【数５０】
上式を整理すると
【数５１】
（３９）式から、ｋ＝２〜Ｌについてｒｋ′をｒ１′で表わし、（３８）式に代入し、これをｒ１′について解く。
【００２９】
まず、Ｃ，Ｄをｒ１′で表わす。
【数５２】
これらを、（３８）式に代入すれば、
【数５３】
上式の右辺を移項し、ｒ１′２，ｒ１′及び定数項についてまとめる。
・ｒ１′２の項：
【数５４】
従ってｒ１′２の項＝０
・ｒ１′の項：
【数５５】
に帰着する。
【００３０】
従って、Ｍ≠１とすれば
【数５６】
（４２）式を（３９）式に代入すれば、一般に
【数５７】
これから、ｃｋ′は
【数５８】
となる。（４４）式が所与のｃｋ， Ｍ，Ｌ，σ２に対してρを最大にする補償係数ｃｋ′を与える。
【００３１】
以上より、図１のチャネル推定装置２６ａにおいて、第１〜第ＮＬチャネル推定部２６ａ１〜２６ａＮＬのパイロットシンボル検出部３１は、自サブキャリアのパイロットシンボルを検出し、チャネル推定部３２は既知のパイロットシンボルと検出パイロットシンボルを比較してチャネルＣｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）を推定して出力する。
分散推定部２６ｃは、（６）′式に従って分散σ２を計算し、各補償係数演算部５１に入力する。具体的には、パイロットシンボル送信振幅を１とする。これが、伝送路利得変動ｃｉを受けた結果、ＦＦＴ出力に、Ａ＝ｃｉ＋ｎｉが現れる。一方、チャネル推定部で、Ｂ＝ｃｉが得られるので、この両者から、下式の演算を行えばσ２が求まる。
【数５９】
【００３２】
第１〜第ＮＬチャネル推定部２６ａ１〜２６ａＮＬにおける各補償係数演算部５１は、分散推定部（雑音推定部）２６ｃから出力する分散σ２と各サブキャリアのチャネル特性推定値Ｃｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）を用いて、（４４）式により各サブキャリアのチャネル補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１〜ＮＬ）を算出してチャネル補償装置２６ｂの各乗算部２６ｂｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）に入力する。チャネル補償装置２６ｂの各乗算部２６ｂｋは以後、ＦＦＴ出力信号Ｓ１〜ＳＮＬに補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１〜ＮＬ）を乗算してチャネル補償する。
【００３３】
図２〜図４は（４４）式によりチャネル補償した本発明と（１５）式によりチャネル補償した従来技術を比較するためのシミューレーション結果である。
図２は、多重数Ｍ＝１，６４ＱＡＭ多値変調時において拡散率をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果であり、実線が本発明、点線が従来技術である。本発明のＢＥＲ （Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）が従来技術のＢＥＲよりと小さいことがわかる。
図３は、拡散率Ｌ＝１２８，６４ＱＡＭ多値変調時において多重数をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果であり、実線が本発明、点線が従来技術である。多重数が小さいほど、ＢＥＲ （Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）に関して本発明と従来技術との差が明確になっている。
図４は、多重数Ｍ＝１，拡散率Ｌ＝１２８において変調多値数をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果である。
【００３４】
【発明の効果】
以上本発明によれば、ＯＦＤＭのサブキャリア毎にチャネル特性を推定し、該各サブキャリアのチャネル特性推定値および各サブキャリア伝送路の白色ガウシャンノイズの分散を用いて、サブキャリア毎にＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を算出してチャネル補償するように構成したから正確にチャネル補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のチャネル推定補償部の構成図である。
【図２】多重数Ｍ＝１，６４ＱＡＭ変調時において拡散率をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果である。
【図３】拡散率Ｌ＝１２８，６４ＱＡＭ変調時において多重数をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果である。
【図４】多重数Ｍ＝１，拡散率Ｌ＝１２８において変調多値数をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果である。
【図５】ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの送信側（基地局）の構成図である。
【図６】シリアルパラレル変換説明図である。
【図７】ガードインターバル挿入説明図である。
【図８】ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。
【図９】従来のチャネル推定補償部の構成図である。
【符号の説明】
２６ａ チャネル推定装置
２６ｂ チャネル補償装置
２６ｃ 分散推定部
５１ 補償係数演算部
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送路（チャネル）でマルチパスにより周波数選択性フェージングが生じることに起因する品質劣化を軽減するチャネル補償装置に係わり、特に、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式とＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を組み合わせたＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無線通信を行う通信装置内のチャネル補償装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周波数分割多重されたサブキャリアが、それぞれ直交符号を用いた符号多重された信号を送信するＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無線通信が次世代の方式として注目されている。
図５はＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの送信側（基地局）の構成図である。データ変調部１１はユーザの送信データを変調し、同相成分と直交成分を有する複素べースバンド信号（シンボル）に変換する。時間多重部１２は複数シンボルのパイロットを送信データの前に時間多重する。シリアルパラレル変換部１３は入力データをＮシンボルの並列データに変換し、各シンボルはそれぞれＬ分岐して拡散部１４に入力する。拡散部１４はＮ個の乗算部１４１〜１４Ｎを備えており、各乗算部１４１〜１４Ｎはそれぞれ直交コードを構成するコード（符号）Ｃ１，Ｃ２，．．ＣＬを個別に分岐シンボルに乗算して出力する。この結果、Ｌ×Ｎ個のサブキャリアでマルチキャリア伝送するためのサブキャリア信号Ｓ１〜ＳＮＬが拡散部１４より出力する。すなわち、拡散部１４は直交コードを各パラレル系列毎のシンボルに乗算することにより周波数方向に拡散する。拡散において使用する直交コードとしてユーザ毎に異なるコード（ウォルシュコード） Ｃ１，Ｃ２，．．ＣＬが示されているが、実際には局識別コードＧ１〜ＧＮＬが更にサブキャリア信号Ｓ１〜ＳＮＬに乗算される。
【０００３】
コード多重部１５は以上のようにして生成されたサブキャリア信号を、同様な方法で生成された他ユーザのサブキャリア信号とコード多重する。すなわち、コード多重部１５は、サブキャリア毎に該サブキャリアに応じた複数ユーザのサブキャリア信号を合成して出力する。周波数インタリーブ部１６は、周波数ダイバーシチ利得を得るために、コード多重されたサブキャリア信号を周波数インタリーブにより並び替えて周波数軸上に分散する。ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１７は並列入力するサブキャリア信号にＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）処理を施して時間軸上のＯＦＤＭ信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。ガードインターバル挿入部１８は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入し、直交変調部１９はガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ信号に直交変調を施し、無線送信部２０は無線周波数にアップコンバージョンすると共に高周波増幅してアンテナより送信する。
【０００４】
サブキャリアの総数は、（拡散率Ｌ）×（パラレル系列数Ｎ）である。又、伝搬路ではサブキャリア毎に異なるフェージングを受けるため、パイロットを全てのサブキャリアに時間多重し、受信側ではサブキャリア毎にフェージングの補償を行えるようにする。ここで時間多重されるパイロットは、全てのユーザがチャネル推定に使用する共通パイロットである。
【０００５】
図６はシリアルパラレル変換説明図であり、１フレームの送信データの前方に共通パイロットＰが時間多重されている。尚、後述するように共通パイロットＰはフレーム内で分散することもできる。１フレーム当たり共通パイロットがたとえば４×Ｎシンボル、送信データが２８×Ｎシンボルであるとすると、シリアルパラレル変換部１３より並列データとして最初の４回までパイロットのＮシンボルが出力し、以後、並列データとして２８回送信データのＮシンボルが出力する。この結果、１フレーム期間においてパイロットを全てのサブキャリアに時間多重して４回伝送でき、受信側で該パイロットを用いてはサブキャリア毎にチャネルを推定してチャネル補償（フェージング補償）が可能となる。
【０００６】
図７はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、Ｎ×Ｌ個のサブキャリアサンプル（＝１ ＯＦＤＭシンボル）に応じたＩＦＦＴ出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。ガードインターバルＧＩを挿入することによりＧＩ長以下のマルチパス遅延による符号間干渉の影響を無くすことが可能になる。
【０００７】
図８はＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。無線受信部２１は受信したマルチキャリア信号に周波数変換処理を施し、直交復調部２２は受信信号に直交復調処理を施す。タイミング同期・ガードインターバル除去部２３は、受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルＧＩを除去してＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２４に入力する。ＦＦＴ部２４はＦＦＴウインドウタイミングでＦＦＴ演算処理を行って時間領域の信号をＬ×Ｎ個のサブキャリア信号（サブキャリアサンプル）に変換し、周波数デインタリーブ部２５は送信側と逆の並び替えを行い、サブキャリアの周波数順に並べて出力する。
チャネル推定補償部２６はデインタリーブ後、送信側で時間多重されたパイロットを用いてサブキャリア毎にチャネル推定を行い、フェージングの補償を行う。図では第１サブキャリアについてのみチャネル推定部２６ａ１が示されているが、サブキャリア毎にこのチャネル推定部が設けられている。すなわち、チャネル推定部２６ａ１は、パイロット信号を用いてフェージングによる振幅、位相の影響
Ａ・ｅｘｐ（ｊφ）を推定し、これをもとに算出した補償係数を乗算器２６ｂ１で受信シンボルのサブキャリア信号に乗算してフェージングを補償する。
【０００８】
逆拡散部２７はＮ個の乗算部２７１〜２７Ｎを備えており、乗算部２７１はユーザに割り当てられた直交コード（ウォルシュコード）を構成する各コードＣ１，Ｃ２，．．．ＣＬを個別にＬ個のサブキャリアに乗算して出力し、他の乗算部も同様の演算処理を行う。この結果、フェージング補償された信号は、各ユーザに割り当てられた拡散コードにより逆拡散され、この逆拡散によりコード多重された信号の中から所望ユーザの信号が抽出される。尚、実際には、ウォルシュコードが乗算される前に局識別コードが乗算される。
合成部２８１〜２８Ｎはそれぞれ乗算部２７１〜２７Ｎから出力するＬ個の乗算結果を加算してＮ個のシンボルよりなる並列データを作成し、パラレルシリアル変換部２９は該並列データを直列データに変換し、データ復調部３０は送信データを復調する。
【０００９】
従来技術では代表的なものとして、最小平均二乗誤差合成（Ｍｉｍｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）に基づいて雑音（誤差）を最小にするようにチャネル補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１〜ＮＬ）を算出する（例えば非特許文献１、非特許文献２参照）。
まず、第ｉサブキャリアにおいて、ＩＦＦＴ後の送信波（ベースバンド）ｘｉを
【数１】
Ｐｊｉ：直交拡散コード（長さＬ）
とし、伝送路を経て受信ＦＦＴされた結果ｙｉを次式
【数２】
【数３】
【００１０】
しかる後、（３）式を逆拡散し、コード長Ｌに亘って累積すると、送信シンボルＳｋに対して、受信推定値Ｓｋ＾が次式で
【数４】
【数５】
【数６】
【数７】
となる。ここでσ２は雑音ｎｉの分散を表しており、定義により、下式で求まる。
【数８】
【数９】
【数１０】
【００１１】
【数１１】
【００１２】
次に振幅に対する条件は、（９）式を（７）式に代入し、
【数１２】
【数１３】
【００１３】
一方、ＭＭＳＥの補償係数の場合を考えると、例えば（１２）式により、
【数１４】
【数１５】
【数１６】
【００１４】
従って、これを元に戻す為には、（１３）式より
【数１７】
【数１８】
【００１５】
図９は従来のチャネル推定補償部２６の構成図であり、チャネル推定装置２６ａ、チャネル補償装置２６ｂを有している。チャネル推定装置２６ａにおいて、第１〜第ＮＬチャネル推定部２６ａ１〜２６ａＮＬはそれぞれ、サブキャリア毎にパイロット受信タイミングにおけるＦＦＴ出力Ｓ１〜ＳＮＬを監視することによりサブキャリア毎のチャネル（振幅特性、位相特性）の推定を行う。すなわち、第１￣第ＮＬチャネル推定部２６ａ１〜２６ａＮＬのパイロットシンボル検出部３１は、自サブキャリアのパイロットシンボルを検出し、チャネル推定部３２は既知のパイロットシンボルと検出パイロットシンボルを比較してチャネルＣｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）を推定して出力する。
分散推定部２６ｃは、（６）′式に従って分散σを計算し、各補償係数演算部３３に入力する。具体的には、パイロットシンボル送信振幅を１とする。これが、伝送路利得変動ｃｉを受けた結果、ＦＦＴ出力に、Ａ＝ｃｉ＋ｎｉ
が現れる。一方、チャネル推定部で、Ｂ＝ｃｉが得られるので、この両者から、下式の演算を行えばσ２が求まる。
【数１９】
第１〜第ＮＬチャネル推定部２６ａ１〜２６ａＮＬにおける各補償係数演算部３３は、各チャネル推定値Ｃｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）及び分散推定部（雑音推定部）２６ｃから出力する分散σを用いて（１５）式により各サブキャリアのチャネル補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１〜ＮＬ）を算出してチャネル補償装置２６ｂの各乗算部２６ｂｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）に入力する。チャネル補償装置２６ｂの各乗算部２６ｂｋは以後、ＦＦＴ出力信号Ｓ１〜ＳＮＬに補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１〜ＮＬ）を乗算してチャネル補償する。
【非特許文献１】Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ： ”Ｏｎ−ｔｈｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ ｉｎ Ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ ＶＥＨＩＣＵＬＡＲ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ， ＶＯＬ ４８ Ｎｏ．５ Ｓｅｐｔ １９９９， Ｐ１５８４−１５９５
【非特許文献２】前田他： 「ＳＩＲ推定に基づくＭＭＳＥ合成を用いた下りリンクブロードバンドＯＦＣＤＭパケット伝送の特性」 信学技報ＲＣＳ２００１−１６６（２００１−１０）， Ｐ１０５〜１１１。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術の最小平均二乗誤差合成ＭＭＳＥＣは、既知の参照シンボルと受信した参照シンボル間の誤差を小さくするものであるため、参照シンボルの区間以外に対して、（１５）式の補正係数は必ずしも最適になる保障はない。
以上から本発明の目的は、最適なチャネル補償係数を求めてチャネル補償できるようにすることである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ受信機のチャネル補償装置は、ＯＦＤＭのサブキャリア毎にチャネル特性を推定するチャネル推定部、前記各サブキャリアのチャネル特性推定値および各サブキャリア伝送路の白色ガウシャンノイズの分散を用いて、サブキャリア毎にＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を算出する補償係数算出部を備えている。受信信号の品質を上げるには、ＳＮ比が最も大きくなるようにチャネル補償係数を生成すればよく、参照シンボルは必須ではない。本発明によれば、ＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を決定できるため正確にチャネル補償が可能となる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図１は本発明のチャネル推定補償部２６の構成図であり、チャネル推定装置２６ａ、チャネル補償装置２６ｂを有している。図１において、図９の従来装置と異なる点は、補償係数演算部５１を設け、ＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１￣ＮＬ）を算出する点である。なお、ＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を決定する制御をＭａｘｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ（ＭＭＳＮＣ）という。
始めに、ＭＭＳＮＣによるチャネル補償係数Ｃｋ′の算出式を説明する。
【００２０】
まず、第ｉサブキャリアにおいて、ＩＦＦＴ後の送信波（ベースバンド）ｘｉを
【数２０】
【数２１】
【数２２】
【００２１】
しかる後、（１８）式を逆拡散し、コード長に亘って累積すると、送信シンボルＳｋに対して、受信推定値Ｓｋ＾が次式
【数２３】
【数２４】
【００２２】
仮定として、シンボル区間で、チャネル変動ｃｉが一定とすれば、
【数２５】
【００２３】
【数２６】
【数２７】
【数２８】
【数２９】
【数３０】
【数３１】
【数３２】
【００２４】
Ｓｋ＾を求めた過程を参照すれば、ｎｉ −＝ｎｉ − ＊＝０より
（Ｃ）＝（Ｄ）＝０
又、
【数３３】
【数３４】
【数３５】
【数３６】
【数３７】
【数３８】
【００２５】
次に、ρの最大値を与えるｃｉ′を求める。
【数３９】
【数４０】
【数４１】
【００２６】
［１］ 位相に関する条件
これは、直観的に、逆拡散後のチップを個集積することから、全てのｃｉｃｉ′が同相である事が最適である。即ち、
θｉ＋θｉ′（ｉ＝１〜Ｌ）・・・（３１）
が必要と思われる。以下に確認の意味で、実際（３１）が（３０）の条件下で導かれることを示す。ある任意のθｋ′について（２９）式を偏微分する。
いま、（２９）式を、
【数４２】
【数４３】
【数４４】
【数４５】
【００２７】
従って、
θｋ＋θｋ′＝Ｃｏｎｓｔ．
又、ｋは任意だから
θ１＋θ１′＝θ２＋θ２′＝…＝θＬ＋θＬ′＝θ＋θ′
この結果を、上式に代入すれば
【数４６】
θ＋θ′＝０
となり、（３１）式が得られる。
【００２８】
［２］ 振幅に関する条件
［１］で得られた位相に関する条件を（２９）に代入すると、
【数４７】
［１］と同様、
【数４８】
【数４９】
【数５０】
【数５１】
【００２９】
まず、Ｃ，Ｄをｒ１′で表わす。
【数５２】
【数５３】
・ｒ１′２の項：
【数５４】
・ｒ１′の項：
【数５５】
【００３０】
従って、Ｍ≠１とすれば
【数５６】
【数５７】
【数５８】
【００３１】
以上より、図１のチャネル推定装置２６ａにおいて、第１〜第ＮＬチャネル推定部２６ａ１〜２６ａＮＬのパイロットシンボル検出部３１は、自サブキャリアのパイロットシンボルを検出し、チャネル推定部３２は既知のパイロットシンボルと検出パイロットシンボルを比較してチャネルＣｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）を推定して出力する。
分散推定部２６ｃは、（６）′式に従って分散σ２を計算し、各補償係数演算部５１に入力する。具体的には、パイロットシンボル送信振幅を１とする。これが、伝送路利得変動ｃｉを受けた結果、ＦＦＴ出力に、Ａ＝ｃｉ＋ｎｉが現れる。一方、チャネル推定部で、Ｂ＝ｃｉが得られるので、この両者から、下式の演算を行えばσ２が求まる。
【数５９】
第１〜第ＮＬチャネル推定部２６ａ１〜２６ａＮＬにおける各補償係数演算部５１は、分散推定部（雑音推定部）２６ｃから出力する分散σ２と各サブキャリアのチャネル特性推定値Ｃｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）を用いて、（４４）式により各サブキャリアのチャネル補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１〜ＮＬ）を算出してチャネル補償装置２６ｂの各乗算部２６ｂｋ（ｋ＝１〜ＮＬ）に入力する。チャネル補償装置２６ｂの各乗算部２６ｂｋは以後、ＦＦＴ出力信号Ｓ１〜ＳＮＬに補償係数Ｃｋ′（ｋ＝１〜ＮＬ）を乗算してチャネル補償する。
【００３３】
図２〜図４は（４４）式によりチャネル補償した本発明と（１５）式によりチャネル補償した従来技術を比較するためのシミューレーション結果である。
図２は、多重数Ｍ＝１，６４ＱＡＭ多値変調時において拡散率をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果であり、実線が本発明、点線が従来技術である。本発明のＢＥＲ （Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）が従来技術のＢＥＲよりと小さいことがわかる。
図３は、拡散率Ｌ＝１２８，６４ＱＡＭ多値変調時において多重数をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果であり、実線が本発明、点線が従来技術である。多重数が小さいほど、ＢＥＲ （Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）に関して本発明と従来技術との差が明確になっている。
図４は、多重数Ｍ＝１，拡散率Ｌ＝１２８において変調多値数をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果である。
【００３４】
【発明の効果】
以上本発明によれば、ＯＦＤＭのサブキャリア毎にチャネル特性を推定し、該各サブキャリアのチャネル特性推定値および各サブキャリア伝送路の白色ガウシャンノイズの分散を用いて、サブキャリア毎にＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を算出してチャネル補償するように構成したから正確にチャネル補償を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のチャネル推定補償部の構成図である。
【図２】多重数Ｍ＝１，６４ＱＡＭ変調時において拡散率をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果である。
【図３】拡散率Ｌ＝１２８，６４ＱＡＭ変調時において多重数をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果である。
【図４】多重数Ｍ＝１，拡散率Ｌ＝１２８において変調多値数をパラメータにしたときのＥｓ／Ｎｏ対ＢＥＲのシミューレーション結果である。
【図５】ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの送信側（基地局）の構成図である。
【図６】シリアルパラレル変換説明図である。
【図７】ガードインターバル挿入説明図である。
【図８】ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡの受信側の構成図である。
【図９】従来のチャネル推定補償部の構成図である。
【符号の説明】
２６ａ チャネル推定装置
２６ｂ チャネル補償装置
２６ｃ 分散推定部
５１ 補償係数演算部
Claims (1)
- ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ受信機のチャネル補償装置において、
ＯＦＤＭのサブキャリア毎にチャネル特性を推定するチャネル推定部、
前記各サブキャリアのチャネル特性推定値および各サブキャリア伝送路の白色ガウシャンノイズの分散を用いて、サブキャリア毎にＳＮ比が最大となるようにチャネル補償係数を算出する補償係数算出部、
各サブキャリアのチャネル補償係数を対応するサブキャリア信号に乗算してチャネル補償するチャネル補償部、
を備えたチャネル補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003034790A JP2004247902A (ja) | 2003-02-13 | 2003-02-13 | チャネル補償装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003034790A JP2004247902A (ja) | 2003-02-13 | 2003-02-13 | チャネル補償装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004247902A true JP2004247902A (ja) | 2004-09-02 |
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ID=33020379
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003034790A Withdrawn JP2004247902A (ja) | 2003-02-13 | 2003-02-13 | チャネル補償装置 |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP2004247902A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008537434A (ja) * | 2005-05-04 | 2008-09-11 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | 直交周波数分割多重システムにおける符号化されないチャネル情報の送受信方法、装置、及びシステム |
-
2003
- 2003-02-13 JP JP2003034790A patent/JP2004247902A/ja not_active Withdrawn
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