KR100996535B1

KR100996535B1 - 다중입출력 안테나 직교주파수 분할 다중화 시스템의 셀간 간섭 완화를 위한 공간 공분산 행렬 추정 기법을 이용한 셀간 간섭 완화 방법 및 이를 이용한 셀간 간섭 완화 수신 장치

Info

Publication number: KR100996535B1
Application number: KR1020090040786A
Authority: KR
Inventors: 장준희; 한정수; 최형진
Original assignee: 성균관대학교산학협력단
Priority date: 2009-05-11
Filing date: 2009-05-11
Publication date: 2010-11-24
Also published as: US20120063529A1; WO2010131818A1; US8385488B2; KR20100121876A

Abstract

비동기 셀 간섭을 완화하기 위한 MIMO-OFDM 통신 시스템의 공간 공분산 행렬(SCM: Spatial Covariance Matrix) 추정 방법을 이용한 셀간 간섭 완화 방법 및 셀간 간섭 완화 수신 장치가 개시된다. 셀간 간섭 완화 방법은 수신된 OFDM 심볼의 RS(Reference Symbol) 신호를 추출하여 채널 추정하는 단계, RS 신호와 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 단계, 초기 SCM에 대하여 시간 영역 싱크 타입 웨이팅(sinc type weighting)을 적용하여 SCM을 추정하는 단계 및 채널 추정 결과와 추정된 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 단계를 포함하여 구성한다. 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 SCM 추정에 적용함으로써, 유효 반송파 구간과 보호 대역 구간 경계점에서의 급격한 신호변화에 따른 스펙트럴 리키지에 의한 SCM 추정의 오류를 줄일 수 있고, IFFT와 FFT를 이용한 주파수-시간-주파수 영역의 변환 대신 주파수 영역 신호에 대한 이동 평균 필터 형태의 간단한 설계가 가능해진다.

OFDM, 공간공분산행렬, SCM, 채널추정, 셀간간섭, ICIM

Description

다중입출력 안테나 직교주파수 분할 다중화 시스템의 셀간 간섭 완화를 위한 공간 공분산 행렬 추정 기법을 이용한 셀간 간섭 완화 방법 및 이를 이용한 셀간 간섭 완화 수신 장치{INTER-CELL INTERFERENCE MITIGATION METHOD USING SPATIAL COVARIANCE MATRIX ESTIMATION FOR MULTI INPUT AND MULTI OUTPUT ANTENNA OFDM SYSTEM, AND RECEIVING APPARATUS USING THE SAME}

본 발명은 다중입출력 안테나 직교주파수 분할 다중화 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 멀티 셀(multi-cell) 환경을 고려한 다중 입출력 안테나(MIMO) 직교주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 비동기 인접 셀간 간섭에 의한 수신 성능 열화를 극복하기 위한 셀간 간섭 완화 방법 및 셀간 간섭 완화 수신 장치에 관한 것이다.

3GPP LTE(Long-Term Evolution) 시스템이나 IEEE 802.16의 모바일 와이맥스(Mobile WiMax)와 같은 차세대 이동통신들은 공통적으로 다중 입출력 안테나(MIMO: Multiple Input Multiple Output Antenna) 기술과 직교 주파수 분할 다중화방식(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple Access)과 같은 통신기술들을 적용하고 있다.

대부분의 OFDM 방식에 있어서 문제가 되는 것은 셀간 주파수 재사용률(frequency reuse ratio)이 1로서 셀간 주파수 자원이 겹쳐지므로서 발생되는 셀간 간섭(ICI: Inter-Cell Interference)의 문제이다. 이러한 셀간 간섭은 기지국들간의 동기가 맞지 않는 비동기(asynchronous) 방식의 셀 구성에 있어서 더욱 큰 문제가 된다. 셀간 간섭을 회피하기 위한 방법으로는 부분적인 주파수 재사용(FFR: Fractional Frequency Reuse) 등의 기법들이 이용되기도 하며, 수신기 설계에 있어서도 셀간 간섭 완화(ICI mitigation)를 위한 여러 가지 기법들이 적용되기도 한다. 본 발명은 이러한 셀간 간섭 완화를 위한 수신기의 셀간 간섭 완화 방법 및 셀간 간섭 완화 방법이 적용된 수신기 설계에 관한 것이다.

이동성을 고려한 다중 경로 페이딩 채널 환경에서 수신신호는 채널의 다중 경로 지연에 의한 주파수 선택적 페이딩의 영향과 이동체 속도 증가에 따른 도플러 주파수에 상당한 영향을 받게 되는데, 특히 이동체 속도가 빠르게 증가하여 도플러 편이 현상이 심화되면 상관 시간(coherence time)의 감소로 인해 하나의 프레임내에서도 채널의 변화가 증가하게 된다. 따라서, 이러한 채널의 영향을 보상하기 위해서 수신 신호에 대한 정확한 채널 주파수 응답(CFR: Channel Frequency Response)의 추정이 필요하게 된다.

또한, 서로 다른 셀 반경 및 기지국간의 거리 차이 등의 현실적인 셀룰러 환경을 고려할 경우, 서로 다른 심볼 타이밍을 가진 단말기(UE: User Equipment) 들의 신호들이 중첩되어 수신되며, 수신기의 FFT 윈도우 구간 내에서 이러한 비동기된 간섭 신호가 중첩될 경우, 해당 간섭 신호는 주파수 신호 영역에서의 직교 성(orthogonality)을 파괴시키게 된다. 이러한 비동기 신호간의 셀간 간섭 및 잡음 신호들은 공간 공분산 행렬(SCM: Spatial Covariance Matrix)로서 추정된다.

기존의 SCM 추정 기법으로는 주파수 영역에서 추정된 초기(Instantaneous) SCM에 대하여 시간 영역으로 변환 후에 로우-패스 타입 웨이팅(low-pass type weighting)을 적용하는 LPS(Low Pass Smoothing) 기법이 대표적이며, 이는 관찰된 SCM의 시간 영역 특성에서 uncorrelated 성분에 존재하는 잡음을 제거하는 것으로 최대의 잡음 감쇄효과를 얻을 수 있다.

M개의 송신 안테나와 N개의 수신 안테나를 고려할 때, 인접 셀 간섭 환경에서는 M_ICI개의 인접 셀 간섭들이 중첩되어 수신되므로, 주파수 영역의 j번째 OFDM 심볼의 k번째 부반송파(sub-carrier)에 대하여 수신 신호는 하기 수학식 1과 같이 표현된다.

[수학식1]

여기서, 수신 신호 벡터 Y_k,j, 송신 신호 벡터 X_k,j, 송신 신호에 대한 채널 계수 행렬(channel coefficient matrix) H_k,j, 비동기 인접 셀 간섭 신호 벡터 U_k,j, 비동기 인접 셀 간섭 신호 벡터에 대한 채널 계수 행렬 G_k,j 그리고 평균이 0이고 분산(

) 인 잡음 벡터 W_k,j 는 송수신 안테나를 고려하여 하기 수학식 2와 같이 표현된다. 또한, 수학식 1에서 I_k,j는 비동기 인접 셀간 간섭과 잡음의 합으로 표현될 수 있다.

[수학식 2]

기존의 SCM 추정방식과 같이 수신 신호에 대한 CFR(즉, 채널 계수 행렬)을 이상적으로 완벽하게 추정 가능하다고 가정하면, 비동기 인접 셀간 간섭을 제거 및 완화하기 위한 SCM 추정은 프리앰블(preamble) 또는 트레이닝 시퀀스(training sequence)가 할당된 OFDM 심볼을 이용하여 하기 수학식 3과 같이 초기 SCM을 계산할 수 있고, 일반적으로 비동기 인접 셀간 간섭과 잡음의 합인 I_k,j에 대하여 하기 수학식 4와 같이 j번째 OFDM 심볼의 k번째 부반송파에 대한 SCM을 P개의 수신 OFDM 심볼에 대하여 평균하여 구한다.

[수학식 3]

[수학식 4]

(여기에서, P는 트레이닝 시퀀스의 심볼 개수)

이동성을 고려한 다중 경로 채널의 경우에는, 상기 수학식 4와 같이 평균을 적용하는 과정에서 매 OFDM 심볼에 대하여 변화하는 SCM의 특성을 상실하게 되므로, 매 순간 변화하는 인접 셀 간섭에 대한 제거 및 완화 성능이 열화된다. 종래의 LPS(Low-Pass Smoothing) 기법은 이러한 영향을 보완하기 위한 방법으로 상기 수학식 4와 같이 평균을 취하는 대신에 초기 SCM에 대하여 잡음의 감쇄 효과를 얻기 위해 시간 영역 로우-패스 타입 웨이팅(low-pass type weighting)을 적용하는 기법이다.

이하에서는, 상기 LPS 기반의 SCM 추정 방법 및 LPS 기반의 SCM 추정 방법이 적용된 종래의 셀간 간섭 완화 수신 장치의 구조를 설명한다.

도 1은 종래 기술에 따른 MIMO-OFDM 셀간 간섭 완화 수신 장치의 구성을 설명하기 위한 블록도이다.

도 1에 예시된 MIMO-OFDM 수신기는 상술된 LPS(Low-pass Smoothing) 기반의 SCM 추정 알고리즘이 적용된 수신기 구조를 예시한 것이다.

N개의 수신부(110)에서는 시간 영역의 신호에서 사이클릭 프리픽스(CP: Cyclic Prefix)를 제거한 후에 FFT(Fast Fourier Transform)를 거친 주파수 영역의 수신 신호에 대하여 RS 신호 추출부(111)에서 안테나 별로 할당된 프리앰블 또는 트레이닝 시퀀스를 분리하여 SCM 추정부(120)로 제공하며, SCM 추정부(120)는 도 1에서는 미도시된 채널 추정부로부터 추정된 H_k,j를 입력받아서 상술된 수학식 3과 같이 초기 SCM(

)을 계산한다. 보다 자세하게는 SCM 추정부(120)에 포함된 초기 SCM 추정부(121)에서 초기 SCM을 계산하는 것으로 도 1에서는 도시되어 있다.

이때 초기 SCM에 대하여 하기 수학식 5와 같이 주파수와 시간영역의 변환 관계에 있을 때 잡음 감쇄 효과를 위하여 수학식 6과 같은 웨이팅 벡터(weighting vector) d_i를 적용할 수 있다. 즉, 수학식 4와 같이 평균을 취하는 대신에 초기 SCM에 대하여 잡음의 감쇄 효과를 얻기 위해 시간 영역 로우-패스 형태 웨이팅을 적용하는 것이 수학식 6으로서 표현된다.

[수학식 5]

(여기에서, N은 안테나의 수, K는 부반송파의 수)

[수학식 6]

즉, 기존 LPS 기법은 하기 수학식 7과 같이 초기 SCM에 대하여 시간과 주파수 영역의 변환과 채널의 시간 영역 상관 특성만을 고려하여 추정된 SCM에서 채널의 최대 지연 시간 이외에 존재하는 uncorrelated 성분을 제거함으로써 주파수 영역 유효 부반송파에 대한 SCM 추정시 잡음 감쇄효과를 얻을 수 있도록 고려되었다.

[수학식 7]

(여기서, L은 로우-패스 형태 웨이팅 탭(tap)을 의미하며, 초기 SCM의 시간 영역 성분에 대한 유효 성분 검출을 위해 설정된 것이며, 채널의 다중 경로 지연의 영향으로 인한 시간 영역 상관 특성이 최대 지연 시간(

)를 넘지 않는다는 점을 고려하여

와 같이 정의됨.)

그러나, 상기 수학식 7과 같이 초기 SCM 의 각각의 원소에 대하여 독립적으로 LPS 방식을 적용하게 되면, SCM의 Hermitian과 positive definite 특성이 파괴되기 때문에 간섭 완화 성능의 열화를 가져온다. 이러한 성능의 열화를 방지하기 위하여 LPS 기법을 적용하기 이전에 초기 SCM에 대한 decomposition 과정이 필요하며, 기존의 참고 문헌 및 발명 등에서는 이러한 decomposition 방식의 연구에 중점을 두어왔다.

이러한 LPS 기법을 적용하기 이전의 decomposition 기법들로는 variance-correlation decomposition, spectral decomposition(SVD: Singular Value Decomposition) 및 Cholesky decomposition 등의 기법이 존재한다.

이들 중에서, 특히, 추정된 SCM의 Hermitian과 positive definite 특성을 유지시킬 수 있는 Choloesky decomposition에 대한 기법에 대한 연구가 진행되었다.

예컨대, 하기 수학식 8은 2Tx-2Rx MIMO 시스템의 초기 SCM(

)에 대하여 Cholesky Decomposition의 예를 나타내며, Cholesky decomposition된 U 행렬(square-root of matrix

)에 대하여 각 원소별 LPS 기법의 적용 후,

의 Cholesky Reconstruction을 통한 SCM의 재생성 과정이 필요하다.

[수학식 8]

도 1을 다시 참조하면, SCM 추정부(120)를 구성하는 LPS 기반 SCM 추정부(122)는 초기 SCM 추정부(121)에서 넘겨받은 초기 SCM에 대하여 상기 수학식 8에 따른 Cholesky decomposition을 수행하는 Cholesky decompostion부(122-1), Cholesky decomposition된 U 행렬에 대하여 각 원소별 LPS 기법을 적용하는 LPS 수행부(122-2) 및 LPS 기법의 적용이후 Cholesky reconstruction을 수행하는 Cholesky reconstruction부(122-3)로 구성됨이 예시되어 있다.

또한, 최종적으로 SCM 추정부(120)로부터 추정된 SCM은 데이터 심볼 복조부(130)로 입력되어 채널 추정 결과와 함께 이용되어 셀간 간섭 완화가 수행된 데이터 심볼의 복조가 이루어지도록 구성된다.

한편, OFDM 통신 시스템에서는 공통적으로 인접 채널과의 간섭을 줄이기 위한 목적으로 정보의 전송이 이루어지지 않는 보호 대역(GB: Guard Band)을 영(zero)의 값으로 높은 주파수 대역과 낮은 주파수 대역의 부반송파에 각각 할당 한다.

이러한 보호 대역의 설정으로 인해서 유효 부반송파 구간 이내의 초기 SCM 추정만이 가능하므로, 이때 상기 수학식 4는 하기 수학식 9와 수학식 10과 같이 다시 표현될 수 있다.

[수학식 9]

[수학식 10]

여기서, K_u는 유효 부반송파의 수를 의미하고, B_k는 이상적인 대역 통과 함수(band pass function)를 의미한다. 이때, b_i는 B_k의 K-포인트 IFFT의 결과로서 하기 수학식 11로 표현되는 스펙트럴 리키지(spectral leakage)를 유발하게 된다. 즉, 유효 부반송파 구간과 보호 대역 구간의 경계점에서 신호의 급격한 변화는 시간 영역 SCM의 스펙트럴 리키지를 야기하게 된다.

[수학식 11]

도 2는 보호 대역의 존재로 인한 시간 영역 SCM의 스펙트럴 리키지 현상을 설명하기 위한 개념도이다.

이러한 스펙트럴 리키지로 인하여 채널의 최대 지연 시간 이상의 영역 즉 시간 영역 전체 샘플에서 스펙트럴 리키지 성분들(210)이 나타나게 된다(도 2의 (a) 참조)

특히 M-ary QAM(Quadrature Amplitude Modulation)과 같은 고차(high-order) 변조 방식이 적용될 경우에는, 스펙트럴 리키지 현상(220)이 더 심화됨으로(도 2의 (b) 참조)), 기존의 LPS 기법으로는 심각한 SCM 추정의 오류가 발생된다.

상술된 바와 같이, MIMO-OFDM 통신 시스템에서 셀간 간섭 완화를 위한 SCM 추정 방법으로 이용되는 LPS 기법의 경우에는 상기 Cholesky decomposition과 같은 복잡한 decomposition과 reconstruction 과정이 요구될 뿐만 아니라, 유효 반송파 구간과 보호 대역 구간 경계점에서의 급격한 신호 변화에 의한 스펙트럴 리키지를 감안하지 않았기 때문에 SCM 추정의 오류가 발생된다는 문제점이 있다.

상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은, MIMO-OFDM 통신시스템에 있어서 유효 부반송파 구간과 보호 대역 구간의 경계점에서의 급격한 신호변화에 의한 스펙트럴 리키지 문제를 감안하고, 종래 LPS 기법의 적용시에 요구되는 복잡한 decomposition 기법이 필요하지 않은 SCM 추정 기법을 이용한 셀간 간섭 완화 방법을 제공하는데 있다.

상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 목적은, MIMO-OFDM 통신시스템에 있어서 유효 부반송파 구간과 보호 대역 구간의 경계점에서의 급격한 신호변화에 의한 스펙트럴 리키지 문제를 감안하고, 종래 LPS 기법의 적용시에 요구되는 복잡한 decomposition 기법이 필요하지 않은 SCM 추정 기법을 이용한 셀간 간섭 완화 방법이 적용된 수신 장치를 제공하는데 있다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 형태는 수신된 OFDM 심볼의 RS(Reference Symbol) 신호를 추출하여 채널 추정하는 단계, 상기 RS 신호와 상기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 단계, 상기 초기 SCM에 대하여 시간 영역 싱크 타입 웨이팅(sinc type weighting)을 적용하여 SCM을 추정하는 단계 및 상기 채널 추정 결과와 상기 추정된 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 단계를 포함한 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법을 제공한다.

여기에서, 상기 초기 SCM을 추정하는 단계는 하기 수학식(a)에 의해서 이루어지도록 구성될 수 있다.

[수학식(a)]

(여기에서, 상기 H_k _,j는 채널 추정 결과, 상기 X_k _,j는 송신신호, 상기 Y_k _,j는 수신신호-상기 RS 신호-이며, 상기 S_RS는 RS신호가 존재하는 부반송파 인덱스의 집합, k는 부반송파 인덱스, j는 OFDM 심볼의 인덱스임)

이때, 상기 SCM을 추정하는 단계에서, 상기 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것은 하기 수학식(b)에 의하여 이루어지도록 구성될 수 있다.

[수학식(b)]

(여기에서, 상기 싱크 타입 웨이팅은 상기 첫 번째 수학식에서 표현된 IFFT를 이용하여 주파수-시간 영역 변환이후에 싱크 타입 웨이팅을 적용하고 다시 FFT를 이용하여 시간-주파수 영역을 변환하는 것에 의해 이루어지는 것 또는, 상기 두 번째 및 세 번째 수학식에서 표현된 이동 평균 필터(

)를 이용하여 주파수 영역에서 직접 이루어지는 것임)

(여기에서, K는 부반송파의 전체 개수,

은 다중 경로 채널의 최대 지연 시간이고,

이고,

이고, N은 안테나의 수이며, V는 싱크 타입 웨이팅이 적용되는 싱크 함수의 형태를 결정짓는 상수)

이때, 상기 SCM을 추정하는 단계는 상기 수학식(b)의 적용 이전에 상기 수학식(a)에 의하여 추정된 초기 SCM을 하기 수학식(c)에 의하여 주파수축 및 시간축 상에서 인터폴레이션하여 전체 부반송파에 대한 초기 SCM을 추정하고 하기 수학식 (d)에 의하여 시간 영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하도록 구성될 수 있다.

[수학식(c)]

[수학식(d)]

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 형태는, 비동기 셀 간섭을 완화하기위한 MIMO-OFDM 통신 시스템의 SCM 추정 방법을 이용한 셀간 간섭 제거 방법에 있어서, 수신된 OFDM 심볼의 RS 신호를 추출하여 초기 채널 추정하는 단계, 상기 RS 신호와 상기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 단계, 상기 초기 채널 추정 결과와 상기 초기 SCM을 이용하여 상기 수신된 OFDM 심볼의 데이터 심볼을 복조하여 송신신호를 재생성하는 단계, 상기 재생성된 송신 신호를 이용하여 초기 채널 추정 결과를 수정하는 단계, 데이터 부반송파에 대하여 상기 수정된 채널 추정 결과에 DFT 기반의 채널 추정 기법을 적용하여 최종 채널 추정 결과를 추정하는 단계, 상기 최종 채널 추정 결과와 상기 재생성된 송신 신호를 이용하여 초기 SCM을 수정하는 단계, 데이터 부반송파에 대하여 상기 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하는 단계 및 상기 최종 채널 추중 결과와 상기 최종 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 단계를 포함하는 셀간 간섭 완화 방법을 제공한다.

여기에서, 상기 초기 SCM을 추정하는 단계는 하기 수학식(e)에 의하여 초기 SCM을 추정하도록 구성될 수 있다.

[수학식(e)]

(여기에서, 상기

는 상기 초기 채널 추정하는 단계의 초기 채널 추정 결과, 상기 X_k _,j는 송신신호, 상기 Y_k _,j는 수신신호-상기 RS 신호-이며, 상기 S_RS는 RS신호가 존재하는 부반송파 인덱스의 집합, k는 부반송파 인덱스, j는 OFDM 심볼의 인덱스임)

이때, 상기 송신신호를 재생성하는 단계는 상기 초기 채널 추정 결과와 상기 초기 SCM을 이용하여 하기 수학식(f)와 같이 데이터 심볼에 대한 ML(Maximum Likelihood) 디시젼(decision)을 수행하여 송신 신호를 검출(detection)하거나, 하기 수학식(g)과 같이 계산된 LLR(Log-Likelihood Ratio)를 이용하는 터보 디코딩 이후에 임시의 송신 신호(

)를 재생성하도록 구성될 수 있다.

[수학식(f)]

[수학식(g)]

이때, 상기 초기 채널 추정 결과를 수정하는 단계는 상기 송신신호를 재성성하는 단계에서 결정된 임시의 데이터 심볼

을 이용하여 초기 추정된 채널 추정값(

)을 하기 수학식(h)와 같이 수정하도록 구성될 수 있다.

[수학식(h)]

이때, 상기 최종 채널 추정 결과를 추정하는 단계는 상기 초기 채널 추정 결과를 수정하는 단계에서 수정된 채널 값(

)에 대하여, RS 신호가 실려있지 않은 데이터 부반송파에 대한 DFT기반의 채널 추정 기법을 적용하여 최종 채널 추정 결과(

)를 추정하도록 구성될 수 있다.

이때, 상기 초기 SCM을 수정하는 단계는 상기 최종 채널 추정 결과를 추정하는 단계에서 얻어진 최종 채널 추정 결과(

)와 임시의 데이터 심볼(

)을 이용하여 상기 초기 SCM을 추정하는 단계에서 초기 추정된 SCM 값을 하기 수학식(i)와 같이 수정하도록 구성될 수 있다.

[수학식(i)]

이때, 상기 최종 SCM을 추정하는 단계는, RS 신호가 실려있지 않은 데이터 부반송파에 대하여 상기 초기 SCM을 수정하는 단계에서 얻어진 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하도록 구성될 수 있다.

이때, 상기 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것은 하기 수학식(j)에 의하여 이루어지도록 구성될 수 있다.

[수학식(j)]

)를 이용하여 주파수 영역에서 직접 이루어지는 것임)

(여기에서, K는 부반송파의 전체 개수,

은 다중 경로 채널의 최대 지연 시간이고,

이고,

상기 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 형태는, 수신된 OFDM 심볼의 RS(Reference Symbol) 신호를 추출하는 RS 신호 추출부, 상기 RS 신호를 이용하여 채널 추정하여 채널 추정 결과를 출력하는 채널 추정부, 상기 RS 신호 추출부가 출력한 RS 신호와 상기 채널 추정부가 출력한 상기 채널 추정 결과를 이용하여 SCM을 추정하는 SCM 추정부 및 상기 채널 추정부의 채널 추정 결과와 상기 SCM 추정부의 추정된 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 데이터 심볼 복조부를 포함하여 구성되고, 상기 SCM 추정부는 상기 RS 신호와 상기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 초기 SCM 추정부 및 초기 SCM에 대하여 시간 영역 웨이팅을 적용하여 SCM을 추정하는 싱크 타입 웨이팅 적용부로 구성되는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치를 제공한다.

여기에서, 상기 초기 SCM 추정부는 하기 수학식(k)에 의하여 초기 SCM을 추정하도록 구성될 수 있다.

[수학식(k)]

이때, 상기 싱크 타입 웨이팅 적용부는, 상기 초기 SCM 추정부로부터 출력된 초기 SCM에 대하여 하기 수학식(l)에 따른 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하도록 구성될 수 있다.

[수학식(l)]

)를 이용하여 주파수 영역에서 직접 이루어지는 것임)

(여기에서, K는 부반송파의 전체 개수,

은 다중 경로 채널의 최대 지연 시간이고,

이고,

이때, 상기 싱크 타입 웨이팅 적용부는 상기 수학식(l)의 적용 이전에 초기 SCM 추정부로부터 추정되어 입력된 초기 SCM을 하기 수학식(m)에 의하여 주파수축 및 시간축 상에서 인터폴레이션하여 전체 부반송파에 대한 초기 SCM을 추정하고 하기 수학식(n)에 의하여 시간 영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하도록 구성될 수 있다.

[수학식(m)]

[수학식(n)]

상기 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 형태는, 수신된 OFDM 심볼 의 RS(Reference Symbol) 신호를 추출하는 RS 신호 추출부, 제 1 단계에서 상기 RS 신호를 이용하여 채널 추정하여 초기 채널 추정 결과를 출력하고, 제 2 단계에서 상기 RS 신호가 실려져 있지 않는 데이터 부반송파의 임시로 복조된 데이터 심볼과 상기 초기 채널 추정 결과를 이용하여 상기 초기 채널 추정 결과를 수정하여 최종 채널 추정 결과를 출력하는 채널 추정부, 제 1 단계에서 상기 RS 신호 추출부가 출력한 RS 신호와 상기 채널 추정부가 출력한 상기 초기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하여 출력하고, 제 2 단계에서 상기 채널 추정부가 출력한 상기 최종 채널 추정 결과와 상기 RS 신호가 실려져 있지 않는 데이터 부반송파의 임시로 복조된 데이터 심볼을 이용하여 상기 초기 SCM을 수정하고, 상기 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하는 SCM 추정부 및 제 1 단계에서, 상기 채널 추정부의 초기 채널 추정 결과와 상기 SCM 추정부의 초기 SCM을 이용하여 데이터 심볼을 임시로 복조하여 상기 채널 추정부와 상기 SCM 추정부에 제공하고, 제 2 단계에서 상기 채널 추정부의 최종 채널 추정 결과와 상기 SCM 추정부의 최종 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 데이터 심볼 복조부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치를 제공한다.

여기에서, 상기 SCM 추정부는 제 1단계에서 상기 RS 신호와 상기 초기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 초기 SCM 추정부 및 제 2 단계에서 상기 채널 추정부가 출력한 상기 최종 채널 추정 결과와 상기 RS 신호가 실려져 있지 않는 데이터 부반송파의 임시로 복조된 데이터 심볼을 이용하여 상기 초기 SCM을 수정하고, 상기 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하는 싱크 타입 웨이팅 적용부로 구성될 수 있다.

이때, 상기 초기 SCM 추정부는 하기 수학식(o)에 의하여 초기 SCM을 추정하도록 구성될 수 있다.

[수학식(o)]

(여기에서, 상기

이때, 상기 데이터 심볼 복조부는 상기 초기 채널 추정 결과와 상기 초기 SCM을 이용하여 하기 수학식(p)와 같이 데이터 심볼에 대한 ML(Maximum Likelihood) 디시젼(decision)을 수행하여 송신 신호를 검출(detection)하거나, 하기 수학식(q)과 같이 계산된 LLR(Log-Likelihood Ratio)를 이용하는 터보 디코딩 이후에 임시의 송신 신호(

)를 재생성하여 상기 채널 추정부와 상기 SCM 추정부에 제공하도록 구성될 수 있다.

[수학식(p)]

[수학식(q)]

이때, 상기 채널 추정부는 상기 데이터 심볼 복조부에서 제공된 임시의 데이터 심볼

을 이용하여 초기 추정된 채널 추정값(

)을 하기 수학식(r)과 같이 수정하도록 구성될 수 있다.

[수학식(r)]

이때, 상기 채널 추정부는 상기 수정된 채널 추정값(

)를 추정하도록 구성될 수 있다.

이때, 상기 싱크 타입 웨이팅 적용부는 상기 채널 추정부에서 얻어진 최종 채널 추정 결과(

)와 상기 데이터 심볼 복조부에서 얻어진 임시의 데이터 심 볼(

)을 이용하여 초기 추정된 SCM 값을 하기 수학식(s)와 같이 수정하도록 구성될 수 있다.

[수학식(s)]

이때, 상기 싱크 타입 웨이팅 적용부는, RS 신호가 실려있지 않은 데이터 부반송파에 대하여 상기 수학식(s)와 같이 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하도록 구성될 수 있다.

이때, 상기 싱크 타입 웨이팅 적용부에서, 상기 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것은 하기 수학식(t)에 의하여 이루어지도록 구성될 수 있다.

[수학식(t)]

)를 이용하여 주파수 영역에서 직접 이루어지는 것임)

(여기에서, K는 부반송파의 전체 개수,

은 다중 경로 채널의 최대 지연 시간이고,

이고,

상기와 같은 본 발명에 따른 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 이용한 공간 공분산 행렬 추정 방법을 적용하여 셀간 간섭 완화 방법 및 셀간 간섭 완화 수신 장치를 구성할 경우에는, 종래 LPS 기법 등의 경우에 요구되는 Cholesky decomposition과 같은 복잡한 decomposition과 reconstruction 과정이 필요하지 않을뿐만 아니라, 유효 반송파 구간과 보호 대역 구간 경계점에서의 급격한 신호변화에 의한 스펙트럴 리키지에 의한 SCM 추정의 오류를 줄일 수 있다.

또한, 본 발명에 따른 공간 공분산 행렬 추정 방법의 경우에는, 종래 LPS 기법과는 달리 IFFT를 이용하여 주파수-시간 영역 변환 이후에 싱크 타입 웨이팅을 적용하고 다시 FFT를 이용하여 시간-주파수 영역을 변환하는 것 대신에, 이동 평균 필터(moving average filter)를 이용하여 주파수 영역 신호에 대한 직접적인 SCM 추정을 가능하게 하여 수신 장치의 설계를 단순화하는 효과를 가져올 수 있다.

본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다.

그러나 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.

제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.

본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르 게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.

다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가진 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 본 발명을 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

본 발명에 따른 SCM 추정 방법

본 발명에서는 보호 대역의 존재로 인한 시간 영역의 전체 샘플에 나타나는 스펙트럴 리키지를 고려함과 동시에 효과적인 잡음 감쇄를 얻기 위해 시간 영역 싱크 형태 웨이팅(sinc type weighting)을 고려한다.

이는, SCM의 스펙트럴 리키지 현상이 상술된 수학식 11과 같이 싱크 함수와 연관이 있다는 점에 기반을 두며 하기 수학식 12와 같이 표현 가능하며, 다중 경로 채널의 최대 지연 시간(

)을 고려하여 V 값의 선택을 통한 싱크 함수의 형태 결정이 가능하다.

[수학식 12]

또한, 상기 수학식 12의 두 번째 수학식과 세 번째 수학식에서 표현된 것과 같이 본 발명의 개선된 SCM 추정 방법은 주파수 영역에서 V 탭을 가지는 이동 평균 필터(moving average filter)의 형태로도 설계가 가능하기 때문에 현실적인 OFDMA 시스템을 고려할 경우, 주파수와 시간의 변환를 위한 추가적인 IFFT 및 FFT 구성을 생략하고, SCM의 Hermitian과 Positive Definite 특성을 유지하기 위해 Cholesky decomposition이 필요한 기존 SCM 추정 알고리즘보다 낮은 복잡도를 가지면서도 안 정적인 성능을 얻을 수 있게 된다.

도 3은 본 발명에 따른 SCM 추정 방법에서 적용되는 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 설명하기 위한 개념도이다.

도 3을 참조하면, 상기 수학식 12에서의 V값에 따른 싱크 타입 웨이팅을 위한 싱크 함수의 형태가 예시되어 있다.

시간 영역 싱크 타입 웨이팅은 V에 따라 잡음 감쇄 효과와 SCM leakage loss의 트레이드-오프(trade-off) 관계에 있기 때문에 스펙트럴 리키지의 양을 최소화하면서 효율적인 잡음 감쇄 효과를 얻을 수 있도록, 상기 도 3에서 보여지는 것과 같이 V값을 조절하는 것에 의해서 최적 형태의 싱크 함수가 결정될 수 있다.

일반적으로 LPS의 L이 보호 구간의 길이로 설정되는 것을 고려하면, 3GPP LTE 시스템의 경우 L=80이며, 이하에서는 동일한 leakage loss를 가지는 V=5를 기준으로 제안하는 싱크 타입 웨이팅 기법의 성능 평가를 수행하도록 한다.

도 4는 기존 LPS 기반의 SCM 추정 방법과 본 발명에 따른 SCM 추정 방법의 Normalized MSE(Mean Squared Error) 성능을 비교한 그래프이다.

도 4에서는, 송신 신호와 송신 신호에 대한 채널 정보는 이상적으로 알 수 있다고 가정(ideal channel estimation)하였으며, 잡음의 영향은 배제하였다(no AWGN).

도 4에서 확인 가능하듯이 기존 LPS 기법의 경우에는 L이 감소할수록(410), 또한 본 발명의 SCM 추정 방법에서는 V가 증가할수록(420) 시간 영역 전체 샘플에 존재하는 스펙트럴 리키지를 고려하지 못하여 리키지 로스(leakage loss)의 양이 증가함에 따라 MSE 성능이 열화되게 된다.

그러나, 본 발명에 따른 SCM 추정기법이 기존의 LPS 기법에 비하여 우수한 성능을 유지함을 확인 가능하다.

본 발명에 따른 SCM 추정 방법의 3GPP LTE MIMO-OFDM 시스템 적용 예

이하에서는, 상술된 본 발명에 따른 SCM 추정 방법과 셀간 간섭 완화 방법 및 셀간 간섭 완화 수신 장치의 자세한 구성을 설명하기에 앞서, 본 발명에 따른 SCM 추정 방법이 적용될 수 있는 3GPP LTE MIMO-OFDM 시스템에 대한 개괄적인 설명을 하기로 한다.

본 발명은 프리앰블 또는 트레이닝 시퀀스가 할당되어 있지 않은 3GPP LTE OFDMA 시스템에 종래 LPS 기법보다 더 적합하므로 이하의 실시예 설명에서는 3GPP LTE MIMO-OFDMA 시스템을 기준으로 설명되나, 본 발명의 SCM 추정 방법과 셀간 간섭 완화 방법 및 수신 장치가 반드시 3GPP LTE 시스템에 한정적으로 적용되는 것은 아님에 유의하여야 한다.

도 5는 3GPP LTE MIMO-OFDM 통신 시스템의 FDD(Frequency Division Duplex) 모드의 프레임(frame) 구조를 도시한 프레임 구조도이다.

도 5를 참조하면, 10ms의 프레임(500)은 10개의 서브 프레임(sub frame; 510)으로 구성되며, 각각의 서브 프레임은 2개의 슬롯(511)을 포함하여 구성된다. 도 5에서 표시된 T_S는 하기 수학식 13과 같이 표현된다.

[수학식 13]

도 6은 3GPP LTE MIMO-OFDMA 통신 시스템의 RS(Reference Symbol) 할당 예를 나타내는 개념도이다.

도 6은 3GPP LTE TS36.211 문서에서 규정하고 있는 하향(downlink) 프레임 구조를 축약한 것으로, 도 6의 (a)는 하나의 안테나를 사용하여 송신될 경우의 RS 신호 할당 예를 도시한 것이고, 도 6의 (b)는 두 개의 안테나를 사용하여 송신될 경우의 RS 신호 할당예를 각각 도시한 것이다.

도 6의 (a)를 참조하면, 하나의 서브 프레임을 단위로 하여 RS(612)는 주파수축과 시간축으로 2차원적으로 배열되어 전송됨을 알 수 있다.

또한, 도 6의 (b)를 참조하면, 주파수 영역에서 staggered된 형태로 6개의 부반송파 단위로 각각의 송신 안테나에 따라서 서로 다른 부반송파에 할당되며 각 슬롯의 첫번째 OFDM 심볼과 각 슬롯의 마지막에서 세번째 OFDM 심볼에 위치한다.

특히, 다수의 송신 안테나를 고려할 경우에는 시간 축에서는 동일한 OFDM 심볼에 위치하나 주파수 축에서는 겹치지 않게 교차해서 배치되도록 null 심볼이 할당되는 것이 특징(안테나1의 RS가 전송되는 위치에서는 안테나2에서는 null 심볼을 할당하는 방식)이다. RS와 null 심볼이 할당된 후 나머지 모든 가용 부반송파들은 데이터용 부반송파로 이용될 수 있다.

앞서 기술된 SCM 추정 기법은 프리앰블 또는 트레이닝 시퀀스를 가정하여 분석되었으나, 3GPP LTE MIMO-OFDMA 시스템에서는 모든 유효 부반송파 범위 내에서 상술된 수학식 3과 같은 초기 SCM 추정이 불가능하며, RS 부반송파 위치에서만 하기 수학식 14와 같이 초기 SCM의 계산이 가능하다.

[수학식 14]

3GPP LTE MIMO-OFDMA 시스템의 경우, 수신기에서 송신 신호에 대한 다중 경로 채널의 정보를 완벽하게 알고 있다는 것과 수신 신호로부터의 간섭과 잡음의 성분인 I_k,j를 완벽하게 분리가능하다는 가정하에서도 상기 수학식 14와 같은 초기 SCM의 시간 영역 특성에 의한 에일리어싱(aliasing) 효과가 발생하여 SCM 추정 성능의 열화를 가져오게 된다.

도 7은 3GPP LTE 시스템에서 초기 SCM의 에일리어싱(aliasing) 영향을 나타낸 그래프이다.

도 7을 참조하면, 모든 유효 부반송파에서 초기 SCM을 구할 수 있음을 가정한 경우(710)와 RS가 존재하는 부반송파에서만 초기 SCM을 구할 수 있는 경우(720) 를 비교하여, 에일리어싱의 영향을 도시한 것이다. 에일리어싱에 의해서 발생되는 이러한 양 경우(710, 720)의 차이는 앞서 언급된 바와 같이 SCM 추정 성능의 열화를 의미한다.

따라서 하기 수학식 15와 같이 주파수축 또는 시간축 상의 인터폴레이션(interpolation) 기법을 적용함으로써 SCM 추정시 발생되는 에일리어싱 영향을 제거하여야 한다. 하기 수학식 15는 RS 신호가 존재하는 부반송파에 대한 초기 SCM 값을 이용하여 주파수축 인터폴레이션을 수행한 이후에, 시간축 인터폴레이션을 순차적으로 수행하여 2차원 인터폴레이션을 수행함을 표현한 것이다.

[수학식 15]

이상의 수학식 7, 수학식 12 및 수학식 15를 고려하면, 3GPP LTE MIMO-OFDMA 시스템에서 기존의 SCM 추정 기법과 본 발명에 따른 SCM 추정 기법은 하기 수학식 16과 같이 정리될 수 있다.

[수학식 16]

도 8은 3GPP LTE MIMO-OFDMA 시스템에서 종래의 LPS 기반 추정 방법과 본 발명에 따른 SCM 추정 방법의 normalized MSE 성능을 비교한 그래프이다.

도 8을 참조하면, 도 4에서와 마찬가지로 송신신호에 대한 채널 정보는 이상적으로 알 수 있다고 가정하였으며, 잡음의 영향은 배제하였다. 도 8에서 보는 것처럼 에일리어싱 영향으로 인한 SCM 추정 기법의 성능 열화, 보간 기법을 적용함으로써 에일리어싱 효과의 제거로 인한 MSE 성능이 향상, 아울러 제안하는 기법이 기존의 SCM 추정 기법보다 전체 시간 샘플에 나타나는 스펙트럴 리키지를 고려함으로써 우수한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다.

하지만, 주파수 영역에서의 2D 라그랑쥬(Lagrange) 보간 기법의 경우 SCM 추정에 있어 정확성이 결여되어 오히려 보간 오류를 야기함으로 프리앰블 또는 트레이닝 시퀀스를 사용할 경우보다 MSE 성능이 떨어짐을 확인 할 수 있다.

도 9는 3GPP LTE MIMO-OFDMA 시스템에서 수신 신호에 대한 CFR을 이상적으로 알고 있다고 가정할 경우, 본 발명에서 제안하는 SCM 추정 방법에 대한 BLER(Block Error Rate) 성능을 나타낸 그래프이다.

본 발명에서 제시하는 알고리즘의 성능 검증을 위한 모의 실험은 3GPP LTE MIMO-OFDMA 표준 규격을 기반으로 랜덤하게 변화하는 다중 경로 페이딩 채널 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 BLER 성능 수치를 기록함으로 수행되었다.

특히, 16QAM 변조 기법을 이용하고 각각 Cost 207 TU(Typical Urban) 및 ITU Vehicular A 채널 환경하에서 다양한 이동체 속도를 고려하였으며, 실험에 적용된 각각의 파라미터는 도 9에 포함하여 표시되어 있다.

성능평가를 위해서 coded rate 1/3, 내외부 인터리버는 각각 mother 인터리버와 1st 블록 인터리버로 구성된 터보 코드를 사용하였으며, 8번의 iteration 과정을 수행하는 MAP(Maximum A Posteriori) 터보 디코더를 적용하였다.

도 9에서 간섭 신호의 전력 변화에 따라서 SCM 추정 성능을 비교 분석한 결과 기존의 LPS 기반의 SCM 추정 기법이 잡음 감쇄 효과로 인해 잡음 감쇄 기법이 적용되지 않는 기존의 2D 인터폴레이션 기법보다 다소 우수한 성능을 보이지만, SCM leakage의 현상을 반영하지 못함으로 성능 향상의 한계를 나타낸다.

이에 반해, 본 발명에서 제안하는 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 방식은 V=5로 기존의 LPS 기법과 동일한 leakage loss를 가지도록 설계됨에도 불구하고 뛰어난 잡음 감쇄 효과로 인하여 기존의 방식에 비하여 BLER=10^-3에서 약 2dB이상의 성 능 향상을 나타낸다.

이하에서는, 상술된 본 발명에 따른 SCM 추정 방법이 적용된 셀간 간섭 완화 방법 및 셀간 간섭 완화 수신 장치의 두 가지 실시예를 설명하기로 한다.

첫번째 실시예는 종래의 채널 추정기법과 본 발명에 따른 SCM 추정 기법을 결합시킨 셀간 간섭 완화 방법 및 셀간 간섭 완화 수신 장치의 실시예에 해당되며, 두번째 실시예는 실제 채널 추정의 오류를 감안하여 보다 효과적인 SCM 추정을 통해서 간섭 및 잡음 감쇄 효과를 최대화하기 위한 반복(iterative) 방식의 셀간 간섭 완화 방법 및 셀간 간섭 완화 수신 장치의 실시예에 해당된다.

본 발명에 따른 셀간 간섭 완화 방법 및 수신 장치 - 실시예 1

도 10은 본 발명에 따른 SCM 추정 방법이 적용된 셀간 간섭 완화 방법을 설명하기 위한 순서도이다.

도 10을 참조하면, 본 발명에 따른 셀간 간섭 완화 방법은 비동기 셀 간섭을 완화하기위한 MIMO-OFDM 통신 시스템의 SCM 추정 기법을 이용한 셀간 간섭 완화 방법으로서, 수신된 OFDM 심볼의 RS(Reference Symbol) 신호를 추출하여 채널 추정하는 단계(S1010), 상기 OFDM 심볼의 RS 신호과 상기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 단계(S1020), 상기 초기 SCM에 대하여 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 SCM을 추정하는 단계(S1030) 및 상기 채널 추정 결과와 상기 추정된 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 단계(S1040)를 포함하여 구성될 수 있다.

먼저, 채널 추정하는 단계(S1010)는 종래의 CFR 추정 기법, 예컨대 비교적 높지 않은 복잡도를 가지면서 채널 추정의 정확도를 높여 안정적인 시스템 성능을 유지할 수 있는 DFT 기반의 채널 추정 기법 등을 이용하여 채널 추정을 수행하는 단계이다.

다음으로, 초기 SCM을 추정하는 단계(S1020)는 앞선 채널 추정 단계(S1010)에서 얻어진 채널 추정 결과와 수신된 RS 신호를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 단계에 해당된다. 즉, 단계(S1020)에서는 앞서 설명된 수학식 3(프리앰블 또는 트레이닝 시퀀스를 이용하는 경우) 또는 수학식 14(3GPP LTE와 같이 RS 신호를 통하여 초기 SCM을 추정하는 경우)에 의해서 초기 SCM을 추정하게 된다.

다음으로, 초기 SCM에 대하여 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 SCM을 추정하는 단계(S1030)에서는, 초기 SCM에 대해서 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 잡음 감쇄 효과 및 스펙트럴 리키지의 영향을 고려하여, 앞서 설명된 바 있는 본 발명에 따른 SCM 추정 방법을 수행하는 단계이다.

즉, 단계(S1030)에서는 상술된 수학식 12에 따른 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하게 된다. 수학식 12의 첫 번째 수학식에서 표현하고 있듯이, IFFT를 이용하여 주파수-시간 영역 변환이후에 싱크 타입 웨이팅을 적용하고 다시 FFT를 이용하여 시간-주파수 영역을 변환하여도 되지만, 수학식 12의 두 번째 및 세 번째 수학식에서도 표현하고 있듯이 이동 평균 필터를 이용한 구현도 가능하다는 점이 본 발명에 따른 SCM 추정 방법의 차별점이다.

한편, 프리앰블이나 트레이닝 시퀀스가 없이 RS 신호를 이용하는 3GPP LTE 시스템과 같은 경우에는, 수학식 14에서 보여진 바와 같이 RS 신호가 존재하는 부반송파에 대해서만 초기 SCM을 추정하고, 수학식 15에 따른 주파수축과 시간축상의 인터폴레이션을 거친후, 수학식 16에 따른 시간 영역 싱크 타입 웨이팅이 적용되게 된다.

마지막으로, 단계(S1040)에서는 상기 단계(S1010)에서 추정된 상기 채널 추정 결과(채널 계수 행렬)와 단계(S1020) 및 단계(S1030)을 거쳐서 추정된 SCM을 이용하여 OFDM 심볼내의 데이터 심볼들에 대하여 셀간 간섭 완화가 수행된 복조를 수행하게 된다.

도 11은 본 발명에 따른 SCM 추정 방법이 적용된 셀간 간섭 완화 수신 장치의 제 1 실시예를 설명하기 위한 블록도이다.

도 11에서 예시된 수신기는 초기 CFR 추정 기법으로 종래의 CFR 추정 기법이 적용된 실시예로서, 도 1에서 예시된 종래 기술의 셀간 간섭 완화 수신 장치의 구조와 비교하면, RS 신호 추출부(1111), 데이터 심볼 추출부(1112) 및 데이터 심볼 복조부(1130)의 구성은 동일하다. 다만, 도 1에서는 생략되어 미도시되었던 채널 추정부(1113)의 구성이 도 11에서는 수신부(1110)의 구성요소로서 도시되어 있다. 종래 기술에 따른 셀간 간섭 완화 수신 장치와 본 발명에 따른 셀간 간섭 완화 수신 장치의 차이점은 SCM 추정부(1120)에 있음을 알 수 있다.

도 11을 참조하면, 본 발명에 따른 SCM 추정 방법이 적용된 셀간 간섭 완화 수신 장치의 제 1 실시예는 RS 신호 추출부(1111), 데이터 심볼 추출부(1112) 및 채널 추정부(1113)를 포함하는 N개의 수신부(1110), 초기 SCM 추정부(1121)와 싱크 타입 웨이팅 적용부(1122)를 포함하는 SCM 추정부(1120) 및 데이터 심볼 복조부(1130)를 포함하여 구성될 수 있다.

먼저, N개의 수신부(1110)에서는 시간 영역의 신호에서 사이클릭 프리픽스(CP: Cyclic Prefix)를 제거한 후에 FFT(Fast Fourier Transform)를 거친 주파수 영역의 수신 신호에 대하여 RS 신호 추출부(1111)에서 안테나 별로 할당된 RS 신호를 추출하여 채널 추정부(1113)와 SCM 추정부(1120)로 제공하며, 채널 추정부(1113)에서는 앞서 언급된 단계(S1010)에서와 같이 종래의 CFR 추정 기법(DFT 기반의 채널 추정 알고리즘 등)을 적용하여 채널 추정 결과를 SCM 추정부(1120)으로 출력한다.

SCM 추정부(1120)는 채널 추정부(1113)로부터 추정된 H_k,j를 입력받아서 상술된 수학식 14와 같이 초기 SCM(

)을 계산한다. 보다 자세하게는 SCM 추정부(1120)에 포함된 초기 SCM 추정부(1121)에서 초기 SCM을 계산하는 것으로 설명가능하다.

다음으로, 싱크 타입 웨이팅 적용부(1122)에서는 상술된 초기 SCM 추정부(1121)으로부터 출력된 초기 SCM을 입력받아 상술된 수학식 12에 따른 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 초기 SCM에 적용하여 SCM을 추정하게 된다.

이때, 싱크 타입 웨이팅 적용부(1122)는 상술된 수학식 12에 따른 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하게 된다. 수학식 12의 첫 번째 수학식에서 표현하고 있듯이, 싱크 타입 웨이팅 적용부(1122)는 IFFT와 FFT를 이용하여, 주파수-시간 영역 변환이후에 싱크 타입 웨이팅을 적용하고 다시 시간-주파수 영역을 변환하는 방식으로 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하도록 구성되어도 되지만, 수학식 12의 두 번째 및 세 번째 수학식에서도 표현하고 있듯이 이동 평균 필터를 이용하여 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하도록 구성될 수도 있다.

한편, 프리앰블이나 트레이닝 시퀀스가 없이 RS 신호를 이용하는 3GPP LTE 시스템과 같은 경우에, 상기 싱크 타입 웨이팅 적용부(1122)에서는 초기 SCM 추정부(1121)에서 입력되어진 RS 신호가 존재하는 부반송파들에 대해서만 추정된 초기 SCM을 이용하여 주파수축과 시간축 상의 인터폴레이션을 거쳐 전체 부반송파에 대한 초기 SCM을 추정한 다음(수학식 15 참조), 시간 영역 싱크 타입 웨이팅(수학식 16 참조)을 적용하도록 구성될 수도 있다.

마지막으로, 최종적으로 SCM 추정부(1120)로부터 추정된 SCM은 데이터 심볼 복조부(1130)로 입력되어, 채널 추정부(1113)로부터 입력된 채널 추정 결과와 함께 이용되어 셀간 간섭 완화가 수행된 데이터 심볼의 복조가 이루어지도록 구성된다.

본 발명에 따른 셀간 간섭 완화 방법 및 수신 장치 - 실시예 2

지금까지 SCM 추정 기법은 수신기에서 송신 신호에 대한 다중 경로 채널의 정보를 완벽하게 알고 있다는 것과 수신 신호로부터 간섭과 잡음의 성분인 I_k,j를 완벽하게 분리가 가능하다는 가정 하에서 잡음 감쇄와 스펙트럴 리키지의 트레이드-오프 관계를 고려한 최적의 SCM 추정 기법에 대해 분석하였고, 성능 평가 결과 시간 영역 싱크 타입 웨이팅을 적용할 경우, 최적의 성능을 얻을 수 있음을 확인하였다.

한편, 앞서 도 10에 예시된 순서도를 통하여 살펴본 셀간 간섭 완화 방법은, 종래의 SCM 추정 방법이 적용된 경우에 비하여 간섭과 잡음에 강인한 특징을 가지지만, RS 위치에서 임시로 추정된 CFR 및 SCM 정보만을 이용하기 때문에 간섭 및 잡음 감쇄 효과는 RS 위치에서 임시로 추정된 CFR 및 SCM의 잡음 감쇄 정도에 제한되는 단점이 있다.

그러나, 현실적인 채널 추정을 고려할 경우, RS 부반송파 위치에서 초기 SCM에 관한 수학식 14는 DFT 기반의 CFR 추정을 통하여 추정된 CFR H_k,j를 고려하여 하기 수학식 17과 같은 수정이 필요하다(수학식 17은 수학식 14와 동일하며, 다만 이상적인 CFR(

)이 아니라 오류가 있는 초기 CFR(

)이라는 의미에서의 표현상의 차이만 있음)

[수학식 17]

수학식 17에서 보여지는 바와 같이 채널 추정의 오류로 인하여 RS 위치에서의 초기 SCM 추정 오류가 발생하게 되며, 이후 RS 부반송파 사이의 데이터 부반송파에 대한 인터폴레이션 과정에서도 오류가 전파됨으로 SCM 추정 성능의 열화를 초래한다. 또한, 이러한 채널 추정의 오류는 추정된 CFR 정보를 이용하여 복조를 수행하는 채널 디코딩(예컨대, 터보 디코딩) 과정에서도 성능 열화의 요인이 되기 때문에 안정적인 시스템 성능을 유지할 수 없다. 따라서, 보다 안정적인 수신기 성능을 보장하기 위해서는 상술된 인터폴레이션 기법의 적용보다 더 정확도 높은 채널 추정 기법의 적용이 필요하다.

이하에서는, 실제 채널 추정 오류를 고려하여 비동기 인접 셀 환경에서 보다 효과적인 SCM 추정 및 안정적인 셀간 간섭 완화 성능을 얻기 위한 셀간 간섭 완화 방법 및 셀간 간섭 완화 수신 장치를 설명하기로 한다.

상술된 채널 추정의 오류를 극복하고 간섭 및 잡음의 감쇄 효과를 최대화하기 위한 목적으로, 이하에서는 초기 채널 추정 결과와 추정된 SCM을 이용하여 심볼을 재생성한 임시 복조 수신 데이터를 이용하여 채널 추정 결과와 SCM 추정 결과의 정확도를 더 높이는 방식의 반복 수신 구조가 셀간 간섭 완화 방법 및 셀간 간섭 완화 수신 장치에 적용될 수 있다.

도 12는 본 발명에 따른 다른 셀간 간섭 완화 방법을 설명하기 위한 순서도이다.

도 12를 참조하면, 본 발명에 따른 다른 셀간 간섭 완화 방법은 비동기 셀 간섭을 완화하기위한 MIMO-OFDM 통신 시스템의 SCM 추정 방법을 이용한 셀간 간섭 제거 방법에 있어서, 수신된 OFDM 심볼의 RS 신호를 추출하여 초기 채널 추정하는 단계(S1210), 상기 OFDM 심볼의 RS 신호와 상기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 단계(S1220), 상기 초기 채널 추정 결과와 상기 초기 SCM을 이용하여 상기 수신된 OFDM 심볼의 데이터 심볼을 복조하여 송신신호를 재생성하는 단계(S1230), 상기 재생성된 송신 신호를 이용하여 초기 채널 추정 결과를 수정하는 단계(S1240), 상기 수정된 채널 추정 결과에 데이터 부반송파에 대하여 DFT 기반의 채널 추정 기법을 적용하여 최종 채널 추정 결과를 추정하는 단계(S1250), 상기 최종 채널 추정 결과와 상기 재생성된 송신 신호를 이용하여 초기 SCM을 수정하는 단계(S1260), 상기 수정된 SCM에 데이터 부반송파에 대하여 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하는 단계(S1270) 및 상기 최종 채널 추중 결과와 상기 최종 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 단계(S1280)를 포함하여 구성될 수 있다.

즉, 도 12를 통해 설명되는 셀간 간섭 완화 방법은 크게 RS가 할당된 부반송파 위치의 초기 CFR과 초기 SCM을 추정하는 제 1 단계(S1210~S1220)와, 초기 CFR과 초기 SCM을 이용하여 임시로 복조된 수신 신호를 이용하여 CFR과 SCM을 재차 추정하는 제 2 단계(S1230~S1270)로 크게 나눠질 수 있다.

이하에서는 상술된 단계(S1210~S1280)를 단계별로 상술한다.

먼저, 단계(S1310)에서는 RS 신호가 존재하는 부반송파 위치에서 기존의 채널 추정 알고리즘(예컨대, DFT 기반의 채널 추정 알고리즘)을 적용하여 초기 CFR 을 추정한다(이상적인 CFR(

)이 아니라 오류가 있는 초기 CFR(

)이라는 의미임 ).

다음으로, 단계(S1320)에서는 단계(S1310)에서 추정된 CFR을 이용하여 상기 수학식 17을 이용하여 초기 SCM 을 추정한다(앞서 언급된 바와 같이, 수학식 17은 수학식 14와 동일하며, 다만 이상적인 CFR(

)이 아니라 오류가 있는 초기 CFR(

)이라는 의미에서의 표현상의 차이만 있음).

다음으로, 단계(S1330)에서는 단계(S1310)에서 초기 추정된 CFR

과 단계(S1320)에서 추정된 SCM

을 이용하여 임시로 데이터 심볼을 복조하게 된다.

이때, 데이터 심볼의 복조는 하기 수학식 18과 같이 수신 신호에 대한 ML(Maximum Likelihood) 디시젼(decision)을 수행하여 송신 신호를 검출(detection)하거나, 하기 수학식 19와 같이 계산된 LLR(Log-Likelihood Ratio)를 이용하는 터보 디코딩 이후에 송신 신호를 재생성하는 것을 의미한다.

[수학식 18]

[수학식 19]

다음으로, 단계(S1340)에서는 단계(S1330)에서 결정된 임시의 데이터 심볼

을 이용하여 초기 추정된 채널 추정값(

)을 하기 수학식 20과 같이 수정한다.

[수학식 20]

다음으로, 단계(S1350)에서는 데이터 부반송파에 대하여 수학식 20과 같이 수정된 채널 값(

)에 대한 DFT기반의 채널 추정 기법을 재차 적용하여 최종 CFR

을 추정한다.

즉, 단계(S1340) 및 단계(S1350)에서는 RS 신호가 존재하는 부반송파의 채널 추정값을 이용하여 주파수축 및 시간축 상의 인터폴레이션을 통하여 데이터 부반송파의 채널 추정값을 구하는 것과는 달리, 임시로 복조된 데이터 심볼을 이용하여 초기 채널 추정값을 수정하고, 다시 DFT 기반의 채널 추정 기법을 재차 적용하여 채널 추정 결과의 정확도를 높이는데 특징이 있다.

다음으로, 단계(S1360)에서는 단계(S1350)에서 얻어진 최종 CFR(

)과 임시의 데이터 심볼(

)을 이용하여 초기 추정된 SCM 값을 하기 수학식 21과 같이 수정한다.

[수학식 21]

다음으로, 단계(S1370)에서는 데이터 부반송파에 대하여 수학식 21과 같이 수정된

에 대하여 본 발명에 따른 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 SCM 추정 기법을 재차 적용하여 최종 SCM

을 추정한다.

즉, 단계(S1360) 및 단계(S1370)에서는, 앞선 단계(S1340 및 S1350)와 마찬가지로 RS 신호가 존재하는 부반송파의 초기 SCM을 이용하여 주파수축 및 시간축 상의 인터폴레이션을 통하여 데이터 부반송파의 초기 SCM을 구하는 것과는 달리, 임시로 복조된 데이터 심볼을 이용하여 초기 SCM값을 수정하여 전체 부반송파의 초기 SCM을 구한 다음에 본 발명에 따른 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 SCM 추정 결과의 정확도를 높이는데 특징이 있다.

마지막으로, 단계(S1380)에서는 상기 단계(S1350)에서 추정된 최종 채널 추정 결과와 단계(S1370)을 거쳐서 최종적으로 추정된 SCM을 이용하여 OFDM 심볼내의 데이터 심볼들에 대하여 셀간 간섭 완화가 수행된 복조를 수행하게 된다.

위와 같이 도 12에서 제안된 반복(iterative) 방식의 셀간 간섭 완화 방법에서는 임시 복조된 데이터 심볼을 이용하여 데이터 부반송파 위치에 대하여 RS 신호 부반송파를 이용하여 초기 추정된 CFR과 초기 추정된 SCM을 수정하며, 기존의 CFR 알고리즘 및 본 발명에 따른 SCM 추정 기법을 재차 수행할 때, 유효 부반송파에 대한 모든 CFR 및 SCM 정보를 이용할 수 있으므로, 기존 방식보다 더 많은 간섭 및 잡음 감쇄 효과를 얻을 수 있다.

이는 CFR 추정 향상으로 인해 채널 추정 오류로 인한 SCM 추정 성능 열화를 효과적으로 극복할 수 있는 특징이 있으며, 또한 데이터 부반송파 위치에서 순간적으로 증가하는 간섭 및 잡음(interference plus noise)의 전력을 기존의 SCM 방식보다 보다 근사적으로 추정 가능함으로써 SCM 추정 성능의 향상을 얻을 수 있다.

도 13은 본 발명에 따른 SCM 추정 방법이 적용된 3GPP LTE MIMO-OFDMA 시스템의 셀간 간섭 완화 수신 장치의 제 2 실시예를 설명하기 위한 블록도이다.

도 13에서 예시된 수신기 구조는 도 12를 통하여 설명된 반복 구조의 수신 방식이 적용된 수신장치의 구조로서, 도 11을 통하여 실시된 제 1 실시예의 셀간 간섭 완화 수신 장치의 구조와 비교하면, RS 신호 추출부(1311) 및 데이터 심볼 추출부(1312) 등의 구성은 동일하다.

다만, 도 12를 통하여 설명된 바와 같이, 반복 구조의 수신 방식이 적용됨에 의해서 채널 추정부(1313)와 SCM 추정부(1320)가 출력하는 채널 추정 결과와 SCM 추정 결과가 각각 1 단계 추정값 및 2 단계 추정값으로 나뉘어져 출력되며, 데이터 심볼 복조부(1330)가 1단계로 임시로 복조된 데이터 심볼을 출력하고 2단계 채널 추정값과 SCM 추정값을 이용하여 데이터 심볼을 복족하여 출력하도록 구성된다는 점에서 차이가 있다.

도 13을 다시 참조하면, 본 발명에 따른 SCM 추정 방법이 적용된 셀간 간섭 완화 수신 장치의 제 2 실시예는 RS 신호 추출부(1311), 데이터 심볼 추출부(1312) 및 채널 추정부(1313)를 포함하는 N개의 수신부(1310), 초기 SCM 추정부(1321)와 싱크 타입 웨이팅 적용부(1322)를 포함하는 SCM 추정부(1320) 및 데이터 심볼 복조부(1330)를 포함하여 구성될 수 있다.

먼저, N개의 수신부(1310)에서는 시간 영역의 신호에서 사이클릭 프리픽스(CP: Cyclic Prefix)를 제거한 후에 FFT(Fast Fourier Transform)를 거친 주파수 영역의 수신 신호에 대하여 RS 신호 추출부(1311)에서 안테나 별로 할당된 RS 신호를 추출하여 채널 추정부(1313)와 SCM 추정부(1320)로 제공한다.

채널 추정부(1313)는 1단계와 2단계로 나뉘어져 동작을 하게 되며, 먼저 제 1 단계에서는 앞서 언급된 단계(S1210)에서와 같이 종래의 CFR 추정 기법(DFT 기반의 채널 추정 알고리즘 등)을 적용하여 초기 채널 추정 결과를 SCM 추정부(1320)와 데이터 심볼 복조부(1330)로 출력한다.

마찬가지로, SCM 추정부(1320)도 1단계와 2단계로 나뉘어져 동작을 하게 되는데, 먼저 제 1 단계에서는 앞서 언급된 단계(S1220)에서와 같이 채널 추정부(1313)로부터 1 단계 추정된 초기 채널 추정 결과(H_k,j)를 입력받아서 상술된 수학식 14와 같이 초기 SCM(

)을 계산하여 데이터 심볼 복조부(1330)로 출력한다. 앞서 언급된 바와 같이, SCM 추정부(1320)를 구성하는 초기 SCM 추정부(1321)에서 상술된 제 1 단계의 초기 SCM 추정을 수행하도록 구성될 수 있다.

다음으로, 데이터 심볼 복조부(1330) 역시 1단계와 2단계로 나뉘어져 동작을 하게 되는데, 먼저 제 1 단계에서는 채널 추정부(1313)와 SCM 추정부(1320)에서 출력된 초기 채널 추정 결과와 초기 SCM을 이용하여 임시로 데이터 심볼을 복조하게 된다. 데이터 심볼 복조부(1330)에서 이루어지는 임시 데이터 심볼 복조 동작은 상술된 단계(S1230)에서 이루어지는 동작으로 설명될 수 있다.

데이터 심볼 복조부(1330)에서 재생성된 임시 데이터 심볼은 채널 추정부(1313)로 다시 전달되며 채널 추정부(1313)에서는 제 2 단계 동작으로서, 상기 임시로 복조된 데이터 심볼과 제 1 단계에서의 초기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 채널 추정 결과를 수정하여 최종 채널 추정 결과를 출력하는 동작을 수행한다.

즉, 채널 추정부(1313)에서 이루어지는 제 2 단계 동작은 상술된 단계(S1240) 및 단계(S1250)에서 이루어지는 동작을 의미한다. 채널 추정부(1313)에서 결정된 최종 채널 추정 결과는 제 2 단계 동작을 위하여 데이터 심볼 복조 부(1330)와 SCM 추정부(1320)로 각각 입력된다.

채널 추정부(1313)에서 결정된 최종 채널 추정 결과와 데이터 심볼 복조부(1330)에서 재생성된 임시 데이터 심볼은 SCM 추정부(1320)에서 제 2 단계 동작을 이루어지게 한다. 즉, SCM 추정부(1320)에서는 제 2 단계에서 상기 채널 추정부가 출력한 상기 최종 채널 추정 결과와 상기 RS 신호가 실려져 있지 않는 데이터 부반송파의 임시로 복조된 데이터 심볼을 이용하여 상기 초기 SCM을 수정하고, 상기 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하는 동작을 수행한다. 앞서 언급된 바와 같이, SCM 추정부(1320)를 구성하는 싱크 타입 웨이팅 적용부(1322)에서 상술된 제 2 단계의 최종 SCM 추정을 수행하도록 구성될 수 있다.

이때, 싱크 타입 웨이팅 적용부(1322)는 상술된 수학식 12에 따른 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하게 된다. 수학식 12의 첫 번째 수학식에서 표현하고 있듯이, 싱크 타입 웨이팅 적용부(1122)는 IFFT와 FFT를 이용하여, 주파수-시간 영역 변환이후에 싱크 타입 웨이팅을 적용하고 다시 시간-주파수 영역을 변환하는 방식으로 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하도록 구성되어도 되지만, 수학식 12의 두 번째 및 세 번째 수학식에서도 표현하고 있듯이 이동 평균 필터를 이용하여 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하도록 구성될 수도 있다.

즉, SCM 추정부(1320)에서 이루어지는 제 2 단계 동작은 상술된 단계(S1260) 및 단계(S1270)에서 이루어지는 동작을 의미한다. SCM 추정부(1320)에서 결정된 최종 SCM 추정 결과는 데이터 심볼 복조부(1330)로 입력된다.

마지막으로, 데이터 심볼 복조부(1330)에서는 채널 추정부(1313)에서 전달된 최종 채널 추정 결과와 SCM 추정부(1320)에서 전달된 최종 SCM 추정 결과를 입력받아 데이터 심볼 추출부(1312)에서 추출한 데이터 심볼에 대하여 셀간 간섭 완화된 복조가 이루어질 수 있도록 한다.

도 14와 도 15는 간섭 및 잡음에 대한 SCM을 이상적으로 알고 있다고 가정할 경우, 서로 다른 채널 환경에서 본 발명에서 제안하는 CFR 추정 기법에 대한 BLER 성능을 나타낸 그래프이다.

1Tx-2Rx의 SIMO-OFDMA 시스템에서 다양한 채널 추정 기법간의 성능 평가를 위해서 SCM은 수신기에서 완벽하게 추정 가능함을 가정하였다.

비교 대상으로 설정한 각각의 CFR 추정 기법은 다음과 같다.

① 1D(Dimensional) Interpolation (종래의 Lagrange interpolation 기법 중 1차 선형 보간법으로 주파수 축 보간법 이후 다음 reference symbol 이전의 데이터 OFDM 심볼에 대하여 추정된 동일한 CFR 및 SCM을 적용함)

② 2D Interpolation (Freq.-Time) (종래의 Lagrange interpolation 기법 중 1차 선형 보간법으로 주파수축 보간법이 시간 축으로의 보간법보다 선행됨)

③ 2D Interpolation (Time-Freq.) (종래의 Lagrange interpolation 기법 중 1차 선형 보간법으로 시간 축 보간법이 주파수 축으로의 보간법보다 선행됨)

간섭 신호의 전력의 변화에 따라서 비교 분석한 결과 비교적 낮은 복잡도의 장점을 갖는 linear interpolation 기반의 CFR 추정의 경우 60km/h 이동체 환경에 서는 채널의 변화가 시간에 따라 상대적으로 둔감함으로 time 축 interpolation이 선행되었을 때 다른 linear interpolation 기법보다 우수한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다.

하지만, 인접 셀 간섭으로 인한 오류 및 Lagrange interpolaiton의 오류로 인하여 DFT 기반의 CFR 추정 기법보다 현저하게 열화되며, 안정적인 시스템 성능을 유지할 수 없다. DFT기반의 채널 추정 알고리즘의 경우 linear interpolation 기반의 채널 추정 기법보다 월등히 우수한 성능을 보이며, 본 발명에서 고려하는 iterative 수신기 구조를 적용할 경우 반복 횟수 D의 증가에 따라 최대 BLER=10-3에서 약 2.5dB의 성능의 향상을 나타낸다.

이는 reference symbol 부반송파 위치에서 추정된 초기 CFR만을 사용하는 종래의 DFT기반의 채널 추정 알고리즘의 채널 추정 성능의 한계를 효과적으로 개선하여 CFR 추정의 정확도 향상에 기인하는 것으로, 비동기 인접 셀 간섭 I환경에서 ideal 성능에 근접할 수 있는 최적의 CFR 추정 방법으로 고려된다.

ML decision 보다 turbo decoder 이후 심볼 재생성 과정에서의 정확도가 더 높으므로 약 1.5dB 더 우수한 성능을 나타내며, 반복 횟수 2, 3증가에 따라 각가 0.2, 0.4dB의 성능 향상을 보이는데, 복잡도를 고려하여 본 발명에서는 반복 횟수는 1로 선택한다.

도 16과 도 17은 수신 신호에 대한 CFR을 이상적으로 알고 있다고 가정할 경우, 본 발명에서 제안하는 SCM 추정 기법에 대한 BLER 성능을 나타낸 그래프이다.

도 14와 15와 유사하게 1Tx-2Rx의 SIMO-OFDMA 시스템에서 기존 SCM 추정 기법과 제안하는 개선된 SCM 추정 기법간의 성능 평가를 위해서 수신 신호의 CFR은 수신기에서 완벽하게 추정 가능함을 가정하였다.

이미 도 9에서 관찰된 것과 같이 기존 LPS 기반의 SCM 추정 기법보다는 sepctral leakage의 영향을 고려한 개선된 SCM 추정 기법이 우수한 성능을 나타내며, iterative 수신기 구조를 적용할 경우 반복 횟수 D의 증가에 따라 최대 BLER=10-3에서 약 2dB의 성능의 향상을 나타낸다.

이는 초기 SCM 추정 시 aliasing 효과를 제거하기 위해 적용되는 linear interpolation 기법이 유효 부반송파 범위 내에서 인접 셀 간섭으로 인해 순간적으로 증가하는 비동기 인접 셀 간섭과 잡음의 전력을 정확하게 추정할 수 없기 때문에 발생되는 성능 열화를 반복 추정 기법을 적용함으로써 개선하는 것에 기인한다.

또한 CFR 추정 기법의 성능 개선효과와 유사하게 reference symbol 위치에서 추정되는 instantaneous SCM만을 이용하는 제한으로 인해 발생되는 성능의 한계를 극복하여 보다 효과적인 잡음 감쇄 효과를 얻을 수 있다. ML decision 보다 turbo decoder 이후 심볼 재생성 과정에서의 정확도가 더 높으므로 약 1dB 더 우수한 성능을 나타내며, 반복 횟수 2, 3증가에 따라 각가 0.2, 0.4dB의 성능 향상을 보이는데, 복잡도를 고려하여 본 발명에서는 반복 횟수는 1로 선택한다.

도 18 내지 도 21은 본 발명에서 제안하는 CFR 및 SCM 추정 알고리즘을 연동한 iterative 수신기 구조의 BLER 성능을 비교한 그래프이다.

도 18과 도 19는 1Tx-2Rx의 SIMO-OFDMA 시스템을, 도 20과 도 21은 2Tx-2Rx의 SFBC(Space Frequency Block Code) MIMO-OFDMA 시스템을 고려하였다.

도 18 내지 도 21에서 나타내는 Lower-bound 성능은 이상적인 CFR 추정을 가정하고, 본 발명에서 제안하는 SCM 추정 기법과 turbo decoder 이후 수신 심볼을 재 생성하는 반복 추정 기법을 적용했을 경우로 실제 CFR 추정을 수행할 경우 채널 추정 오류로 인한 제안된 추정 알고리즘의 성능 열화 정도의 척도로 사용할 수 있다.

성능 평가 결과에서 볼 수 있듯이 본 발명에서 제안하는 구조가 기존 SCM 추정 기법보다 우수한 SCM 추정 성능을 나타내며, 또한 반복 추정 기법을 적용하여 데이터 부반송파에 대한 CFR 및 SCM 정보를 이용함으로 더 많은 간섭 및 잡음의 감쇄 효과로 인한 CFR 및 SCM 추정의 정확성 향상으로, 기존의 방식에 비하여 약 1.5dB에서 2.5dB 정도 향상된 성능으로 현실적인 CFR 추정을 고려할 경우에도 error floor 현상 없이 모든 환경에서 lower bound 성능에 약 3dB내로 근접하는 안정적인 수신기 동작을 보장한다.

도 14 내지 도 21의 성능 평가 결과를 종합해 볼 때, 인접 셀 간섭 환경에서 잡음 감쇄와 spectral leakage의 trade-off 관계를 고려하는 본 발명의 SCM 추정 기법과 3GPP LTE MIMO-OFDMA 시스템에서 reference symbol 부반송파 위치에서 추정된 초기 CFR 및 SCM 정보만을 사용하는 종래의 추정 기법의 잡음 감쇄 효과라는 제한적인 단점을 개선하는 반복 추정 기법을 적용한 수신기 구조는 다중 경로 페이딩 채널의 주파수 선택적 페이딩 영향과 이동체 속도의 증가에 따른 도플러 편이가 심한 환경에서도 기존의 기법보다 우수한 성능을 발휘하며, 안정적인 수신기 성능을 보장할 수 있는 기법으로 고려될 수 있을 것이다.

상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

도 4는 기존 LPS 기반의 SCM 추정 방법과 본 발명에 따른 SCM 추정 방법의 Normalized MSE 성능을 비교한 그래프이다.

< 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 >

1110: 수신부

1111: RS 신호 추출부 1112: 데이터 심볼 추출부

1113: 채널 추정부

1120: SCM 추정부

1121: 초기 SCM 추정부 1122: 싱크 타입 웨이팅 적용부

1130: 데이터 심볼 복조부

Claims

비동기 셀 간섭을 완화하기 위한 MIMO-OFDM 통신 시스템의 공간 공분산 행렬(SCM: Spatial Covariance Matrix) 추정 방법을 이용한 셀간 간섭 완화 방법에 있어서,

수신된 OFDM 심볼의 RS(Reference Symbol) 신호를 추출하여 채널 추정하는 단계;

상기 RS 신호와 상기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 단계;

상기 초기 SCM에 대하여 시간 영역 싱크 타입 웨이팅(sinc type weighting)을 적용하여 SCM을 추정하는 단계; 및

상기 채널 추정 결과와 상기 추정된 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 단계를 포함한 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 채널 추정하는 단계는 DFT 기반의 채널 추정을 수행하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 초기 SCM을 추정하는 단계는 하기 수학식 1에 의해서 이루어지는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.

[수학식 1]

(여기에서, 상기 H_k _,j는 채널 추정 결과, 상기 X_k _,j는 송신신호, 상기 Y_k _,j는 수신신호-상기 RS 신호-이며, 상기 S_RS는 RS신호가 존재하는 부반송파 인덱스의 집합, k는 부반송파 인덱스, j는 OFDM 심볼의 인덱스임)
제 3 항에 있어서,

상기 SCM을 추정하는 단계에서, 상기 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것은 하기 수학식 2에 의하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.

[수학식 2]

(여기에서, 상기 싱크 타입 웨이팅은 상기 첫 번째 수학식에서 표현된 IFFT를 이용하여 주파수-시간 영역 변환이후에 싱크 타입 웨이팅을 적용하고 다시 FFT 를 이용하여 시간-주파수 영역을 변환하는 것에 의해 이루어지는 것 또는, 상기 두 번째 및 세 번째 수학식에서 표현된 이동 평균 필터(
)를 이용하여 주파수 영역에서 직접 이루어지는 것임)

(여기에서, K는 부반송파의 전체 개수,
은 다중 경로 채널의 최대 지연 시간이고,
이고,
이고, N은 안테나의 수이며, V는 싱크 타입 웨이팅이 적용되는 싱크 함수의 형태를 결정짓는 상수)
제 4 항에 있어서,

상기 SCM을 추정하는 단계는 상기 수학식 2의 적용 이전에 상기 수학식 1에 의하여 추정된 초기 SCM을 하기 수학식 3에 의하여 주파수축 및 시간축 상에서 인터폴레이션하여 전체 부반송파에 대한 초기 SCM을 추정하고 하기 수학식 4에 의하여 시간 영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.

[수학식 3]

[수학식 4]
비동기 셀 간섭을 완화하기 위한 MIMO-OFDM 통신 시스템의 공간 공분산 행렬(SCM: Spatial Covariance Matrix) 추정을 이용한 셀간 간섭 완화 수신 장치에 있어서,

수신된 OFDM 심볼의 RS(Reference Symbol) 신호를 추출하는 RS 신호 추출부;

상기 RS 신호를 이용하여 채널 추정하여 채널 추정 결과를 출력하는 채널 추정부;

상기 RS 신호 추출부가 출력한 RS 신호와 상기 채널 추정부가 출력한 상기 채널 추정 결과를 이용하여 SCM을 추정하는 SCM 추정부; 및

상기 채널 추정부의 채널 추정 결과와 상기 SCM 추정부의 추정된 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 데이터 심볼 복조부를 포함하여 구 성되고,

상기 SCM 추정부는 상기 RS 신호와 상기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 초기 SCM 추정부 및 초기 SCM에 대하여 시간 영역 웨이팅을 적용하여 SCM을 추정하는 싱크 타입 웨이팅 적용부로 구성되는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.
제 6 항에 있어서,

상기 초기 SCM 추정부는 하기 수학식 1에 의하여 초기 SCM을 추정하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.

[수학식 1]

(여기에서, 상기 H_k _,j는 채널 추정 결과, 상기 X_k _,j는 송신신호, 상기 Y_k _,j는 수신신호-상기 RS 신호-이며, 상기 S_RS는 RS신호가 존재하는 부반송파 인덱스의 집합, k는 부반송파 인덱스, j는 OFDM 심볼의 인덱스임)
제 7 항에 있어서,

상기 싱크 타입 웨이팅 적용부는, 상기 초기 SCM 추정부로부터 출력된 초기 SCM에 대하여 하기 수학식 2에 따른 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.

[수학식 2]

(여기에서, 상기 싱크 타입 웨이팅은 상기 첫 번째 수학식에서 표현된 IFFT를 이용하여 주파수-시간 영역 변환이후에 싱크 타입 웨이팅을 적용하고 다시 FFT를 이용하여 시간-주파수 영역을 변환하는 것에 의해 이루어지는 것 또는, 상기 두 번째 및 세 번째 수학식에서 표현된 이동 평균 필터(
)를 이용하여 주파수 영역에서 직접 이루어지는 것임)

(여기에서, K는 부반송파의 전체 개수,
은 다중 경로 채널의 최대 지연 시간이고,
이고,
이고, N은 안테나의 수이며, V는 싱크 타입 웨이팅이 적용되는 싱크 함수의 형태를 결정짓는 상수)
제 8 항에 있어서,

상기 싱크 타입 웨이팅 적용부는 상기 수학식 2의 적용 이전에 초기 SCM 추 정부로부터 추정되어 입력된 초기 SCM을 하기 수학식 3에 의하여 주파수축 및 시간축 상에서 인터폴레이션하여 전체 부반송파에 대한 초기 SCM을 추정하고 하기 수학식 4에 의하여 시간 영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.

[수학식 3]

[수학식 4]
비동기 셀 간섭을 완화하기위한 MIMO-OFDM 통신 시스템의 SCM 추정 방법을 이용한 셀간 간섭 제거 방법에 있어서,

수신된 OFDM 심볼의 RS 신호를 추출하여 초기 채널 추정하는 단계;

상기 RS 신호와 상기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 단계;

상기 초기 채널 추정 결과와 상기 초기 SCM을 이용하여 상기 수신된 OFDM 심볼의 데이터 심볼을 복조하여 송신신호를 재생성하는 단계;

상기 재생성된 송신 신호를 이용하여 초기 채널 추정 결과를 수정하는 단계;

데이터 부반송파에 대하여 상기 수정된 채널 추정 결과에 DFT 기반의 채널 추정 기법을 적용하여 최종 채널 추정 결과를 추정하는 단계;

상기 최종 채널 추정 결과와 상기 재생성된 송신 신호를 이용하여 초기 SCM을 수정하는 단계;

데이터 부반송파에 대하여 상기 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하는 단계 및

상기 최종 채널 추중 결과와 상기 최종 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 단계를 포함하는 셀간 간섭 완화 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 초기 채널 추정하는 단계는 DFT 기반의 채널 추정을 수행하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 초기 SCM을 추정하는 단계는 하기 수학식 1에 의하여 초기 SCM을 추정 하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.

[수학식 1]

(여기에서, 상기
는 상기 초기 채널 추정하는 단계의 초기 채널 추정 결과, 상기 X_k _,j는 송신신호, 상기 Y_k _,j는 수신신호-상기 RS 신호-이며, 상기 S_RS는 RS신호가 존재하는 부반송파 인덱스의 집합, k는 부반송파 인덱스, j는 OFDM 심볼의 인덱스임)
제 12 항에 있어서,

상기 송신신호를 재생성하는 단계는 상기 초기 채널 추정 결과와 상기 초기 SCM을 이용하여 하기 수학식 2와 같이 데이터 심볼에 대한 ML(Maximum Likelihood) 디시젼(decision)을 수행하여 송신 신호를 검출(detection)하거나, 하기 수학식 3과 같이 계산된 LLR(Log-Likelihood Ratio)를 이용하는 터보 디코딩 이후에 임시의 송신 신호(
)를 재생성하는 셀간 간섭 완화 방법.

[수학식 2]

[수학식 3]
제 13 항에 있어서,

상기 초기 채널 추정 결과를 수정하는 단계는 상기 송신신호를 재성성하는 단계에서 결정된 임시의 데이터 심볼
을 이용하여 초기 추정된 채널 추정값(
)을 하기 수학식 4와 같이 수정하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.

[수학식 4]
제 14 항에 있어서,

상기 최종 채널 추정 결과를 추정하는 단계는 상기 초기 채널 추정 결과를 수정하는 단계에서 수정된 채널 값(
)에 대하여, RS 신호가 실려있지 않은 데이터 부반송파에 대한 DFT기반의 채널 추정 기법을 적용하여 최종 채널 추정 결과(
)를 추정하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 초기 SCM을 수정하는 단계는 상기 최종 채널 추정 결과를 추정하는 단계에서 얻어진 최종 채널 추정 결과(
)와 임시의 데이터 심볼(
)을 이용하여 상기 초기 SCM을 추정하는 단계에서 초기 추정된 SCM 값을 하기 수학식 5와 같이 수정한다.

[수학식 5]
제 16 항에 있어서,

상기 최종 SCM을 추정하는 단계는, RS 신호가 실려있지 않은 데이터 부반송파에 대하여 상기 초기 SCM을 수정하는 단계에서 얻어진 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것은 하기 수학식 6에 의하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 방법.

[수학식 6]

(여기에서, 상기 싱크 타입 웨이팅은 상기 첫 번째 수학식에서 표현된 IFFT를 이용하여 주파수-시간 영역 변환이후에 싱크 타입 웨이팅을 적용하고 다시 FFT를 이용하여 시간-주파수 영역을 변환하는 것에 의해 이루어지는 것 또는, 상기 두 번째 및 세 번째 수학식에서 표현된 이동 평균 필터(
)를 이용하여 주파수 영역에서 직접 이루어지는 것임)

(여기에서, K는 부반송파의 전체 개수,
은 다중 경로 채널의 최대 지연 시간이고,
이고,
이고, N은 안테나의 수이며, V는 싱크 타입 웨이팅이 적용되는 싱크 함수의 형태를 결정짓는 상수)
비동기 셀 간섭을 완화하기 위한 MIMO-OFDM 통신 시스템의 공간 공분산 행렬(SCM: Spatial Covariance Matrix) 추정을 이용한 셀간 간섭 완화 수신 장치로서, 1단계와 2단계로 나누어서는 동작하는 셀간 간섭 완화 장치에 있어서,

수신된 OFDM 심볼의 RS(Reference Symbol) 신호를 추출하는 RS 신호 추출부;

제 1 단계에서 상기 RS 신호를 이용하여 채널 추정하여 초기 채널 추정 결과를 출력하고, 제 2 단계에서 상기 RS 신호가 실려져 있지 않는 데이터 부반송파의 임시로 복조된 데이터 심볼과 상기 초기 채널 추정 결과를 이용하여 상기 초기 채널 추정 결과를 수정하여 최종 채널 추정 결과를 출력하는 채널 추정부;

제 1 단계에서 상기 RS 신호 추출부가 출력한 RS 신호와 상기 채널 추정부가 출력한 상기 초기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하여 출력하고, 제 2 단계에서 상기 채널 추정부가 출력한 상기 최종 채널 추정 결과와 상기 RS 신호가 실려져 있지 않는 데이터 부반송파의 임시로 복조된 데이터 심볼을 이용하여 상기 초기 SCM을 수정하고, 상기 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하는 SCM 추정부 및

제 1 단계에서, 상기 채널 추정부의 초기 채널 추정 결과와 상기 SCM 추정부의 초기 SCM을 이용하여 데이터 심볼을 임시로 복조하여 상기 채널 추정부와 상기 SCM 추정부에 제공하고, 제 2 단계에서 상기 채널 추정부의 최종 채널 추정 결과와 상기 SCM 추정부의 최종 SCM을 이용하여 셀간 간섭 완화된 데이터 심볼을 복조하는 데이터 심볼 복조부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.
제 19 항에 있어서,

상기 SCM 추정부는

제 1단계에서 상기 RS 신호와 상기 초기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 초기 SCM 추정부 및

제 2 단계에서 상기 채널 추정부가 출력한 상기 최종 채널 추정 결과와 상기 RS 신호가 실려져 있지 않는 데이터 부반송파의 임시로 복조된 데이터 심볼을 이용하여 상기 초기 SCM을 수정하고, 상기 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하는 싱크 타입 웨이팅 적용부로 구성되는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.
제 20 항에 있어서,

상기 초기 SCM부는 하기 수학식 1에 의하여 초기 SCM을 추정하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.

[수학식 1]

(여기에서, 상기
는 상기 초기 채널 추정하는 단계의 초기 채널 추정 결과, 상기 X_k _,j는 송신신호, 상기 Y_k _,j는 수신신호-상기 RS 신호-이며, 상기 S_RS는 RS신호가 존재하는 부반송파 인덱스의 집합, k는 부반송파 인덱스, j는 OFDM 심볼의 인덱스임)
제 21 항에 있어서,

상기 데이터 심볼 복조부는 상기 초기 채널 추정 결과와 상기 초기 SCM을 이용하여 하기 수학식 2와 같이 데이터 심볼에 대한 ML(Maximum Likelihood) 디시젼(decision)을 수행하여 송신 신호를 검출(detection)하거나, 하기 수학식 3과 같이 계산된 LLR(Log-Likelihood Ratio)를 이용하는 터보 디코딩 이후에 임시의 송신 신호(
)를 재생성하여 상기 채널 추정부와 상기 SCM 추정부에 제공하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.

[수학식 2]

[수학식 3]
제 22 항에 있어서,

상기 채널 추정부는 상기 데이터 심볼 복조부에서 제공된 임시의 데이터 심볼
을 이용하여 초기 추정된 채널 추정값(
)을 하기 수학식 4와 같이 수정하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.

[수학식 4]
제 23 항에 있어서,

상기 채널 추정부는 상기 수정된 채널 추정값(
)에 대하여, RS 신호가 실려있지 않은 데이터 부반송파에 대한 DFT기반의 채널 추정 기법을 적용하여 최종 채널 추정 결과(
)를 추정하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.
제 24 항에 있어서,

상기 싱크 타입 웨이팅 적용부는 상기 채널 추정부에서 얻어진 최종 채널 추정 결과(
)와 상기 데이터 심볼 복조부에서 얻어진 임시의 데이터 심볼(
)을 이용하여 초기 추정된 SCM 값을 하기 수학식 5와 같이 수정하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.

[수학식 5]
제 25 항에 있어서,

상기 싱크 타입 웨이팅 적용부는, RS 신호가 실려있지 않은 데이터 부반송파에 대하여 상기 수학식 5와 같이 수정된 SCM에 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하여 최종 SCM을 추정하는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.
제 26 항에 있어서,

상기 싱크 타입 웨이팅 적용부에서, 상기 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것은 하기 수학식 6에 의하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 셀간 간섭 완화 수신 장치.

[수학식 6]

(여기에서, 상기 싱크 타입 웨이팅은 상기 첫 번째 수학식에서 표현된 IFFT를 이용하여 주파수-시간 영역 변환이후에 싱크 타입 웨이팅을 적용하고 다시 FFT를 이용하여 시간-주파수 영역을 변환하는 것에 의해 이루어지는 것 또는, 상기 두 번째 및 세 번째 수학식에서 표현된 이동 평균 필터(
)를 이용하여 주파수 영역에 서 직접 이루어지는 것임)

(여기에서, K는 부반송파의 전체 개수,
은 다중 경로 채널의 최대 지연 시간이고,
이고,
이고, N은 안테나의 수이며, V는 싱크 타입 웨이팅이 적용되는 싱크 함수의 형태를 결정짓는 상수)
MIMO-OFDM 통신 시스템에서 셀간 간섭을 완화하기 위한 공간 공분산 행렬(SCM: Spatial Covariance Matrix)의 추정 방법에 있어서,

수신된 OFDM 심볼의 프리앰블, 트레이닝 시퀀스 또는 RS 신호를 추출하여 채널 추정하는 단계;

상기 프리앰블, 트레이닝 시퀀스 또는 RS 신호와 상기 채널 추정 결과를 이용하여 초기 SCM을 추정하는 단계; 및

상기 초기 SCM에 대하여 시간 영역 싱크 타입 웨이팅(sinc type weighting)을 적용하여 SCM을 추정하는 단계를 포함하는 공간 공분산 행렬 추정 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 초기 SCM을 추정하는 단계는 하기 수학식 1(수신된 OFDM 심볼의 프리앰블 또는 트레이닝 시퀀스를 이용하는 경우) 또는 하기 수학식 2(수신된 OFDM 심볼의 RS 신호를 이용하는 경우)에 의하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 공간 공분 산 행렬 추정 방법.

[수학식 1]

[수학식 2]

(여기에서, 상기
는 상기 초기 채널 추정하는 단계의 초기 채널 추정 결과, 상기 X_k _,j는 송신신호, 상기 Y_k _,j는 수신신호-상기 RS 신호-이며, 상기 S_RS는 RS신호가 존재하는 부반송파 인덱스의 집합, k는 부반송파 인덱스, j는 OFDM 심볼의 인덱스임)
제 29 항에 있어서,

상기 SCM을 추정하는 단계에서, 상기 시간영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것은 하기 수학식 3에 의하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 공간 공분산 행렬 추정 방법.

[수학식 3]

(여기에서, 상기 싱크 타입 웨이팅은 상기 수학식 3의 첫 번째 수학식에서 표현된 IFFT를 이용하여 주파수-시간 영역 변환이후에 싱크 타입 웨이팅을 적용하고 다시 FFT를 이용하여 시간-주파수 영역을 변환하는 것에 의해 이루어지는 것 또는, 상기 수학식 3의 두 번째 및 세 번째 수학식에서 표현된 이동 평균 필터(
)를 이용하여 주파수 영역에서 직접 이루어지는 것임)

(여기에서, K는 부반송파의 전체 개수,
은 다중 경로 채널의 최대 지연 시간이고,
이고,
이고, N은 안테나의 수이며, V는 싱크 타입 웨이팅이 적용되는 싱크 함수의 형태를 결정짓는 상수)
제 30 항에 있어서,

상기 SCM을 추정하는 단계는 상기 수학식 3의 적용 이전에 상기 수학식 2(수신된 OFDM 심볼의 RS 신호를 이용하는 경우)에 의하여 추정된 초기 SCM을 하기 수학식 4에 의하여 주파수축 및 시간축 상에서 인터폴레이션하여 전체 부반송파에 대 한 초기 SCM을 추정하고 하기 수학식 5에 의하여 시간 영역 싱크 타입 웨이팅을 적용하는 것을 특징으로 하는 공간 공분산 행렬 추정 방법.

[수학식 4]

[수학식 5]