KR101011289B1 - 수신 신호 복조 방법 및 이를 수행하는 장치 - Google Patents

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Abstract

신호 품질을 유지하면서 연산 복잡도를 감소시킬 수 있는 수신 신호 복조 방법 및 이를 수행하는 장치가 개시된다. M-ary(여기서, M은 1이상의 자연수) 변조 방식으로 변조된 복수의 신호를 수신하는 수신 장치의 복조 방법에서, 제1 채널의 채널 주파수 응답 전력과 제2 채널의 채널 주파수 응답 전력을 비교하고, 비교 결과에 기초하여 M개의 기준 신호를 선택하고, 선택된 M개의 기준 신호 각각과 쌍을 이루는 대응 신호를 선택한 후, 기준 신호 및 대응 신호 쌍으로 구성된 M개의 신호쌍으로부터 송신 신호를 추정한다. 따라서, 연산 복잡도가 종래의 O(M2)에서 O(M)으로 감소하게 된다
MLD, 최대우도판단, 연산, 복잡도, 채널

Description

수신 신호 복조 방법 및 이를 수행하는 장치{Method For Decoding Of Received Signal And Apparatus For Performing The Same}
본 발명은 수신 신호의 복조에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 적어도 하나 이상의 신호가 혼합된 신호를 수신하는 수신 장치에 적용될 수 있는 수신 신호 복조 방법 및 이를 수행하는 장치에 관한 것이다.
복소 영역 네트워크 코딩(CFNC: Complex Field Network Coding)을 사용하는 릴레이 협력 통신 시스템(relay cooperative communication system)은 갈루아 영역 네트워크 코딩(GFNC: Galois Network Coding)을 사용하는 릴레이 협력 통신 시스템이나 네트워크 코딩 시스템을 사용하지 않는 릴레이 협력 통신 시스템보다 통신에 필요한 타임 슬롯(time slot)의 수가 적기 때문에 처리율(throughput)이 향상되는 장점이 있다.
구체적으로, 복소 영역 네트워크 코딩을 사용하는 릴레이 협력 통신 시스템은 송수신을 위해 두 개의 타임 슬롯만을 필요로 하며, 첫 번째 타임 슬롯에서는 릴레이 장치(RS: Relay Station)가 기지국(eNB)과 사용자 단말기(UE: User Equipment)에서 송신한 신호를 동시에 수신하고, 두 번째 타임 슬롯에서는 릴레이 장치가 복소 영역 네트워크 코딩을 사용한 신호를 기지국과 사용자 단말기로 동시에 송신 한다. 첫 번째 타임 슬롯에서는 릴레이 장치에 기지국 및 사용자 단말기가 전송한 신호가 동시에 수신되기 때문에 수신된 두 신호를 분리하여 처리할 수 없다. 따라서, 릴레이 장치는 상기와 같이 중첩된 신호에서 기지국과 사용자 단말기에서 각각 송신한 신호를 판별하기 위해 최대우도판정(MLD: Maximum Likelihood Decision) 방식을 사용한다.
그러나, 복소 영역 네트워크 코딩을 사용하는 릴레이 협력 통신 시스템은 릴레이 장치가 M-ary 변조 방식을 사용한 기지국과 사용자 단말기가 전송한 신호를 결정할 경우 O(M2)의 연산 복잡도를 가지는 최대우도판정 방식을 사용하기 때문에 고차 변조 방식을 사용하면 연산량이 급격하게 증가하여 실제 구현이 어려운 단점이 있다.
최대우도판정 방식은 이론적으로 가장 우수한 성능을 나타내는 복조 방식으로서 송신 장치에서 보낼 수 있는 정보의 조합들을 모두 생각하여 이 조합들을 각각 추정한 채널 특성 행렬에 적용한 뒤에 그 결과 중에서 수신 신호와 가장 유사한 결과를 나타내는 최초 송신 신호의 조합을 찾아내는 방식이다. 따라서, 정보이론(information theory) 측면에서는 최대우도판정 방식이 잡음상승 등의 부작용이 없으며 다른 복조 방식보다 우수한 성능을 나타낸다. 그러나, 최대우도판정 방식은 변조방식의 복잡도가 증가할수록 연산량이 기하급수적으로 증가하는 단점이 있다. 예를 들어, 송신 장치가 64QAM의 변조 방식을 사용한 경우 송신 장치가 보낼 수 있 는 신호의 조합은 64×64 이고 매 심볼 구간 동안 상기와 같은 신호의 조합을 실시간으로 검토하는 것은 실질적으로 어렵다.
도 1은 복소 영역 네트워크 코딩을 사용하는 종래의 릴레이 협력 통신 시스템의 동작을 나타내는 개념도이다.
도 1을 참조하면, 복소 영역 네트워크 코딩을 사용하는 릴레이 협력 통신 시스템은 기지국(10), 릴레이 장치(20) 및 사용자 단말기(30)로 구성된다.
먼저, 첫 번째 타임 슬롯(Time Slot 1)에서 기지국(10) 및 사용자 단말기(30)는 동시에 릴레이 장치(20)로 신호(x1 및 x2)를 송신한다. 기지국(10) 및 사용자 단말기(30)로부터 동시에 신호를 수신한 릴레이 장치(20)는 수신된 혼합 신호를 분리하여 처리할 수 없기 때문에 수신된 혼합 신호에 대해 최대우도판정 방식을 이용하여 기지국(10) 및 사용자 단말기(30)에서 송신한 신호를 판정한다.
이후, 릴레이 장치(20)는 판정된 신호들을 복소 영역 네트워크 코딩을 이용하여 하나의 신호를 생성하고(xRS)만들고, 두 번째 타임 슬롯(Time Slot 2)에서 생성된 신호(xRS)를 기지국(10) 및 사용자 단말기(30)로 송신한다.
여기서, 기지국(10) 및 사용자 단말기(30)는 하기의 수학식 1에 기재된 바와 같은 신호를 수신한다.
Figure 112009047581907-pat00001
상기 수학식 1에서, YeNB[k]는 릴레이 장치(20)에서 송신하고 기지국(10)에서 수신한 신호를 의미하고, HRS-eNB[k]는 릴레이 장치(20)와 기지국(10) 사이의 채널 주파수 응답(CFR: Channel Frequency Response)을 의미하며, NeNB[k]는 기지국(10)의 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)을 의미한다. 또한, YUE[k]는 릴레이 장치(20)에서 송신하고, 사용자 단말기(30)에서 수신한 신호를 의미하고, HRS-UE[k]는 릴레이 장치(20)와 사용자 단말기(30) 사이의 채널 주파수 응답을 의미하며, NUE[k]는 사용자 단말기(30)의 잡음을 의미한다. XRS[k]는 릴레이 장치(20)에서 송신하는 신호를 의미한다.
이후, 하기 수학식 2와 같은 최대우도판정 방식을 이용하여 기지국은 수신된 신호와 자신이 송신한 신호를 이용하여 사용자 단말기가 송신한 신호를 추정하고, 사용자 단말기는 수신된 신호와 자신이 송신한 신호를 이용하여 기지국이 송신한 신호를 추정한다.
Figure 112009047581907-pat00002
상기, 수학식 2에서 A는 M-ary 변조 방식의 M개의 신호를 의미한다. 또한, XeNB[k]는 기지국(10)에서 송신한 신호를 의미하고, XUE[k]는 사용자 단말기(30)에서 송신한 신호를 의미하며,
Figure 112009047581907-pat00003
및
Figure 112009047581907-pat00004
는 각각 기지국(10) 및 사용자 단말기(30)에서 송신한 신호를 추정한 값을 의미한다.
도 2는 종래의 최대우도판정 방식을 사용하는 릴레이 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2를 참조하면, 릴레이 장치(20)의 송신 안테나(21)는 기지국(10)과 사용자 단말기(30)로부터 전송된 신호를 동시에 수신한다. 여기서 수신 안테나(21)가 수신한 신호는 수학식 3과 같다.
Figure 112009047581907-pat00005
수학식 3에서 yRS[n]은 릴레이 장치(20)에서 수신한 신호를 의미하고, heNB-RS[n]은 기지국(10)과 릴레이 장치(20) 사이의 채널 임펄스 응답(CIR: Channel Impulse Response)을 의미하며, xeNB[n]은 기지국(10)에서 송신한 신호를 의미한다. 또한, hUE-RS[n]은 사용자 단말기(30)와 릴레이 장치(20) 사이의 채널 임펄스 응답을 의미하고, nRS[n]은 릴레이 장치(30)의 잡음을 의미하며, xUE[n]은 사용자 단말기(30)에서 송신한 신호를 의미한다.
보호 구간 제거부(22)는 수학식 3과 같이 수신 안테나(21)가 수신한 신호의 보호 구간(Guard Interval)을 제거하고, 보호 구간이 제거된 신호는 FFT부(23)에 의해 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 과정을 거쳐 주파수 영역의 신호로 변환된다.
다음으로, 최대우도판정부(24)는 상기와 같이 주파수 영역으로 변환된 신호에 대해 최대우도판정을 수행한다. 일반적으로 릴레이 장치(20)에서는 채널 임펄스 응답 및 채널 주파수 응답을 추정할 수 있고, 추정된 채널 주파수 응답에 대하여 최대우도판정을 수행하는 최대우도판정부(24)는 하기 수학식 4와 같이 상관값을 구하는 연산부와 최소값을 결정하는 비교부로 구성된다.
Figure 112009047581907-pat00006
상기 수학식 4에서, A는 M-ary 변조 방식의 M개의 신호를 의미한다. 또한, YRS[k]는 릴레이 장치(20)에서 수신된 신호를 의미하고, HeNB-RS[k]는 기지국(10)과 릴레이 장치(20) 사이의 채널 주파수 응답을 의미하고, HUE-RS[k]는 사용자 단말기(30)와 릴레이 장치(20) 사이의 채널 주파수 응답을 의미한다. 또한,
Figure 112009047581907-pat00007
및
Figure 112009047581907-pat00008
는 각각 기지국(10) 및 사용자 단말기(30)에서 송신한 신호를 추정한 값을 의미한다.
복소영역 네트워크 코딩부(25)는 수학식 4를 이용하여 결정된 두 신호(즉,
Figure 112009047581907-pat00009
및
Figure 112009047581907-pat00010
)를 수학식 5를 이용하여 복소수 합 신호를 구한다.
Figure 112009047581907-pat00011
수학식 5에서 XRS[k]는 릴레이 장치(20)에서 송신하는 신호를 의미하고, WeNB[k] 및 WUE[k]는 다양하게 적용가능한 가중치(예를 들면, 위상변화값)를 의미한다.
IFFT부(26)는 상기 수학식 5에 의해 생성된 신호(즉, XRS[k])에 대한 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)을 수행하고, 보호구간 삽입부(27)는 역 고속 푸리에 변환된 신호에 보호 구간을 삽입한다. 또한, 송신 안테나(28)는 보호 구간 삽입부(27)로부터 제공된 신호를 기지국(10) 및 사용자 단말기(30)로 전송한다.
도 3은 종래의 최대우도판정 방식에서 사용되는 16QAM의 신호쌍을 나타내는 성상도이다.
도 3을 참조하면, Xi는 XeNB에서 전송하는 16QAM의 모든 신호인 16개의 신호를 나타내고, Xj는 XUE의 16QAM 신호인 16개의 신호를 나타낸다.
도 3에 도시된 바와 같이 {Xi, Xj}의 신호쌍은 모두 162개가 존재하기 때문에 모든 신호쌍을 계산한 후 최소값을 구해 XeNB와 XUE를 결정하는 종래의 최대우도판정방식은 총 256번의 계산이 필요하게 된다. 또는, 기지국 및 사용자 단말기가 64QAM을 사용하는 경우에는 {Xi, Xj}의 신호쌍은 모두 642개가 존재하기 때문에 종래의 최대우도판정방식은 총 4096번의 계산이 필요하게 되어 연산량이 급격하게 증가하 게 된다.
상기한 바와 같이 종래의 최대우도판정방식을 사용하는 복조 방법에서는 고차변조방식을 사용할수록 연산량이 기하급수적으로 증가하게 되어 실제 구현이 어려운 단점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 신호 품질을 유지하면서 연산 복잡도를 감소시킬 수 있는 수신 신호 복조 방법을 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 목적은 상기 수신 신호 복조 방법을 수행하는 수신 장치를 제공하는 것이다.
상술한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 수신 신호 복조 방법은, M-ary(여기서, M은 1이상의 자연수) 변조 방식으로 변조된 복수의 신호를 수신하는 수신 장치의 복조 방법에서 제1 채널의 채널 주파수 응답 전력과 제2 채널의 채널 주파수 응답 전력을 비교하는 단계와, 채널 주파수 응답 전력의 비교 결과에 기초하여 M개의 기준 신호를 선택하는 단계와, 선택된 상기 M개의 기준 신호 각각과 쌍을 이루는 대응 신호를 선택하는 단계 및 상기 기준 신호 및 대응 신호 쌍으로 구성된 M개의 신호쌍으로부터 송신 신호를 추정하는 단계를 포함한다. 상기 채널 주파수 응답 전력의 비교 결과에 기초하여 M개의 기준 신호를 선택하는 단계는, 상기 제1 채널의 채널 주파수 응답 전력과 상기 제2 채널의 채널 주 파수 응답 전력 중 채널 주파수 응답 전력이 작은 채널을 통해 전송된 신호를 상기 기준 신호로 선택할 수 있다. 상기 선택된 상기 M개의 기준 신호 각각과 쌍을 이루는 대응 신호를 선택하는 단계는, 수학식
Figure 112009047581907-pat00012
(여기서, 상기 X1 ,i는 M개의 신호 중 선택된 소정 기준 신호, X2 ,i는 상기 기준 신호의 대응 신호, H1 및 H2는 채널 주파수 응답, Y는 상기 수신 장치가 수신한 수신 신호를 의미함)을 통해 상기 대응 신호를 결정할 수 있다. 상기 선택된 상기 M개의 기준 신호 각각과 쌍을 이루는 대응 신호를 선택하는 단계는, 상기 결정된 대응 신호에 남아 있는 잡음 성분을 제거하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 기준 신호 및 대응 신호 쌍으로 구성된 M개의 신호쌍으로부터 송신 신호를 추정하는 단계는, 수학식
Figure 112009047581907-pat00013
(여기서, A는 M개의 신호쌍을 의미, 상기 X1 ,i는 M개의 신호 중 선택된 소정 기준 신호, X2 ,i는 상기 기준 신호의 대응 신호, H1 및 H2는 채널 주파수 응답, Y는 상기 수신 장치가 수신한 수신 신호,
Figure 112009047581907-pat00014
는 추정된 송신신호를 의미함)를 통해 상기 송신 신호를 추정할 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 복조 장치는 수신된 신호에 대해 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform)을 수행하여 상기 수신된 신호를 주파수 영역으로 변환하는 고속푸리에변환부 및 제1 채널 및 제2 채널의 채널 주파수 응답 전력을 비교하고, 채널 주파수 응답 전력의 비 교 결과 기초하여 M(여기서, M은 1 이상의 자연수)개의 기준 신호를 선택한 후 선택된 상기 M개의 기준 신호 각각과 쌍을 이루는 대응 신호를 결정함으로써 구성된 M개의 신호쌍으로부터 송신 신호를 추정하는 최대우도판정부를 포함한다. 상기 최대우도판정부는 상기 제1 채널의 채널 주파수 응답 전력과 상기 제2 채널의 채널 주파수 응답 전력 중 채널 주파수 응답 전력이 작은 채널을 통해 전송된 신호를 상기 기준 신호로 선택할 수 있다. 상기 최대우도판정부는 수학식
Figure 112009047581907-pat00015
(여기서, X1 ,i는 소정의 M개의 신호 중 선택된 소정 기준 신호, X2 ,i는 상기 기준 신호의 대응 신호, H1 및 H2는 채널 주파수 응답, Y는 상기 복조 장치가 수신한 수신 신호를 의미함)을 통해 상기 대응 신호를 결정할 수 있다.상기 최대우도판정부는 결정된 상기 대응 신호에 남아 있는 잡음 성분을 제거할 수 있다. 상기 최대우도판정부는 수학식
Figure 112009047581907-pat00016
(여기서, A는 M개의 신호를 의미, 상기 X1 ,i는 M개의 신호 중 선택된 소정 기준 신호, X2 ,i는 상기 기준 신호의 대응 신호, H1 및 H2는 채널 주파수 응답, Y는 상기 수신 장치가 수신한 수신 신호,
Figure 112009047581907-pat00017
는 추정된 송신신호를 의미함)를 통해 상기 송신 신호를 추정할 수 있다.
상술한 바와 같은 본 발명의 실시예에 따르면, 송신측에서 M-ary 변조를 사 용하는 경우, 종래의 수신 신호 복조 방법처럼 M2 개의 신호쌍을 고려하지 않고, 상기한 바와 같이 채널 주파수 응답 전력에 기초하여 M개의 기준 신호를 먼저 선택한 후 선택된 M개의 기준 신호과 쌍을 이루는 대응 신호를 결정하기 때문에 M개의 신호쌍만을 고려하면 된다.
따라서, 수신된 신호로부터 송신 신호를 추정하기 위한 연산 복잡도가 종래의 O(M2)에서 O(M)으로 감소하게 된다. 또한, 연산 복잡도를 감소시킴으로써 수신 장치의 신호 처리 지연을 방지할 수 있고, 모뎀의 복잡도를 낮출 수 있다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어"있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어"있다거나 "직접 접속되어"있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 이하, 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
이하, 본 발명의 실시예에서 릴레이 장치는 기지국 및 사용자 단말기의 사이에 위치하여 기지국 및 사용자 단말기가 송신한 신호를 수신하고, 수신된 신호를 기지국 및 사용자 단말기에 중계하는 장치를 의미한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 신호 복조 방법을 나타내는 흐름도로서, 복소 영역 네트워크 코딩 기반의 릴레이 협력 통신을 수행하는 릴레이 장치에서 수행되는 최대우도판정 방식을 예를 들어 도시하였다.
도 4를 참조하면, 먼저 릴레이 장치는 기지국과 릴레이 장치 사이의 채널 주파수 응답(HeNB-RS) 전력과 릴레이 장치와 사용자 단말기 사이의 채널 주파수 응답(HUE-RS) 전력을 비교한다(단계 110).
이후, 릴레이 장치는 채널 주파수 응답 전력의 비교 결과에 기초하여 채널 주파수 응답 전력이 작은 채널의 신호를 기준 신호로 선택한다(단계 120). 여기서, 채널 주파수 응답 전력이 작은 채널의 신호를 기준 신호로 선택하는 이유는 기준 신호의 선택이 잘못되었을 경우 그 영향을 최소화하기 위함이며, 상기 기준 신호는 채널 주파수 응답 전력이 큰 채널의 신호로 선택될 수도 있다.
그리고, 릴레이 장치는 수학식 6 및 수학식 7을 이용하여 선택된 기준 신호와 쌍이 될 대응 신호를 결정한다.
Figure 112009047581907-pat00018
수학식 6에서, YRS[k]는 릴레이 장치가 수신한 수신 신호를 의미하고, HeNB-RS[k]은 기지국과 릴레이 장치 사이의 채널 주파수 응답을 의미하고, HUE-RS[k]은 사용자 단말기와 릴레이 장치 사이의 채널 주파수 응답을 의미한다. 또한 XeNB,i는 M개의 신호 중 기지국에서 전송한 소정의 신호를 의미하고, XUE,i는 M개의 신호 중 사용자 단말기에서 전송한 소정의 신호를 의미한다.
Figure 112009047581907-pat00019
수학식 7에서, dec는 기준 신호와 쌍이 될 대응 신호의 결정(decision)을 의미하며, 수학식 7을 이용하여 수학식 6을 통해 선택된 대응 신호에 남아 있는 잡음 성분을 제거할 수 있다.
예를 들어, 기지국과 릴레이 장치 사이의 채널 주파수 응답(HeNB-RS) 전력이 릴레이 장치와 사용자 단말기 사이의 채널 주파수 응답(HUE-RS) 전력 보다 작은 경우는 M개의 신호 중 기지국에서 전송한 소정 신호(XeNB,i)가 기준 신호로 선택되고, 선택된 기준 신호와 쌍을 이룰 대응 신호(즉, XUE,i)를 수학식 6 및 7을 이용하여 결정한다.
또는, 릴레이 장치와 사용자 단말기 사이의 채널 주파수 응답(HUE-RS) 전력이 기지국과 릴레이 장치 사이의 채널 주파수 응답(HeNB-RS) 전력 보다 작은 경우는 M개의 신호 중 사용자 단말기에서 전송한 소정 신호(XUE,i)가 기준 신호로 선택되고, 선택된 기준 신호와 쌍을 이룰 대응 신호(즉, XeNB,i)를 수학식 6 및 7을 이용하여 결정한다.
단계 110 내지 130을 통해 M개의 신호쌍이 결정된 후, 릴레이 장치는 수학식 8을 이용하여 기지국 및 사용자 단말기에서 전송한 신호를 추정한다(단계 140).
Figure 112009047581907-pat00020
수학식 8에서 A는 M-ary 변조 방식의 M개의 XeNB,i 신호와 XUE,i 신호로 이루어진 M개의 {XeNB,i, XUE,i} 신호 쌍을 의미한다. 또한, YRS[k]는 릴레이 장치가 수신한 신호를 의미하고,
Figure 112009047581907-pat00021
및
Figure 112009047581907-pat00022
는 각각 기지국과 사용자 단말기에서 전송한 신호를 추정한 값을 의미한다.
이후, 릴레이 장치는 단계 140에서 추정된 신호에 대해 복소 영역 네트워크 코딩을 수행한 후(단계 150), 기지국 및 사용자 단말기로 전송한다(단계 160). 여기서, 릴레이 장치는 상기 수학식 5를 이용하여 추정된 신호에 대한 복소 영역 네트워크 코딩을 수행할 수 있다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 신호 복조 방법 에서는 송신측에서 M-ary 변조를 사용하는 경우, 종래의 수신 신호 복조 방법처럼 M2 개의 신호쌍을 고려하지 않고, 상기한 바와 같이 채널 주파수 응답 전력에 기초하여 M개의 기준 신호를 먼저 선택한 후 수학식 6 및 7을 이용하여 선택된 M개의 기준 신호과 쌍을 이루는 대응 신호를 결정하기 때문에 M개의 신호쌍만을 고려하면 되고, 이로 인해 연산 복잡도가 종래의 O(M2)에서 O(M)으로 감소하게 된다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 신호 복조 방법을 수행하는 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이고, 도 6은 도 5에 도시된 최대우도판정부의 상세한 구성을 나타내는 블록도이다. 도 5에서는 수신 신호 복조 방법을 수행하는 장치로 릴레이 장치를 예를 들어 도시하였다.
도 5 및 도 6을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치는 보호구간 제거부(510), FFT부(520), 최대우도판정부(530), 복소영역 네트워크 코딩부(540), IFFT부(550), 보호구간 삽입부(560)를 포함할 수 있다.
보호구간 제거부(510)는 수신된 신호의 보호 구간(Guard Interval)을 제거하고, FFT부(520)는 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform)을 수행하여 보호 구간이 제거된 신호를 주파수 영역의 신호로 변환한다.
최대우도판정부(530)는 채널전력비교 모듈(531), 제1 연산 모듈(532), 제2 연산 모듈(533), 제1 신호 결정 모듈(534), 제2 신호 결정 모듈(535) 및 신호추정 모듈(536)을 포함할 수 있다.
채널전력비교 모듈(531)은 기지국과 릴레이 장치 사이의 채널 주파수 응 답(HeNB-RS) 전력과 릴레이 장치와 사용자 단말기 사이의 채널 주파수 응답(HUE-RS) 전력을 비교한다.
채널전력비교 모듈(531)의 비교 결과에 기초하여 채널 주파수 응답(HeNB-RS) 전력이 채널 주파수 응답(HUE-RS) 전력 보다 작은 경우는 제1 연산 모듈(532) 및 제1 신호 결정 모듈(534)이 동작하고, 채널 주파수 응답(HUE-RS) 전력이 채널 주파수 응답(HeNB-RS) 전력 보다 작은 경우는 제2 연산 모듈(533) 및 제2 신호 결정 모듈(535)이 동작한다.
제1 연산 모듈(532)은 기지국에서 전송한 소정 신호를 기준 신호(XeNB,i)로 선택하고, 선택된 기준 신호(XeNB,i)와 쌍을 이룰 대응 신호(XUE,i)를 수학식 6을 이용하여 계산한다.
제1 신호 결정 모듈(534)은 제1 연산 모듈(532)이 계산을 통해 선택한 대응 신호(XUE,i)에 대해 수학식 7을 이용하여 선택된 대응 신호에 남아 있는 잡음 성분을 제거한다.
제2 연산 모듈(533) 사용자 단말기에서 전송한 소정 신호를 기준 신호(XUE,i)로 선택하고, 선택된 기준 신호(XUE,i)와 쌍을 이룰 대응 신호를(XeNB,i) 수학식 6을 이용하여 계산한다.
제2 신호 결정 모듈(535)은 제2 연산 모듈(533)이 계산을 통해 선택한 대응 신호(XeNB,i)에 대해 수학식 7을 이용하여 선택된 대응 신호(XeNB,i)에 남아 있는 잡음 성분을 제거한다.
신호추정 모듈(536)은 제1 신호 결정 모듈(534) 또는 제2 신호 결정 모듈(535)로부터 결정된 총 M개의 신호쌍을 제공받고 제공받은 M개의 신호쌍에 대해 수학식 8을 이용하여 기지국 및 사용자 단말기에서 전송한 신호를 추정한다.
복소영역 네트워크 코딩부(540)는 수학식 5를 이용하여 추정된 신호의 복소수 합 신호를 생성하고, IFFT부(550)는 복소영역 네트워크 코딩된 신호에 대해 역 고속 푸리에 변환을 수행한다.
보호구간 삽입부(560)는 역 고속 푸리에 변환이 수행된 신호에 대해 보호 구간을 삽입한다.
도 5 및 도 6에서는 수신 신호 복조 방법을 수행하는 장치로 릴레이 장치의 구성을 예를 들어 설명하였으나, 상기 최대우도판정부는 복수의 신호가 혼합된 신호를 수신하여 수신된 신호를 분리하는 수신기에 적용될 수 있음은 자명하다. 예를 들어, 상기 최대우도판정부는 갈루아 영역 네트워크 코딩을 사용하는 릴레이 협력 통신 환경에서 사용될 수도 있고, 다중 안테나 환경의 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 수신기에 사용될 수도 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 최대우도판정 방식에서 사용되는 16QAM의 신호쌍을 설명하기 위한 성상도이다.
도 7의 (a)는 채널 주파수 응답(H1=HeNB-RS) 전력이 채널 주파수 응답(H2=HUE- RS) 전력 보다 작은 경우에 X1,i(=XeNB,i) 신호를 기준으로 X2,i(=XUE,i)를 결정하는 것을 나타내고, 도 7의 (b)는 채널 주파수 응답 전력(H2=HUE-RS)이 채널 주파수 응답(H1=HeNB-RS) 전력 보다 작은 경우에 X2,i(=XUE,i)신호를 기준으로 X1,i(=XeNB,i)를 결정하는 것을 나타낸다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에 따른 최대우도판정 방식에서는 16QAM의 경우 총 16개의 신호쌍 {X1,i, X2,i}만을 고려하고, 이에 따라 16번의 계산이 필요하다. 이는 종래의 162의 연산량에 비해 획기적인 연산량의 감소를 의미한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 최대우도판정 방식과 종래의 최대우도판정 방식의 연산량을 비교한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 8에 도시된 바와 같이, 본 발명의 최대 우도 판정 방식은 O(M)의 연산량을 가지므로 변조 차수가 증가하면 이에 상응하여 선형적으로 연산량이 증가하지만, 종래의 최대우도판정 방식은 O(M2)의 연산량을 가지므로 변조 차수가 증가함에 따라 연산량이 차수의 제곱 형태로 증가한다. 따라서, 고차 변조를 사용할수록 본 발명의 최대우도판정 방식은 종래의 최대우도판정 방식에 비하여 더욱 많은 연산량을 감소시킬 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 최대우도판정방식과 종래의 최대우도판정방식의 비트에러율을 비교한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 9를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 최대우도판정 방식의 BER(Bit Error Rate) 성능 검증을 위한 모의실험은 16QAM을 변조 방식으로 설정하고, 채널 부호화로는 연판정(Soft decision)을 사용하는 길쌈 부호(Convolutional coding)를 사용하고 지수적 감소 채널(Exponential decay channel) 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록함으로써 수행하였다.
도 9에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 최대우도판정 방식은 종래의 최대우도판정 방식에 비해 BER 성능의 열화가 전혀 없는 것으로 확인되었다.
결과적으로, 도 8 및 도 9에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 최대우도판정 방식 및 이를 사용하는 복조 방법은 종래의 최대우도판정 방식을 사용하는 복조 방법에 비해 품질을 그대로 유지하면서 연산량을 획기적으로 감소시킬 수 있는 장점이 있다.
이상 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
도 1은 복소 영역 네트워크 코딩을 사용하는 종래의 릴레이 협력 통신 시스템의 동작을 나타내는 개념도이다.
도 2는 종래의 최대우도판정 방식을 사용하는 릴레이 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 3은 종래의 최대우도판정 방식에서 사용되는 16QAM의 신호쌍을 나타내는 성상도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 신호 복조 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 신호 복조 방법을 수행하는 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 6은 도 5에 도시된 최대우도판정부의 상세한 구성을 나타내는 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 최대우도판정 방식에서 사용되는 16QAM의 신호쌍을 설명하기 위한 성상도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 최대우도판정 방식과 종래의 최대우도판정 방식의 연산량을 비교한 결과를 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 최대우도판정방식과 종래의 최대우도판정방식의 비트에러율을 비교한 결과를 나타내는 그래프이다.

Claims (10)

  1. M-ary(여기서, M은 1이상의 자연수) 변조 방식으로 변조된 복수의 신호를 수신하는 수신 장치의 복조 방법에 있어서,
    제1 채널의 채널 주파수 응답 전력과 제2 채널의 채널 주파수 응답 전력을 비교하는 단계;
    채널 주파수 응답 전력의 비교 결과에 기초하여 M개의 기준 신호를 선택하는 단계;
    선택된 상기 M개의 기준 신호 각각과 쌍을 이루는 대응 신호를 선택하는 단계; 및
    상기 기준 신호 및 대응 신호 쌍으로 구성된 M개의 신호쌍으로부터 송신 신호를 추정하는 단계를 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 채널 주파수 응답 전력의 비교 결과에 기초하여 M개의 기준 신호를 선택하는 단계는,
    상기 제1 채널의 채널 주파수 응답 전력과 상기 제2 채널의 채널 주파수 응답 전력 중 채널 주파수 응답 전력이 작은 채널을 통해 전송된 신호를 상기 기준 신호로 선택하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 복조 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 선택된 상기 M개의 기준 신호 각각과 쌍을 이루는 대 응 신호를 선택하는 단계는,
    수학식
    Figure 112009047581907-pat00023
    (여기서, 상기 X1 ,i는 M개의 신호 중 선택된 소정 기준 신호, X2 ,i는 상기 기준 신호의 대응 신호, H1 및 H2는 채널 주파수 응답, Y는 상기 수신 장치가 수신한 수신 신호를 의미함)을 통해 상기 대응 신호를 결정하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 복조 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 선택된 상기 M개의 기준 신호 각각과 쌍을 이루는 대응 신호를 선택하는 단계는,
    상기 결정된 대응 신호에 남아 있는 잡음 성분을 제거하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 복조 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 기준 신호 및 대응 신호 쌍으로 구성된 M개의 신호쌍으로부터 송신 신호를 추정하는 단계는,
    수학식
    Figure 112009047581907-pat00024
    (여기서, A는 M개의 신호쌍을 의미, 상기 X1 ,i는 M개의 신호 중 선택된 소정 기준 신호, X2 ,i는 상기 기준 신호의 대응 신호, H1 및 H2는 채널 주파수 응답, Y는 상기 수신 장치가 수신한 수신 신호,
    Figure 112009047581907-pat00025
    는 추정된 송신신호를 의미함)를 통해 상기 송신 신호를 추정하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 복조 방법.
  6. 수신된 신호에 대해 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform)을 수행하여 상기 수신된 신호를 주파수 영역으로 변환하는 고속푸리에변환부; 및
    제1 채널 및 제2 채널의 채널 주파수 응답 전력을 비교하고, 채널 주파수 응답 전력의 비교 결과 기초하여 M(여기서, M은 1 이상의 자연수)개의 기준 신호를 선택한 후 선택된 상기 M개의 기준 신호 각각과 쌍을 이루는 대응 신호를 결정함으로써 구성된 M개의 신호쌍으로부터 송신 신호를 추정하는 최대우도판정부를 포함하는 복조 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 최대우도판정부는
    상기 제1 채널의 채널 주파수 응답 전력과 상기 제2 채널의 채널 주파수 응답 전력 중 채널 주파수 응답 전력이 작은 채널을 통해 전송된 신호를 상기 기준 신호로 선택하는 것을 특징으로 하는 복조 장치.
  8. 제6항에 있어서, 상기 최대우도판정부는
    수학식
    Figure 112009047581907-pat00026
    (여기서, X1 ,i는 소정의 M개의 신호 중 선택된 소정 기준 신호, X2 ,i는 상기 기준 신호의 대응 신호, H1 및 H2는 채널 주파수 응답, Y는 상기 복조 장치가 수신한 수신 신호를 의미함)을 통해 상기 대응 신호를 결정 하는 것을 특징으로 하는 복조 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 최대우도판정부는
    결정된 상기 대응 신호에 남아 있는 잡음 성분을 제거하는 것을 특징으로 하는 복조 장치.
  10. 제6항에 있어서, 상기 최대우도판정부는
    수학식
    Figure 112009047581907-pat00027
    (여기서, A는 M개의 신호쌍을 의미, 상기 X1 ,i는 M개의 신호 중 선택된 소정 기준 신호, X2 ,i는 상기 기준 신호의 대응 신호, H1 및 H2는 채널 주파수 응답, Y는 상기 수신 장치가 수신한 수신 신호,
    Figure 112009047581907-pat00028
    는 추정된 송신신호를 의미함)를 통해 상기 송신 신호를 추정하는 것을 특징으로 하는 복조 장치.
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