KR20070076372A - 셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치와 데이터 복원방법 및 장치 - Google Patents

셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치와 데이터 복원방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 방식 기반의 셀룰러 시스템의 기지국에서 전송된 신호를 수신한 단말의 데이터 복원 방법을 제공한다. 단말은 수신한 신호를 푸리에 변환하여 등화하고, 수신 신호의 서브프레임에 포함된 파일럿 부반송파 신호로부터 복수의 셀 - 단말이 속한 자기셀과 복수의 인접셀을 포함함 - 의 채널 계수, 신호 전력 및 잡음 전력을 검출한다. 그리고 단말은 수신 신호에 포함된 트래픽 부반송파 신호를 이용하여 간섭 전력을 검출하고, 검출된 신호 전력, 간섭 전력 및 잡음 전력을 이용하여 상기 수신 신호의 분산을 계산한 후, 등화된 수신 신호와 분산값을 이용하여 로그 가능도비를 결정하고, 연판정을 수행하여 수신된 신호를 결정한다.
OFDM, 간섭, 로그 가능도비, 직교 시퀀스, 동기 채널

Description

셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치와 데이터 복원 방법 및 장치 {APPARATUS FOR GENERATING DOWN LINK SIGNAL, AND METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING THE LOG-LIKELIHOOD RATIO IN CELLULAR SYSTEM}
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치의 개략적인 블록도이다.
도 2a 내지 도 2e는 도 1의 하향 링크 신호 생성 장치에서 생성되는 하향링크 프레임 구조를 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 셀룰러 시스템의 데이터 복원 장치의 개략적인 블록도이다.
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 로그 가능도비 결정기의 개략적인 블록도이다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 페이딩 성분 검출부의 개략적인 블록도이다.
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따른 데이터 복원 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따른 데이터 복원 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 8은 본 발명의 제2 실시예에서 사용되는 동기 채널의 하향 링크 프레임 구조를 나타내는 도면이다.
본 발명은 셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치와 데이터 복원 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 방식 기반의 셀룰러 시스템에서 인접셀의 간섭 영향을 제거하는 수신 신호의 데이터 복원 방법에 관한 것이다.
다중 경로 페이딩 무선 채널을 통해 높은 스펙트럼 효율을 갖도록 높은 데이터 레이트로 데이터를 전송하기 위하여 셀룰러 시스템에서는 직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplexing, 이하 OFDM이라 함) 방식이 변조 기술로 채택되어 이용되고 있다. 그러나, OFDM 변조 신호의 진폭은 가우시안 분리되는 특성을 가지며, OFDM 신호의 높은 피크 대 평균 전력 비율은 신호 피크들이 전력 증폭기의 포화 영역에 종종 들어갈 수 있기 때문에, 신호의 송신단에서 비선형 왜곡(nonlinear distortion) 또는 클리핑 왜곡(clipping distortion)이 발생할 수 있다. 이와 같이 왜곡되어 전송된 신호의 전달 과정에서 비트 에러 레이트(BER) 열화, 및 인접 채널 간섭이 발생하게 되며, 이로 인하여 단말에서의 수신 신호의 복조 과정에서 오류가 발생한다.
특히, 종래에는 연판정(soft decision)을 이용한 터보 디코딩 방법을 이용하 는 채널 디코딩(channel decoding) 과정에서 입력값으로 사용되는 로그 가능도비(log-likelihood ratio, 이하 LLR이라 함)의 계산에 있어서, 단말이 현재 속하는 셀(이하, 자기셀이라 함) 이외의 인접한 다른 셀(이하, 타셀이라 함)들의 간섭 신호가 존재하지 않는 이상적인 경우의 LLR을 이용하여 디코딩이 수행되었다. 따라서, 타셀로 인하여 발생된 간섭 신호의 페이딩 성분이 반영되지 않음으로써 발생되는 LLR 값 자체의 오류로 인하여 채널 디코더(channel decoder)의 성능이 저하되는 문제가 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 OFDM 기반의 셀룰러 시스템에서 타셀의 간섭 성분과 잡음 성분을 제거한 채널 디코딩이 가능하게 하는 데이터 복원 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
그리고 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 셀룰러 시스템에서 셀 경계 지역과 셀 중앙 지역을 구분하는 방법을 제공하는 것이다.
이러한 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 한 특징에 따르면, 직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 방식 기반의 셀룰러 시스템의 기지국에서 전송된 신호를 수신한 단말의 데이터 복원 방법이 제공된다. 먼저, 단말은 먼저, 이동국은 수신한 신호를 푸리에 변환하여 등화하고, 수신 신호의 서브프레임에 포함된 파일럿 부반송파 신호로부터 복수의 셀 - 단말이 속한 자기셀과 복수의 인접셀을 포함함 - 의 채널 계수, 신호 전력 및 잡음 전력을 검출한 다. 그리고 단말은 수신 신호에 포함된 트래픽 부반송파 신호를 이용하여 간섭 전력을 검출하고, 검출된 신호 전력, 간섭 전력 및 잡음 전력을 이용하여 상기 수신 신호의 분산을 계산한 후, 등화된 수신 신호와 분산값을 이용하여 로그 가능도비를 결정하고, 연판정을 수행하여 데이터를 복원한다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 직교 주파수 분할 다중 방식 기반의 셀룰러 시스템의 기지국에서 전송된 신호를 수신한 단말의 데이터 복원 방법이 제공된다. 먼저, 수신 신호를 푸리에 변환하여 등화하고, 수신 신호의 서브프레임에 포함된 파일럿 부반송파 신호로부터 복수의 셀 - 단말이 속한 자기셀과 복수의 인접셀을 포함함 - 의 채널 계수, 신호 전력 및 잡음 전력을 검출한다. 그리고 단말은 수신 신호에 포함된 동기 채널 구간의 신호를 이용하여 잡음 전력을 검출하고, 수신 신호에 포함된 트래픽 부반송파 신호를 이용하여 간섭 전력을 검출한다. 마지막으로, 이동국은 검출된 신호 전력, 간섭 전력 및 AWGN을 이용하여 상기 수신 신호의 분산을 계산한 후 등화된 수신 신호와 분산값을 이용하여 로그 가능도비를 결정하고, 연판정을 수행하여 데이터를 복원한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 직교 주파수 분할 다중 방식 기반의 셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치가 제공되며, 이 하향 링크 신호 생성 장치는 파일럿 패턴 생성기와 시간-주파수 매핑기를 포함한다. 파일럿 패턴 생성기는 하향 링크 신호의 한 프레임을 형성하는 복수의 부프레임에 각각 해당하는 파일럿 패턴을 생성하며, 파일럿 패턴은 셀 별로 할당된 직교 시퀀스가 삽입된다. 그리고 시간-주파수 매핑기는 파일럿 패턴을 시간-주파수 영역으로 매핑하여 상기 하향 링 크 신호를 생성한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 직교 주파수 분할 다중 방식 기반의 셀룰러 시스템의 전송된 신호를 수신하여 복원하는 데이터 복원 장치가 제공되며, 이 데이터 복원 장치는 등화부, 페이딩 성분 검출부, 잡음 검출부, 분산 검출부 및 LLR 계산부를 포함한다. 등화부는 수신 신호를 등화하여 출력하고, 페이딩 성분 검출부는 수신 신호에 포함된 복수의 셀 - 단말이 속한 자기셀과 복수의 인접셀을 포함함 - 로 인한 페이딩 성분이 포함된 채널 계수를 계산하고, 상기 채널 계수를 이용하여 신호 전력 및 간섭 전력을 계산한다. 그리고 잡음 검출부는 수신 신호에 포함된 잡음 전력을 계산하고, 분산 검출부는 페이딩 성분 검출부와 잡음 검출부의 출력을 이용하여 수신 신호의 분산을 계산하고, LLR 계산부는 등화부의 출력 신호와 계산된 분산을 이용하여 로그 가능도비(LLR, log-likelihood ratio)를 결정한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나, 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며, 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
또한, 명세서에서 기술한 모듈(module)이란, "하드웨어 또는 소프트웨어의 시스템을 변경이나 플러그인 가능하도록 구성한 블록"을 의미하는 것으로서, 즉 하드웨어나 소프트웨어에 있어 특정 기능을 수행하는 하나의 단위 또는 블록을 의미한다.
이제 본 발명의 실시예에 따른 셀룰러 시스템의 데이터 복원 방법 및 장치에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치의 개략적인 블록도이며, 도 2a 내지 도 2e는 본 발명의 실시예에 따른 셀룰러 시스템의 하향 링크 프레임 구조를 나타내는 도면이다.
도 1에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 하향 링크 신호 생성 장치(100)는 파일럿 패턴 생성기(110), 시간-주파수 매핑기(120), OFDM 송신기(131) 및 송신 안테나(132)를 포함하며, 이러한 하향 링크 신호 생성 장치는 셀룰러 시스템의 기지국(도시하지 않음)에 형성된다.
파일럿 패턴 생성기(110)는 하향링크 신호의 파일롯 채널 심볼에 직교 시퀀스를 삽입하여 파일롯 패턴을 생성하며, 파일롯 패턴의 생성에는 셀 번호 정보, 데이터의 변조 방식 정보와 하나의 하향링크 프레임에 삽입될 직교 시퀀스의 정보가 이용된다. 파일럿 패턴 생성기(110)는 기지국 내의 각 셀별로 다른 직교 시퀀스들을 파일롯 심볼로 할당할 수 있으며, 식별 가능한 셀의 수는 직교 시퀀스의 최대 길이에 대응될 수 있다. 여기서, 하향링크 프레임에 삽입되는 직교 시퀀스로 GCL 시퀀스(generalized chirp like sequence), KAZAC 시퀀스, 하다마드 시퀀스(Hadamard sequence), PN(pseudo noise) 시퀀스, Golay 시퀀스를 비롯한 일반적인 직교 시퀀스들이 할당되어 이용될 수 있다. GCL 시퀀스가 파일롯 심볼로서 하향 링크 신호에 삽입되어 전송될 경우, 파일롯 패턴 생성기(110)는 아래의 수학식 1과 같이 정의되는 심볼들의 파일롯 채널 구간 내의 삽입 위치를 결정하여 파일럿 패턴을 생성한다.
Figure 112006062250768-PAT00001
여기서, c는 기지국 내의 각 셀 인덱스를 의미하고,
Figure 112006062250768-PAT00002
는 총 셀 수, 즉 자기셀과 총 타셀의 수의 합을 의미하며, 수학식 1에 따르면
Figure 112006062250768-PAT00003
=N-1이 된다. 그리고 n은 c번째 직교 시퀀스 중 n번째 엘리먼트를 의미하고, N은 주파수 영역에 삽입될 전체 시퀀스의 길이를 의미한다. 파일롯 패턴 생성기(110)는 수학식 1에 의하여 정의되는 직교 시퀀스에 대하여 도 2a 내지 도 2e에 도시된 바와 같은 파일롯 패턴을 결정하여 하향 링크 프레임을 생성한다.
시간-주파수 매핑기(120)는 파일럿 패턴 생성기(110)에서 생성된 파일럿 패턴과 외부로부터 프레임 구조 정보 및 전송 트래픽 데이터를 수신하고, 이 데이터를 시간 및 주파수 영역으로 매핑하여 하량 링크 신호의 프레임을 형성한다. 시간-주파수 매핑기(120)는 하향 링크 신호 생성 장치(100)와 연관된 전송 안테나를 통해 데이터를 전송하는 데 사용될 미리 설정된 개수의 주파수 서브 채널에 대한 변 조 심볼들에 대하여, 파일롯 패턴 생성기(110)에서 결정된 파일롯 패턴 정보에 따라 코딩된 비트들을 매핑시킨다. 시간-주파수 매핑기(120)에 의해 구현될 특정 변조 방식은 하향 링크 신호 생성 장치(100)에 의해 제공되는 변조 제어에 의해서 결정된다. OFDM에서, 비이진 심볼들을 형성하기 위해 q개의 코딩된 비트들의 세트들을 그룹화하고 각각의 비이진 심볼을 선택된 변조 방식(예를 들어, M-PSK, M-QAM 등)에 상응하는 신호 배열의 특정 포인트에 매핑시킴으로써 변조가 이루어진다. 각각의 심볼들이 매핑된 포인트는 M-ary 변조 심볼에 상응하며, 여기서 M=2q이다. 그리고 시간-주파수 매핑기(120)는 각각의 전송 심볼 구간 동안에 주파수 서브 채널의 수에 상응하는 수의 변조 심볼들의 벡터를 제공한다.
OFDM 송신기(131)는 시간-주파수 매핑기(120)로부터 하향 링크 신호를 수신하고, 이 신호를 송신 안테나(132)를 통하여 송신한다.
그리고 기지국과 해당 기지국과 무선 접속되어 데이터 통신이 이루어지는 복수의 단말은 본 발명의 실시예에 따른 하향 링크 신호 생성 장치(100)에서 결정된 파일럿 패턴과 심볼 매핑 정보를 공유할 수 있다.
다음, 도 1의 패턴 생성기(110)에서 파일럿 패텃을 생성하는 방법에 대하여 도 2a 내지 도 2e를 참조하여 설명한다.
도 2a 내지 도 2e를 보면, 셀룰러 시스템에서 하나의 하향 링크 프레임(200a~200i)은 Nsub개의 부프레임으로 이루어지며, Δf의 주파수 폭을 갖는 Nt개의 부반송파를 사용한다. 그리고 각 부프레임(210a~210e)은 L개의 OFDM 심볼로 이루 어지며, 각 부프레임(210a~210e)의 파일럿 심볼 구간에 해당하는 복수의 부반송파에 미리 설정된 간격으로 수학식 1로부터 얻어지는 직교 시퀀스가 할당되도록 파일럿 패턴이 생성된다. 도면에서 세로축은 주파수 축으로 부반송파를 의미하고, 가로축은 시간 축으로 심볼을 의미한다. 도 2a 내지 도 2e에 도시된 하향링크 프레임에서 하나의 부프레임(210a~210e)은 0.5msec의 시간 영역에 해당하고, 7개의 OFDM 심볼(211a~211i)을 포함하여 구성된다.
도 2a 내지 도 2e는 파일롯 채널의 주파수 영역에서 전대역에 걸쳐 N1개의 심볼을 포함하는 직교 시퀀스를 삽입하여 형성한 하향 링크 프레임 신호를 나타낸 것이다.
도 2a와 도 2b는 N1개의 직교 시퀀스를 파일롯 데이터로 삽입하여 형성된 하향링크 프레임을 나타낸 것이다. 도 2a와 도 2b에 나타낸 바와 같이, 기지국은 각 셀에 대하여 N1개의 심볼을 포함하는 직교 시퀀스
Figure 112006062250768-PAT00004
를 할당한다. 그리고 기지국은 주파수 축상에서 홀수번째 또는 짝수번째 부반송파(subcarrier)의 시간축 상의 미리 설정된 구간에 해당하는 OFDM 심볼에 이들 직교 시퀀스를 첫번째 파일롯 심볼로 삽입하고, 동일 시간축 상의 파일롯 심볼이 할당되지 않은 복수의 OFDM 심볼에는 단말로 송신할 전송 트래픽 데이터를 할당하여 하향 링크 프레임 구조를 형성한다. 여기서, c는 셀 인덱스를 나타내며, 각 셀에 대하여 할당된 직교 시퀀스 정보 및 파일럿 패턴 정보는 단말과 공유된다. 이하, 자기셀에 할당된 직교 시퀀스는 gi (0) 로, 자기셀을 제외한 타셀들에 할당된 직교 시퀀스는 gi (c) (c=1, …, n-1)로 기재하여 설명한다. 도 2a와 도 2b에 나타낸 바와 같이, 하나의 프레임에서 각 부반송파에서 첫번째 파일롯 심볼이 삽입된 시간으로부터 Tps간격을 두고, 동일한 N1개의 심볼을 포함하는 직교 시퀀스,
Figure 112006062250768-PAT00005
가 두번째 파일롯 심볼로 삽입될 수 있다.
도 2c와 도 2d는 도 2a와 도 2b의 경우와 마찬가지로, N1개의 직교 시퀀스를 파일롯 데이터로 삽입하여 형성된 하향 링크 프레임의 구조를 나타낸 것이다. 도 2c와 도 2d에 나타낸 하향링크 프레임은 첫번째 파일롯 심볼들은 도 2a와 도 2b에 나타낸 하향링크 프레임과 마찬가지로 매 짝수번째 혹은 매 홀수번째 부반송파에 삽입되도록 형성되지만, 두번째 파일롯 심볼들은 첫번째 파일롯 심볼들이 할당되지 않은 부반송파에 할당되도록 파일럿 패턴이 형성된다.
그리고 도 2e에 나타낸 하향링크 신호의 프레임은 하나의 서브 프레임 내의 모든 시간 영역에 N1개의 심볼을 포함하는 직교 시퀀스,
Figure 112006062250768-PAT00006
가 할당되어 형성되며, 각 파일롯 심볼들과 데이터 심볼들은 서로 인접하지 않도록 할당된다.
본 발명의 실시예에서는 복수의 심볼을 포함하는 직교 시퀀스
Figure 112006062250768-PAT00007
를 주파수 영역에 걸쳐 순차적으로 삽입하는 것으로 설명하였 지만, 하향 링크 프레임에 삽입되는 직교 시퀀스들을 순환 자리 이동(cyclic shift)시켜(예를 들어,
Figure 112006062250768-PAT00008
) 삽입함으로써 동일한 수의 직교 시퀀스를 이용하여 다양한 파일롯 패턴들을 생성할 수 있다. 그리고, 본 발명의 실시예에서는 하나의 부프레임에 삽입되는 첫번째 파일롯 심볼들과 두번째 파일롯 심볼들이 동일한 직교 시퀀스인 것으로 설명하였지만, 첫번째 파일롯 심볼과 상이한 심볼들을 포함하는 직교 시퀀스가 두번째 파일롯 심볼로 이용될 수 있다.
다음, 이와 같이 생성된 파일럿 패턴을 가지는 하향 링크 신호를 수신한 단말이 데이터를 복원하는 방법에 대하여 도 3 내지 도 6을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 셀룰러 시스템의 데이터 복원 장치의 개략적인 블록도이고, 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 로그 가능도비 결정기의 개략적인 블록도이다.
도 3에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 셀룰러 시스템의 데이터 복원 장치(300)는 채널 복조기(channel demodulator)(310), LLR 결정기(400) 및 채널 디코더(channel decoder)(320)를 포함한다. 그리고 도 4에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 LLR 결정기(400)는 등화부(410), 페이딩 성분 검출부(420), 잡음 검출부(430), 분산 검출부(440) 및 LLR 계산부(450)를 포함한다.
채널 복조기(310)는 하향 링크 신호 생성 장치(100)의 송신 안테나(132)로부터 전송되는 2a 내지 도 2e에 도시된 바와 같은 파일롯 심볼과 데이터 심볼이 포함 된 하향 링크 신호를 수신하여 푸리에 변환한다. 채널 복조기(310)에서 변환된 매 서브 프레임의 p번째 복소 심볼 구간의 i번째 부반송파의 주파수 영역 수신 신호는 아래의 수학식 2와 같은 형태로 나타낼 수 있다.
Figure 112006062250768-PAT00009
여기서, ai (1)[p] 와 ai (c)[p] 는 각각 자기셀과 타셀의 복조된 복소 정보 데이터 신호를 나타낸다. 즉, 도 2a 내지 도 2e에 도시된 바와 같이 각 셀별로 할당된 직교 시퀀스들이 삽입된 파일롯 심볼 구간에 해당하는 신호 ri(p) 에 있어서는, ai (1)(p) 와
Figure 112006062250768-PAT00010
는 각각의 셀에 전송되는 하향 링크 프레임에 삽입된 데이터 심볼들을 의미한다. 이때, p가 파일롯 심볼 구간에 해당하는 경우에는 ai (1)(p) 와 ai (c)(p) 는 각각 파일롯 심볼 데이터인 gi (1) 와 gi (c) 를 의미하게 된다. 그리고 ES,0(p) 와 EO,c(p) 는 각각 p번째 심볼 구간에 각 부반송파별로 유입되는 자기셀 평균 수신 전력과 복수의 인접셀에 의한 간섭 평균 수신 전력을 의미하고, Gi (1)(p) 와 Gi (c)(p)는 각각 자기셀 페이딩 성분과 타셀 페이딩 성분을 의미하는 것으로, 이들 페이딩 성분과 전력 성분을 함께 고려하여 채널 계수
Figure 112006062250768-PAT00011
로 나타낼 수 있다. 또한, wi(p) 는 분산이 N0인 가산 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise, 이하 AWGN이라 함) 성분을 의미한다.
LLR 결정기(320)의 등화부(410)는 채널 복조기(310)에서 푸리에 변환된 수신 신호에 포함된 각 주파수에 대한 감쇠와 전파 시간 지연 편차를 보상하기 위하여, 수신 신호 ri[p] 에 대하여 제로 포싱등화(zero-forcing equalization)를 수행한다. 등화부(410)의 출력 신호 yi(p) 는 아래의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006062250768-PAT00012
수학식 3으로부터 알 수 있는 바와 같이, 등화된 수신 신호에 포함된 모든 잡음 성분 ni(p)는 AWGN과 타셀 간섭으로 인하여 발생되는 페이딩 성분의 총합과 자기셀 내에서의 페이딩 성분의 비로 나타낼 수 있다. 그리고, 등화된 수신 신호 yi(p) 는 동위상(in-phase) 성분과 직교 위상(quadrature-phase) 성분으로 나뉘어 표현될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 따른 LLR 결정기(320)는 이와 같이 분류된 동위상 성분과 직교 위상 성분에 대하여 각각 LLR을 계산하고, 이를 채널 디코더(320)로 전송한다.
페이딩 성분 검출부(420)는 자기셀 페이딩 성분이 포함된 채널 계수 Hi (1)(p) 와 타셀들의 페이딩 성분이 포함된 채널 계수
Figure 112006062250768-PAT00013
을 계산하여, 계산된 값을 분산 검출부(440)로 전송한다. 잡음 성분 검출부(430)는 채널 자체의 잡음 성분, 즉 AWGN의 잡음 전력 N0을 계산하여 분산 검출부(440)로 전송한다. 그리고 잡음 성분 검출부(430)에서 계산된 잡음 전력은 페이딩 성분 검출부(420)로 전송되어 수신 신호에 포함된 타셀의 페이딩 성분의 검출에 이용된다.
분산 검출부(440)는 페이딩 성분 검출부(420)로부터 수신한 Hi (1)(p) 와
Figure 112006062250768-PAT00014
및 잡음 성분 검출부(430)로부터 수신한 N0를 이용하여, 수신 신호 ri(p) 의 제로 포싱된 분산
Figure 112006062250768-PAT00015
을 아래의 수학식 4를 이용하여 검출한다.
Figure 112006062250768-PAT00016
여기서, 우변의 첫 항은 타셀 페이딩 간섭으로 인한 잡음 성분을 고려한 분산 성분을 우변의 둘째항은 AWGN으로 인하여 발생되는 잡음 성분을 나타낸다.
LLR 계산부(450)는 등화부(410)의 출력 신호 yi(p) 와 분산 검출부의 출력 신호
Figure 112006062250768-PAT00017
를 이용하여 수신된 모든 신호에 대한 LLR을 계산하여 채널 디코 더(320)에서의 연판정에 이용되도록 전송한다. LLR 계산부(450)는 하향 링크 신호 생성 장치(100)에서 채택한 변조 방식별로 아래의 수학식 5 내지 수학식 8을 이용하여 로그 가능도비를 계산한다. 아래의 수학식들에서 로그 가능도비는 ΔMod, n, i로 정의되며, 여기서 Mod는 변조방식을 나타내는 인덱스이며, n은 변조 및 매핑되기 이전의 비트 위치를 나타낸다. 아래의 수학식 5 내지 수학식 8은 간섭 성분과 잡음 성분을 합한 전체 잡음 성분이 가우시안 분포를 갖는 경우에 적용할 수 있다.
Figure 112006062250768-PAT00018
Figure 112006062250768-PAT00019
Figure 112006062250768-PAT00020
Figure 112006062250768-PAT00021
수학식 5 내지 수학식 8은 하향 링크 신호 생성 장치(100)에서 사용하는 변조 방식에 따라 설정되는 로그 가능도비 계산을 위한 식이다. 본 발명의 실시예에 따른 하향 링크 신호 생성 장치(100)가 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM 방식 중 어느 하나의 방식을 채택하여 변조를 수행한 경우에 각각 사용될 수 있다. 이외에도 본 발명의 실시예에 따른 데이터 복원 장치(300)는, 하향 링크 신호 생성 장치(100)에서 채택한 M-ary 변조 방식 중 하나의 방식에 따라서 일반적으로 사용되는 로그 가능도비 계산식으로 LLR을 계산하여 수신 신호의 결정에 이용할 수 있다.
채널 디코더(320)는 위의 수학식 5 내지 8로부터 계산된 로그 가능도비를 이용하여 연판정(soft decision)을 수행함으로써, 수신된 신호를 결정한다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 페이딩 성분 검출부의 개략적인 블록도이다.
도 5에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따른 페이딩 성분 검출 부(420)는 시퀀스 저장 모듈(421), 결합 모듈(422), 역푸리에 변환 모듈(423), 윈도윙 모듈(424) 및 전력 계산 모듈(425)을 포함한다. 페이딩 성분 검출부(420)는 하향 링크 프레임에 삽입된 파일롯 심볼 데이터들의 직교성을 이용하여, 매 파일롯 복소 심볼 구간마다 자기셀의 페이딩 성분 및 타셀의 간섭 신호로 인하여 생성되는 페이딩 성분을 포함하는 채널 계수를 추출한다.
이하, 본 발명의 명세서에서는 자기셀의 채널 계수의 절대치의 제곱(
Figure 112006062250768-PAT00022
)과 인접셀의 채널 계수의 절대치의 제곱(
Figure 112006062250768-PAT00023
)을 각각 "신호 전력"과 "간섭 전력"으로 기재하고, 표현의 편의상 전송 심볼 구간을 나타내는 인덱스 'p'를 생략한다. 여기서, "^"는 계산을 통하여 얻어진 값임을 의미한다.
시퀀스 저장 모듈(421)은 하향 링크 신호 생성 장치(100)가 각 셀별로 파일럿 심볼 데이터로 할당한 직교 시퀀스들을 저장하여 두고, 결합 모듈(421)에서의 계산 수행을 위하여 상관 모듈(421)로 전송한다.
페이딩 성분 검출부(420)는 자기셀 페이딩 성분, 타셀 페이딩 성분 및 AWGN 성분이 포함되어 수신된 신호의 고속 푸리에 변환된 신호인 ri를 입력받고, 결합 모듈(422)은 입력된 ri 각각에 대하여 자기셀 및 복수의 인접셀들에 할당된 직교 시퀀스들을 추출한다. 그리고 결합 모듈(422)은 각 부반송파별로 즉, 매 파일롯 심볼마다 해당 직교 시퀀스의 공액(conjugate)을 취한 후, 수신 신호와 곱한다. 결합 모듈(422)에서 수행되는 연산 과정은 아래의 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006062250768-PAT00024
여기서, (gi (c))* 는 각 셀에 할당된 직교 시퀀스의 공액 성분을 의미한다. 수학식 9에서, 파일롯 심볼 구간에 해당하는 수신 신호 ri에 대하여 자기셀에 할당된 직교 시퀀스 gi (1) 의 공액을 취하여 수신 신호와 곱하는 경우는 아래의 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006062250768-PAT00025
파일롯 심볼로 삽입된 직교 시퀀스가 갖는 직교성으로 인하여 수학식 10의 우변의 제2항 및 제3항의 값은 '0'에 근사한 값을 갖게 되므로, 수학식 10에 기재된 바와 같은 연산 이후의 데이터 처리를 통하여 자기셀의 채널 계수들을 구할 수 있다. 동일한 방법으로 수신 신호에 간섭 영향을 미치는 인접셀들의 채널 계수 또한 구할 수 있다.
역 푸리에 변환 모듈(423)은 결합 모듈(422)에서 계산된 모든 OFDM 심볼 들에 대한 자기 상관 결과값을 역 푸리에 변환(inverse fast Fourier transform)하여 시간 영역의 신호를 생성한다.
윈도윙 모듈(424)은 시간 영역으로 변환된 신호 내의 샘플들 중 그 크기 레 벨이 미리 설정된 기준값 이상이 되는 처음 샘플과 마지막 샘플의 차이만큼의 구간으로 윈도윙을 수행하여, 구간 내에 포함되는 샘플들만을 출력하고, 그 외의 부분에 해당하는 샘플들은 모두 제거한다. 윈도윙 모듈(424)에서의 데이터 처리를 통하여 수학식 9와 수학식 10의 우변의 제2항 및 제3항의 값이 제거될 수 있다.
전력 계산 모듈(425)은 윈도윙되어 선택된 값들에 대하여 다시 푸리에 변환을 수행하여 주파수 영역의 채널 계수값을 얻고, 이들 값의 절대치에 제곱을 취함으로써, 자기셀의 신호 전력
Figure 112006062250768-PAT00026
과 인접셀들의 간섭 전력
Figure 112006062250768-PAT00027
을 얻는다.
도 6은 본 발명의 제1 실시예에 따른 데이터 복원 방법을 나타내는 흐름도이다.
기지국과 무선 접속된 단말은 기지국이 관할하는 특정한 하나의 셀 내에 위치할 수 있다. 단말은 기지국으로부터 전송된 도 2a 내지 도 2e와 같은 파일롯 심볼이 삽입된 복수의 부프레임을 포함하는 하향 링크 신호를 수신하여, 푸리에 변환한 후 변환된 수신 신호에 포함된 각 주파수에 대한 감쇠와 전파 시간 지연 편차를 보상하기 위하여 등화를 수행한다(S110). 등화된 수신 신호는 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.
단말은 수학식 9에 기재된 방법을 이용하여 각 셀별로 할당된 직교 시퀀스에 대한 공액을 취하여 수신 신호와의 곱셈을 수행한 후, 각 셀들의 페이딩 성분이 포함된 신호 전력, 간섭 전력 및 AWGN 성분을 계산한다(S120). 단말은 하향 링크 프레임에 파일롯 심볼 데이터로 삽입되어 전송되는 직교 시퀀스와 해당 직교 시퀀스 의 공액의 연산을 이용하여 계산된 신호 전력을 수학식 4에 적용하여 수신 신호 ri의 분산을 구한다. 이때, 단말은 복수의 파일롯 심볼 구간들에 삽입된 직교 시퀀스를 이용하여 얻어진 신호 전력값에 대해 주파수 영역 상에서 저역 필터링(lowpass filtering), 위너 필터링(Wiener filtering) 및 보간(interpolation)을 수행하여 신호 전력의 평균값을 구하여 이용할 수 있다.
파일롯 채널은 트래픽 채널의 특정 부반송파 집합에 데이터를 실어서 전송하지 않는 경우에도 항상 사용되므로, 파일롯 채널 구간에서 계산된 간섭 성분의 전력이 트래픽 채널 구간에 존재하는 간섭 전력과 반드시 동일하다고 할 수 없다. 따라서, 전력 계산 모듈(425)에서 계산된 간섭 전력을 이용하여 로그 가능도비를 계산하는 것은 데이터 복원의 정확도를 떨어뜨리는 문제를 발생시킬 수 있다. 그러므로, 단말은 얻어진 채널 계수들과 아래의 수학식 11과 수학식 12를 이용하여 잡음 성분
Figure 112006062250768-PAT00028
을 얻는다.
Figure 112006062250768-PAT00029
Figure 112006062250768-PAT00030
여기서, M은 파일롯 심볼이 삽입된 부반송파의 총수를 의미한다.
그리고 단말은 데이터 복원 과정에 있어서, 수신된 데이터 신호에 포함되는 간섭 성분을 제거하기 위하여 트래픽 채널의 주파수 영역 수신 신호의 통계적 특성을 이용하여 간섭 전력을 측정한다(S130). 트래픽 채널 구간의 데이터 신호의 평균 수신 전력은 아래의 수학식 13과 같이 주어진다.
Figure 112006062250768-PAT00031
수학식 13과 계산을 통하여 얻은 자기셀의 신호 전력을 이용하여 아래의 수학식 14와 같이 간섭 전력(I)을 측정할 수 있다.
Figure 112006062250768-PAT00032
이와 같이 각 수신 신호에 대한 수신 전력, 간섭 전력, AWGN 성분을 계산한 후 수학식 4를 이용하여, 단말에서 수신된 신호의 분산
Figure 112006062250768-PAT00033
을 계산한다(S140).
단말은 분산
Figure 112006062250768-PAT00034
와 등화된 수신 신호 yi(p) 를 이용하여 변조 방식에 따라 결정되어 있는 로그 가능도비 결정 방법을 통하여 즉, 수학식 5 내지 수학식 8 중 어느 하나의 방법을 선택하여 해당 수신 신호에 대한 LLR을 계산한다(S150). 그리고 단말은 이와 같이 얻어진 LLR을 이용하여 연판정을 수행함으로써, 수신 신호를 결정한다(S160).
도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따른 데이터 복원 방법을 나타내는 흐름도이고, 도 8은 본 발명의 제2 실시예에서 사용되는 동기 채널의 하향 링크 프레임 구조를 나타내는 도면이다.
단말이 수신한 신호를 등화하는 과정(S210)과 파일럿 채널의 신호를 이용하여 자기셀의 신호 전력을 측정하는 과정(S220)은 본 발명의 제1 실시예에 기재된 방법(S110~S120)과 동일하므로, 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
단말이 전원을 켜거나, 새로운 기지국의 커버리지 영역 내에 진입하면 기지국과의 통신을 위하여 초기 동기를 추정한다. 이때, 도 8에 도시된 바와 같이 초기 동기 추정을 위한 하향 링크 프레임에는 동기 채널 구간(810)이 할당되며, 한 프레임에 할당된 전체 부반송파 대역 중 일정 구간만이 동기 채널 심볼이 할당되는 동기 채널 점유 대역(820)으로 운용된다. 이러한 동기 채널 점유 대역(820)에는 매 짝수번째 또는 매 홀수번째 부반송파는 동기 채널 심볼이 할당되지 않는 부반송파인 널링 부반송파(nulling subcarrier)로 운용된다. 본 발명의 제2 실시예에서는 이들 널링 부반송파를 이용하여 수학식 12을 통하여 AWGN의 분산을 구한다(S230). 여기서, 수학식 12의 M은 총 널링 부반송파의 수를 의미한다.
그리고, 트래픽 채널 신호를 이용한 인접셀들의 간섭 전력을 측정하는 과정(S240), 수신 신호의 분산을 계산하는 과정(S250), LLR 계산 과정(S260) 및 연판정과 그 결과를 이용하는 수신 신호 결정 과정(S270)은 각각 본 발명의 제1 실시예에 기재된 방법(S130~S160)과 동일하므로, 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
본 발명의 실시예에서는, 신호 전력과 타셀의 간섭 전력의 계산을 통하여 연 판정을 위한 로그 가능도비를 계산하는 것으로 설명하였지만, 자기셀의 신호 전력 및 모든 타셀의 간섭 전력을 별도로 계산할 수 있으므로, 신호 전력과 간섭 전력의 비를 이용하여 단말의 수신 신호에 대한 인접셀의 영향을 직접적으로 파악할 수 있다. 그리고, 본 발명의 실시예에서 구한 간섭 전력을 기초로 하여 기지국과 단말 사이의 무선 통신에 있어서, 부분적 주파수 재사용(FFR, frequency reuse) 방법의 적용시 셀 중앙 지역과 셀 경계 영역을 구분할 수 있다. 따라서, 채널 용량을 증대시킬 수 있도록 주파수 할당이 가능하게 되며, 이로 이하여 무선 자원의 효율적인 관리를 도모할 수 있다.
이상, 본 발명의 실시예에서 설명한 구성요소는 적어도 하나의 DSP(digital signal process), 프로세서, 컨트롤러, ASIC(application specific integrated circuit), FPGA(field programmable gate array) 등의 프로그램 가능한 논리 소자, 기타 전자 장치 또는 이들의 결합으로 이루어지는 하드웨어로 구현될 수 있다. 그리고 본 발명의 실시예에서 설명한 기능이나 처리 절차 중 적어도 일부는 소프트웨어로 구현될 수 있으며, 이러한 소프트웨어는 기록 매체에 기록되어 있을 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예에서 설명한 구성요소, 기능 및 처리 절차는 하드웨어와 소프트웨어의 결합으로 구현될 수도 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만, 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
이와 같이 본 발명의 실시예에 의하면, 하향 링크 신호의 파일롯 채널에 포함된 직교 시퀀스 정보를 이용하여 간섭 페이딩 성분과 잡음 성분을 구할 수 있으므로, 연판정을 위한 로그 가능도비 계산 효율이 향상된다. 그리고 계산된 간섭 페이딩 성분을 이용하여 셀 경계 지역과 셀 중앙 지역을 구분할 수 있다. 또한, 기지국과 단말의 효율적인 무선 자원의 관리를 가능하게 한다.

Claims (23)

  1. 직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 방식 기반의 셀룰러 시스템의 기지국에서 전송된 신호를 수신한 단말의 데이터 복원 방법에 있어서,
    상기 수신 신호를 푸리에 변환하여 등화하는 단계;
    상기 수신 신호의 서브프레임에 포함된 파일럿 부반송파 신호로부터 복수의 셀 - 단말이 속한 자기셀과 복수의 인접셀을 포함함 - 의 채널 계수, 신호 전력 및 잡음 전력을 검출하는 단계;
    상기 수신 신호에 포함된 트래픽 부반송파 신호를 이용하여 간섭 전력을 검출하는 단계;
    상기 검출된 신호 전력, 간섭 전력 및 잡음 전력을 이용하여 상기 수신 신호의 분산을 계산하는 단계; 및
    상기 등화된 수신 신호와 상기 계산된 분산을 이용하여 로그 가능도비를 결정하여 연판정을 수행하는 단계
    를 포함하는 데이터 복원 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 신호 전력 및 잡음 전력 검출 단계는,
    상기 파일럿 부반송파 신호에 삽입된 직교 시퀀스를 추출하여, 상기 추출된 직교 시퀀스의 공액과 상기 수신 신호를 곱하는 단계;
    상기 곱셈의 결과값을 역푸리에 변환하여 시간 영역 신호로 변환하는 단계;
    상기 변환된 시간 영역 신호 중 미리 설정된 기준값 이상에 해당하는 신호를 시작점으로 하여 윈도윙을 수행하는 단계; 및
    상기 윈도윙의 결과값을 푸리에 변환하여 상기 수신 신호에 포함된 주파수 영역의 자기셀 및 인접셀의 채널 계수를 계산하고, 상기 채널 계수의 절대치의 제곱을 취하여 신호 전력을 계산하는 단계
    를 포함하는 데이터 복원 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 직교 시퀀스의 공액과 상기 수신 신호를 곱하는 단계는,
    상기 파일럿 부반송파마다 반복되어 수행되는 데이터 복원 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 신호 전력 및 잡음 전력 검출 단계는,
    복수의 파일럿 채널 구간에 수신된 신호를 이용하여 평균을 취하여 상기 수신 신호의 신호 전력을 계산하는 데이터 복원 방법.
  5. 제2항 내지 제4항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 신호 전력 및 잡음 전력 검출 단계는,
    상기 계산된 자기셀의 채널 계수와 인접셀의 채널 계수를 이용하여 수신한 신호를 복원하고, 상기 수신 신호로부터 상기 복원된 신호를 감산하여 얻은 신호를 이용하여 잡음 전력(
    Figure 112006062250768-PAT00035
    )을 계산하는 데이터 복원 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 간섭 전력 검출 단계는,
    Figure 112006062250768-PAT00036
    (여기서, I는 인접셀의 간섭 전력의 총합,
    Figure 112006062250768-PAT00037
    는 자기셀의 신호 전력,
    Figure 112006062250768-PAT00038
    는 잡음 전력)
    를 이용하여 상기 수신 신호에 포함된 인접셀의 페이딩 성분으로 인한 간섭 전력을 계산하는 데이터 복원 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 수신 신호의 분산 계산 단계는,
    Figure 112006062250768-PAT00039
    (여기서,
    Figure 112006062250768-PAT00040
    는 수신 신호의 서브 프레임의 p번째 복소 심볼 구간의 i번째 부반송파 신호의 분산)
    을 이용하여 분산을 계산하는 데이터 복원 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 로그 가능도비 결정 단계는,
    상기 기지국이 이용하는 수신 신호의 변조 방법에 따라 미리 설정되어 있는
    Figure 112006062250768-PAT00041
    (여기서, yi (p) 는 등화된 수신 신호)
    를 이용하는 데이터 복원 방법.
  9. 직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 방식 기반의 셀룰러 시스템의 기지국에서 전송된 신호를 수신한 단말의 데이터 복원 방법에 있어서,
    상기 수신 신호를 푸리에 변환하여 등화하는 단계;
    상기 수신 신호의 서브프레임에 포함된 파일럿 부반송파 신호로부터 복수의 셀 - 단말이 속한 자기셀과 복수의 인접셀을 포함함 - 의 채널 계수, 신호 전력 및 잡음 전력을 검출하는 단계;
    상기 수신 신호에 포함된 동기 채널 구간의 신호를 이용하여 잡음 전력을 검출하는 단계;
    상기 수신 신호에 포함된 트래픽 부반송파 신호를 이용하여 간섭 전력을 검 출하는 단계;
    상기 검출된 신호 전력, 간섭 전력 및 잡음 전력을 이용하여 상기 수신 신호의 분산을 계산하는 단계; 및
    상기 등화된 수신 신호와 상기 계산된 분산을 이용하여 로그 가능도비를 결정하고, 연판정을 수행하는 단계
    를 포함하는 데이터 복원 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 신호 전력 검출 단계는,
    상기 파일럿 부반송파 신호에 삽입된 직교 시퀀스를 추출하여, 상기 추출된 직교 시퀀스의 공액과 상기 수신 신호를 곱하는 단계;
    상기 곱셈의 결과값을 역푸리에 변환하여 시간 영역 신호로 변환하는 단계;
    상기 변환된 시간 영역 신호 중 미리 설정된 기준값 이상에 해당하는 신호를 시작점으로 하여 윈도윙을 수행하는 단계; 및
    상기 윈도윙의 결과값을 푸리에 변환하여 상기 수신 신호에 포함된 주파수 영역의 자기셀 및 인접셀의 채널 계수를 계산하고, 상기 채널 계수의 절대치의 제곱을 취하여 신호 전력을 계산하는 단계
    를 포함하는 데이터 복원 방법.
  11. 제9항 또는 제10항에 있어서,
    상기 수신 신호의 동기 채널에 포함된 널링 부반송파를 이용하여 잡음 전력(
    Figure 112006062250768-PAT00042
    )을 계산하는 데이터 복원 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 간섭 전력 검출 단계는,
    Figure 112006062250768-PAT00043
    (여기서, I는 인접셀의 간섭 전력의 총합,
    Figure 112006062250768-PAT00044
    는 자기셀의 신호 전력,
    Figure 112006062250768-PAT00045
    는 잡음 전력)
    를 이용하여 상기 수신 신호에 포함된 인접셀의 페이딩 성분으로 인한 간섭 전력을 계산하는 데이터 복원 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 수신 신호의 분산 계산 단계는,
    Figure 112006062250768-PAT00046
    (여기서,
    Figure 112006062250768-PAT00047
    는 수신 신호의 서브 프레임의 p번째 복소 심볼 구간의 i번째 부반송파 신호의 분산)
    을 이용하여 분산을 계산하는 데이터 복원 방법.
  14. 직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 방식 기반의 셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치에 있어서,
    하향 링크 신호의 한 프레임을 형성하는 복수의 부프레임에 각각 해당하는 파일럿 패턴을 생성하며, 상기 파일럿 패턴은 셀 별로 할당된 직교 시퀀스가 삽입되는 파일럿 패턴 생성기; 및
    상기 파일럿 패턴을 시간-주파수 영역으로 매핑하여 상기 하향 링크 신호를 생성하는 시간-주파수 매핑기
    를 포함하는 하향 링크 신호 생성 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 파일럿 패턴 생성기는,
    상기 한 프레임에 속하는 복수의 부반송파 중 매 짝수번째 부반송파 또는 매 홀수번째 부반송파에 상기 셀 별로 할당된 직교 시퀀스를 삽입하는 하향 링크 신호 생성 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 파일럿 패턴 생성기는,
    상기 셀 별로 할당된 직교 시퀀스를 반복하여 삽입하는 하향 링크 신호 생성 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 파일럿 패턴 생성기는,
    상기 직교 시퀀스를 반복 삽입하는 경우, 미리 삽입된 직교 시퀀스와 동일하지 않은 부반송파에 직교 시퀀스를 할당하는 하향 링크 신호 생성 장치.
  18. 제14항 내지 제17항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 파일럿 패턴 생성기는,
    GCL 시퀀스(generallized chirp sequence), KAZAC 시퀀스, 하다마드 시퀀스(Hadamard sequence), Golay 시퀀스, PN 시퀀스 중 하나의 직교 시퀀스를 이용하는 하향 링크 신호 생성 장치.
  19. 직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 방식 기반의 셀룰러 시스템의 전송된 신호를 수신하여 복원하는 데이터 복원 장치에 있어서,
    상기 수신 신호를 등화하여 출력하는 등화부;
    상기 수신 신호에 포함된 복수의 셀 - 단말이 속한 자기셀과 복수의 인접셀을 포함함 - 의 페이딩 성분이 포함된 채널 계수를 계산하고, 상기 채널 계수를 이용하여 신호 전력 및 간섭 전력을 계산하는 페이딩 성분 검출부;
    상기 수신 신호에 포함된 잡음 전력을 계산하는 잡음 검출부;
    상기 신호 전력, 잡음 전력 및 간섭 전력을 이용하여 상기 수신 신호의 분산 을 계산하는 분산 검출부; 및
    상기 등화부의 출력 신호와 상기 계산된 분산을 이용하여 로그 가능도비(LLR, log-likelihood ratio)를 결정하는 LLR 계산부
    를 포함하는 데이터 복원 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 분산 검출부는,
    동기 채널에 포함된 널링 심볼을 이용하여 잡음 전력을 계산하는 데이터 복원 장치.
  21. 제19항 또는 제20항에 있어서,
    상기 페이딩 성분 검출부는,
    상기 수신 신호의 서브 프레임에 삽입된 직교 시퀀스를 추출하고, 상기 추출된 직교 시퀀스의 공액과 상기 수신 신호의 곱셈을 수행하는 데이터 복원 장치.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 페이딩 성분 검출부는,
    상기 직교 시퀀스의 공액과 상기 수신 신호의 곱셈의 결과값을 역푸리에 변환하여, 미리 설정된 기준값 이상의 값을 선택한 후, 선택된 값들의 절대치의 제곱을 구하여 상기 분산 검출부로 전송하는 데이터 복원 장치.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 페이딩 성분 검출부는,
    신호 전력과 상기 분산 검출부에서 계산된 잡음 전력과,
    Figure 112006062250768-PAT00048
    (여기서, I는 인접셀의 간섭 전력의 총합,
    Figure 112006062250768-PAT00049
    는 자기셀의 신호 전력,
    Figure 112006062250768-PAT00050
    는 잡음 전력)
    를 이용하여 상기 수신 신호에 포함된 인접셀의 페이딩 성분으로 인한 간섭 전력을 계산하는 데이터 복원 장치.
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100843340B1 (ko) * 2006-09-29 2008-07-03 한국전자통신연구원 무선통신 시스템의 ｇｃｌ 시퀀스 검출 장치 및 그 방법
KR100987128B1 (ko) * 2008-05-15 2010-10-11 포텍마이크로시스템(주) Ｏｆｄｍａ 시스템에서 간섭에 따른 다운 링크 부반송파전력할당 방법
KR101433847B1 (ko) * 2008-05-28 2014-09-23 삼성전자주식회사 광대역 무선통신시스템에서 버스트 스케줄링 장치 및 방법
KR101481548B1 (ko) * 2008-12-01 2015-01-13 엘지전자 주식회사 다양한 크기를 가지는 시간 영역 윈도우를 이용한 채널 추정 방법

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6377607B1 (en) 1999-05-13 2002-04-23 Qualcomm Incorporated System and method for performing accurate demodulation of turbo-encoded signals via pilot assisted coherent demodulation
US7154936B2 (en) * 2001-12-03 2006-12-26 Qualcomm, Incorporated Iterative detection and decoding for a MIMO-OFDM system
KR100918730B1 (ko) * 2003-10-27 2009-09-24 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서기지국 구분을 위한 파일럿 패턴 세트 송수신 장치 및 방법
KR100560386B1 (ko) * 2003-12-17 2006-03-13 한국전자통신연구원 무선 통신 시스템의 상향 링크에서 코히어런트 검출을위한 직교주파수 분할 다중 접속 방식의 송수신 장치 및그 방법
KR100643740B1 (ko) * 2004-04-09 2006-11-10 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서기지국 구분을 위한 파일럿 코드 패턴 송수신 장치 및 방법
KR100633483B1 (ko) * 2004-06-09 2006-10-16 한국전자통신연구원 셀룰러 시스템 수신기에서의 이레이져 검출 및 연판정복호 장치와 그 방법
WO2005125250A1 (en) * 2004-06-22 2005-12-29 Nortel Networks Limited Soft handoff in ofdma system

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100843340B1 (ko) * 2006-09-29 2008-07-03 한국전자통신연구원 무선통신 시스템의 ｇｃｌ 시퀀스 검출 장치 및 그 방법
US7830971B2 (en) 2006-09-29 2010-11-09 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus and method for detecting advanced GCL sequence in wireless communication system
KR100987128B1 (ko) * 2008-05-15 2010-10-11 포텍마이크로시스템(주) Ｏｆｄｍａ 시스템에서 간섭에 따른 다운 링크 부반송파전력할당 방법
KR101433847B1 (ko) * 2008-05-28 2014-09-23 삼성전자주식회사 광대역 무선통신시스템에서 버스트 스케줄링 장치 및 방법
KR101481548B1 (ko) * 2008-12-01 2015-01-13 엘지전자 주식회사 다양한 크기를 가지는 시간 영역 윈도우를 이용한 채널 추정 방법

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