KR101463532B1 - 협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치 - Google Patents

협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR101463532B1
KR101463532B1 KR1020120060446A KR20120060446A KR101463532B1 KR 101463532 B1 KR101463532 B1 KR 101463532B1 KR 1020120060446 A KR1020120060446 A KR 1020120060446A KR 20120060446 A KR20120060446 A KR 20120060446A KR 101463532 B1 KR101463532 B1 KR 101463532B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
mmse
interference estimation
symbol
relay nodes
Prior art date
Application number
KR1020120060446A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20130136773A (ko
Inventor
윤석호
채근홍
Original Assignee
성균관대학교산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 성균관대학교산학협력단 filed Critical 성균관대학교산학협력단
Priority to KR1020120060446A priority Critical patent/KR101463532B1/ko
Publication of KR20130136773A publication Critical patent/KR20130136773A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101463532B1 publication Critical patent/KR101463532B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/022—Site diversity; Macro-diversity
    • H04B7/026—Co-operative diversity, e.g. using fixed or mobile stations as relays
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15592—Adapting at the relay station communication parameters for supporting cooperative relaying, i.e. transmission of the same data via direct - and relayed path
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0036—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff arrangements specific to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2691—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation involving interference determination or cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L2001/0092—Error control systems characterised by the topology of the transmission link
    • H04L2001/0097—Relays

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)

Abstract

MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법 및 MMSE(Minimum mean square error) 기법 중 적어도 하나를 적용함으로써 간섭 환경에서 성능이 저하되는 것을 개선할 수 있는 협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법이 제공된다. 협력 통신 시스템에서 목적지 노드(Destination node)의 데이터 수신 방법은 MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법 및 MMSE(Minimum mean square error) 기법을 기반으로 추정 신호를 산출하는 단계와 상기 산출한 추정 신호들의 BER(Bit Error Rate) 성능을 산출하는 단계 및 상기 산출된 BER 성능을 기반으로 상기 MLSE 기법 및 상기 MMSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 중 어느 하나를 선택하는 단계를 포함할 수 있다. 따라서, 간섭 환경에서도 협력 통신 시스템이 간섭에 의해 저하되는 것을 효율적으로 개선하여 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

Description

협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치{METHOD OF TRANSMITTING AND RECEIVING DATA FOR COOPERATIVE COMMUNICATION SYSTEM AND APPARATUS FOR PERFORMING THE SAME}
본 발명은 지식경제부 및 정보통신산업진흥원의 대학 IT연구센터 육성지원 사업의 연구결과(NIPA-2012-H0301-12-1005)인 협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 협력 통신 시스템을 통한 데이터 송수신에 있어서 상기 협력 통신 시스템의 성능이 저하되는 것을 개선하기 위해 간섭을 제거하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
최근 무선 통신 품질을 개선하는 방법으로 협력 통신(cooperative communication) 개념이 연구되고 있다. 협력 통신이란 멀티 유저환경에서 하나의 안테나를 가지는 무선 통신 장비들이 그들의 안테나를 공유하여 일종의 가상 다중 입출력 환경을 만들어냄으로써 다이버시티를 얻게 해주는 통신 방법이다. 즉, 전송 속도 조절기법(link adaptation)을 사용하는 환경에서 두 노드 간의 채널 환경이 급속히 나빠졌을 때 전송 경로 상에서 두 노드 사이에 위치한 릴레이 노드를 사용하여 소스 노드와 릴레이 노드, 그리고 릴레이 노드와 목적지 노드 사이의 전송 경로 품질을 개선 시키는 통신 방법이다.
그러나, 한정된 공간에 여러 협력 통신 시스템이 공존하면 목적지 노드의 수신 가능 범위가 겹쳐지기 때문에 간섭이 발생할 수 있다. 즉, 여러 협력 통신 시스템들이 협소한 공간에 존재하거나 다수의 안테나를 갖는 목적지 노드를 공유할 때, 간섭 환경이 조성되며, 이로 인해 시스템의 비트 오류율(Bit Error Rate, BER) 성능이 저하되는 문제가 발생할 수 있다.
한국 공개 특허 제 10-2012-0036154 호("통신 시스템에서의 협력 통신 방법 및 장치", 중앙대학교 산학협력단, 2012년 4월 17일 공개)
전술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법 및 MMSE(Minimum mean square error) 기법 중 적어도 하나를 협력 통신 시스템에 적용함으로써 간섭 환경에서 성능이 저하되는 것을 개선하고, 상황에 맞는 최적의 간섭 제거 기법을 선택하여 사용할 수 있는 협력 통신 시스템의 데이터 송수신 방법을 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 목적은 MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법 및 MMSE(Minimum mean square error) 기법 중 적어도 하나를 협력 통신 시스템에 적용함으로써 간섭 환경에서 성능이 저하되는 것을 개선하고, 상황에 맞는 최적의 간섭 제거 기법을 선택하여 사용할 수 있는 협력 통신 시스템의 데이터 송수신 장치를 제공하는 것이다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 소스 노드(Source node)의 데이터 송신 방법은 소스 노드의 데이터를 제 1 릴레이 노드 및 제 2 릴레이 노드를 통해 목적지 노드로 전달하는 협력 통신 시스템에서 목적지 노드의 데이터 수신 방법에 있어서, MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법을 기반으로 추정 신호를 산출하는 단계; MMSE(Minimum mean square error) 기법을 기반으로 추정 신호를 산출하는 단계; 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호의 BER(Bit Error Rate) 성능을 산출하는 단계; 및 상기 산출된 BER 성능을 기반으로 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 중 어느 하나를 선택하는 단계를 포함할 수 있다. 여기서, 상기 선택하는 단계는 상기 BER 성능 및 복잡도를 기반으로 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 중 어느 하나를 선택하는 것을 특징으로 할 수 있다. 또한, 상기 MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법을 기반으로 추정 신호를 산출하는 단계는 릴레이 노드로부터 수신한 신호를 알라무티(Alamouti) 복조하는 단계; 및 상기 알라무티 복조된 신호를 비터비(Viterbi) 알고리즘을 기반으로 복호화하여 추정 신호를 산출하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 비터비 알고리즘을 기반으로 복호화하여 추정 신호를 산출하는 단계는 상기 알라무티 복조된 출력
Figure 112012044958018-pat00001
의 비트열과 동일 심볼 비트수를 가지는 송신 가능한 모든 신호
Figure 112012044958018-pat00002
의 비트열 상호간의 최소 유클리드 거리를 가지는 비트열을 송신된 심볼로 선택하는 것을 특징으로 할 수 있다. 여기서, 상기 유클리드 거리는 하기의 수학식
Figure 112012044958018-pat00003
- 단, 여기서
Figure 112012044958018-pat00004
은 유클리드 거리를 나타냄 - 을 기반으로 산출되는 것을 특징으로 할 수 있다. 상기 MMSE(Minimum mean square error) 기법을 기반으로 추정 신호를 산출하는 단계는 릴레이 노드로부터 수신한 신호에서 순환 전치를 제거하고 이산 푸리에 변환을 수행하여 수신 심볼을 생성하는 단계; 및 상기 수신 심볼에 MMSE(Minimum mean square error) 필터 행렬을 곱하여 추정 신호를 산출하는 단계를 포함할 수 있으며, MMSE 필터 행렬은 하기의 수학식
Figure 112012044958018-pat00005
- 단, 여기서
Figure 112012044958018-pat00006
는 MMSE 필터 행렬, H는 채널 행렬,
Figure 112012044958018-pat00007
는 H의 허미시안 전치 행렬(Hermitian transpose matrix),
Figure 112012044958018-pat00008
은 신호 대 잡음비(signal to noise ratio, SNR)의 역수,
Figure 112012044958018-pat00009
는 4×4 단위 행렬을 나타냄 - 을 기반으로 산출되는 것을 특징으로 할 수 있다.
본 발명의 목적을 달성하기 위한 협력 통신 시스템에서 소스 노드(Source node)의 데이터 송신 방법은 소스 노드의 데이터를 제 1 릴레이 노드 및 제 2 릴레이 노드를 통해 목적지 노드로 전달하는데 있어서, 릴레이 노드(relay node)로 전송할 복수의 데이터 심볼 블록을 조합하는 단계; 상기 조합된 데이터 심볼 블록에 이산 역 푸리에 변환 연산을 수행하고 순환 전치(Cyclic prefix, CP)를 삽입하여 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 전송 심볼을 생성하는 단계; 및 상기 전송 심볼을 릴레이 노드로 전송하는 단계를 포함할 수 있다. 여기서, 상기 심볼 블록을 조합하는 단계는 하기의 수학식
Figure 112012044958018-pat00010
- 단, 여기서 X1 및 X2는 데이터 심볼 블록, C1 및 C2는 조합된 데이터 심볼 블록, *는 공액 복소 연산 기호를 나타냄 - 을 기반으로 상기 데이터 심볼 블록을 조합하는 것을 특징으로 할 수 있다. 또한, 상기 전송 심볼 중 MLSE 기법을 적용할 심볼에 대해서는 전송 심볼을 길쌈 부호화(convolutional coding)하는 단계를 더 포함하고, 상기 전송하는 단계는 상기 길쌈 부호화된 전송 심볼을 상기 릴레이 노드로 전송하는 것을 특징으로 할 수 있다.
본 발명의 다른 목적을 달성하기 위한 협력 통신 시스템에서 목적지 노드(destination node)의 데이터 수신 장치는 소스 노드의 데이터를 제 1 릴레이 노드 및 제 2 릴레이 노드를 통해 목적지 노드로 전달하는 협력 통신 시스템에서 목적지 노드의 데이터 수신 장치에 있어서, MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법을 기반으로 추정 신호를 산출하는 MLSE 산출부; MMSE(Minimum mean square error) 기법을 기반으로 추정 신호를 산출하는 MMSE 산출부; 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호의 BER(Bit Error Rate) 성능을 산출하는 BER 산출부; 및 상기 산출된 BER 성능을 기반으로 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 중 어느 하나를 선택하는 선택부를 포함할 수 있다. 또한, 상기 선택부는 상기 BER 성능 및 복잡도를 기반으로 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 중 어느 하나를 선택하는 것을 특징으로 할 수 있다. 여기서, 상기 MLSE 산출부는 릴레이 노드로부터 수신한 신호를 알라무티(Alamouti) 복조하는 복조부; 및 상기 알라무티 복조된 신호를 비터비(Viterbi) 알고리즘을 기반으로 복호화하여 추정 신호를 산출하는 복호화부를 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다. 여기서, 상기 복호화부는 상기 알라무티 복조된 출력
Figure 112012044958018-pat00011
의 비트열과 동일 심볼 비트수를 가지는 송신 가능한 모든 신호
Figure 112012044958018-pat00012
의 비트열 상호간의 최소 유클리드 거리를 가지는 비트열을 송신된 심볼로 선택하는 것을 특징으로 할 수 있다. 또한, 상기 유클리드 거리는 하기의 수학식
Figure 112012044958018-pat00013
- 단, 여기서
Figure 112012044958018-pat00014
은 유클리드 거리를 나타냄 - 을 기반으로 산출되는 것을 특징으로 할 수 있다. 여기서, 상기 MMSE 산출부는 릴레이 노드로부터 수신한 신호에서 순환 전치를 제거하고 이산 푸리에 변환을 수행하여 수신 심볼을 생성하는 수신 심볼 생성부; 및 상기 수신 심볼에 MMSE(Minimum mean square error) 필터 행렬을 곱하여 추정 신호를 산출하는 MMSE 연산부를 포함하는 것을 특징으로 할 수 있으며, 상기 MMSE 필터 행렬은 하기의 수학식
Figure 112012044958018-pat00015
- 단, 여기서
Figure 112012044958018-pat00016
는 MMSE 필터 행렬, H는 채널 행렬,
Figure 112012044958018-pat00017
는 H의 허미시안 전치 행렬(Hermitian transpose matrix),
Figure 112012044958018-pat00018
은 신호 대 잡음비(signal to noise ratio, SNR)의 역수,
Figure 112012044958018-pat00019
는 4×4 단위 행렬을 나타냄 - 을 기반으로 산출되는 것을 특징으로 할 수 있다.
본 발명의 다른 목적을 달성하기 위한 협력 통신 시스템에서 소스 노드(Source node)의 데이터 송신 장치는 소스 노드의 데이터를 제 1 릴레이 노드 및 제 2 릴레이 노드를 통해 목적지 노드로 전달하는데 있어서, 릴레이 노드(relay node)로 전송할 복수의 데이터 심볼 블록을 조합하는 심볼 조합부; 상기 조합된 데이터 심볼 블록에 이산 역 푸리에 변환 연산을 수행하고 순환 전치(Cyclic prefix, CP)를 삽입하여 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 전송 심볼을 생성하는 전송 심볼 생성부; 및 상기 전송 심볼을 릴레이 노드로 전송하는 전송부를 포함할 수 있다. 또한, 상기 심볼 조합부는 하기의 수학식
Figure 112012044958018-pat00020
- 단, 여기서 X1 및 X2는 데이터 심볼 블록, C1 및 C2는 조합된 데이터 심볼 블록, *는 공액 복소 연산 기호를 나타냄 - 을 기반으로 상기 데이터 심볼 블록을 조합하는 것을 특징으로 할 수 있다. 여기서, 상기 전송 심볼 중 MLSE 기법을 적용할 심볼에 대해서는 길쌈 부호화(convolutional coding)하는 부호화부를 더 포함하고, 상기 전송부는 상기 길쌈 부호화된 전송 심볼을 상기 릴레이 노드로 전송하는 것을 특징으로 할 수 있다.
전술한 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치에 따르면, MLSE 기법 및 MMSE 기법 중 적어도 하나를 상황에 맞게 선택하여 협력 통신 시스템에 적용함으로써, 간섭 환경에서도 협력 통신 시스템이 간섭에 의해 저하되는 것을 효율적으로 개선하여 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.
따라서, 협소한 공간 혹은 공통된 다중 안테나 노드를 목적지 노드로 공유하는 여러 협력 통신 시스템으로 인해 발생한 간섭환경에서의 성능 저하를 개선할 수 있다. 또한, 본 발명은 복수의 간섭 제거 기법을 사용할 수 있어, 실제 협력 통신 시스템을 구현 시, 상황에 맞는 최적의 기법을 선택할 수 있다.
도 1은 간섭이 발생하는 협력 통신 시스템의 개념도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 소스 노드(Source node)의 데이터 송신 방법의 흐름도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 목적지 노드(destination node)의 데이터 수신 방법의 흐름도이다.
도 4a는 도 3의 MLSE 기법 기반 추정 신호 산출 단계의 상세 흐름도이다.
도 4b는 도 3의 MMSE 기법 기반 추정 신호 산출 단계의 상세 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 소스 노드의 데이터 송신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 목적지 노드의 데이터 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거 기법을 사용한 경우의 비트 오류율 성능을 나타내는 그래프이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다.
그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
본 명세서의 실시예를 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 명세서의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
또한 본 발명의 실시예에 나타나는 구성부들은 서로 다른 특징적인 기능들을 나타내기 위해 독립적으로 도시되는 것으로, 각 구성부들이 분리된 하드웨어나 하나의 소프트웨어 구성단위로 이루어짐을 의미하지 않는다. 즉, 각 구성부는 설명의 편의상 각각의 구성부로 나열하여 포함한 것으로 각 구성부 중 적어도 두 개의 구성부가 합쳐져 하나의 구성부로 이루어지거나, 하나의 구성부가 복수 개의 구성부로 나뉘어져 기능을 수행할 수 있고 이러한 각 구성부의 통합된 실시예 및 분리된 실시예도 본 발명의 본질에서 벗어나지 않는 한 본 발명의 권리범위에 포함된다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가진 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 본 발명을 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 1은 간섭이 발생하는 협력 통신 시스템의 개념도이다.
본 발명에서는 협력 통신 시스템 및 채널 상황을 가정할 수 있다. 또한, MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법과 MMSE(Minimum mean square error) 기법을 통해 간섭 환경에서 협력 통신 시스템의 성능 저하를 개선할 수 있다.
예를 들어, 도 1에 도시된 바와 같이 두 개의 협력 통신 시스템을 포함할 수 있다. 각각의 협력 통신 시스템은 하나의 안테나를 가지는 소스 노드(111, 121) 및 두 개의 릴레이 노드(113, 115, 123, 125)를 포함할 수 있으며, 두 개의 안테나(117, 127)를 가지는 목적지 노드(130)를 공유할 수 있다. 소스 노드 S2(121)에서의 신호가 릴레이 노드(123, 125)를 통해 목적지 노드의 첫 번째 안테나 D1(117)으로 송신될 수 있음을 알 수 있다. D1(117)에서 수신하고자 하는 신호는 소스 노드 S1(111)으로부터의 신호이므로 S2(121)로부터의 신호는 간섭으로 작용할 수 있다.
또한,
Figure 112012044958018-pat00021
와
Figure 112012044958018-pat00022
,
Figure 112012044958018-pat00023
와
Figure 112012044958018-pat00024
는 각 시스템의 소스 노드(111, 121)와 i번째 릴레이 노드(113, 115, 123, 125) 사이의 채널 계수 및 i번째 릴레이 노드(113, 115, 123, 125)와 목적지 노드(130) 사이의 채널 계수를 의미할 수 있다. 각 채널 계수는 평균이 0이고 분산이 1인 독립 복소 정규 랜덤 변수로 모형화될 수 있다. 본 발명에서는 각 노드 사이의 채널이 준 정적 플랫 페이딩이며 (quasi-static flat fading), 두 개의 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 심볼 구간 동안 채널 계수들이 변하지 않는다고 가정할 수 있다.
소스 노드
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 소스 노드(Source node)의 데이터 송신 방법의 흐름도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 소스 노드의 데이터 송신 방법은 먼저 릴레이 노드(relay node)로 전송할 복수의 데이터 심볼 블록을 조합할 수 있다(S210). 예를 들면, 도 1에 도시된 바와 같이 소스 노드 S1(111)에서는 두 개의 연속적인 데이터 블록 X1과 X2를, 소스 노드 S2에서도 역시 두 개의 연속적인 데이터 블록 X3과 X4를 하기의 수학식 1 내지 2를 기반으로 조합할 수 있다.
Figure 112012044958018-pat00025
Figure 112012044958018-pat00026
단, 여기서 X1 내지 X4는 데이터 심볼 블록, C1 내지 C4는 조합된 데이터 심볼 블록, *는 공액 복소 연산 기호를 의미할 수 있다.
이후, 상기 조합된 데이터 심볼 블록에 이산 역 푸리에 변환 연산을 수행하고 순환 전치(Cyclic prefix, CP)를 삽입하여 전송 심볼을 생성할 수 있다(S220). 예를 들어, 도 1에 도시된 바와 같은 시스템 상에서, 전송 심볼 Bn은 상기 조합된 데이터 심볼 Cn에 N-point 이산 역 푸리에 변환 연산을 수행 후, 순환 전치(cyclic prefix, CP)를 삽입하여 생성한 n번째 OFDM 전송 심볼일 수 있다.
전송 심볼이 생성되면, 간섭을 제거하기 위해 MLSE 기법을 적용할지 여부를 결정할 수 있다(S230). MLSE 기법을 사용하기로 결정한 경우, 상기 생성된 전송 심볼을 길쌈 부호화(convolutional coding)하고(S240), 상기 길쌈 부호화된 전송 심볼을 릴레이 노드로 전송할 수 있다(S250).
MLSE 기법을 사용하지 않기로 결정한 경우, 상기 길쌈 부호화 과정을 거치지 않고 상기 생성된 전송 심볼을 릴레이 노드로 전송할 수 있다(S250).
릴레이 노드
릴레이 노드는 상기 소스 노드로부터 전송 심볼을 수신할 수 있다. 여기서, i번째 릴레이 노드에서 n번째 수신된 심볼
Figure 112012044958018-pat00027
는 하기의 수학식 3 내지 4와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112012044958018-pat00028
Figure 112012044958018-pat00029
여기서
Figure 112012044958018-pat00030
는 i번째 릴레이 노드에서 n번째 수신된 심볼에 더해지는 평균이 0이고 분산이 1인 덧셈꼴 백색 정규 잡음(additive white Gaussian noise, AWGN)을 나타낼 수 있으며,
Figure 112012044958018-pat00031
은 OFDM 전송 심볼을 나타낸다.
Figure 112012044958018-pat00032
각 릴레이 노드는 수신된 심볼을 상기 표 1과 같이 처리한 후 목적지 노드로 전송할 수 있다. 상기 표 1에서 P1과 P3는 소스 노드에서의 전송 파워이고 P2와 P4는 각각의 릴레이 노드에서의 평균 전송 파워일 수 있다. 본 발명에서는 P1 = 2P2, P3 = 2P4로 설정할 수 있다.
목적지 노드
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 목적지 노드(destination node)의 데이터 수신 방법의 흐름도이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 소스 노드의 데이터를 제 1 릴레이 노드 및 제 2 릴레이 노드를 통해 목적지 노드로 전달하는 협력 통신 시스템에서 목적지 노드의 데이터 수신 방법에 있어서, 먼저 MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법을 기반으로 추정 신호를 산출할 수 있다(S310).
도 4a는 도 3의 MLSE 기법 기반 추정 신호 산출 단계의 상세 흐름도이다.
도 4a에 도시된 바와 같이, 상기 MLSE 기법 기반 추정 신호 산출 단계(S310)는 먼저 릴레이 노드로부터 수신한 신호를 알라무티(Alamouti) 복조하고(S311), 상기 알라무티 복조된 신호를 비터비(Viterbi) 알고리즘을 기반으로 복호화(S313)할 수 있다.
보다 상세히 설명하면, MLSE 기법을 사용할 경우에는 전술한 바와 같이 소스 노드에서 전송 심볼을 길쌈 부호화(convolutional coding)하여 릴레이 노드로 전송할 수 있다. 도 1을 참조하여 예를 들면, 소스 노드 S1(111)는 길쌈 부호화를 실행하여 부호화된 전송 심볼들을 각 릴레이 노드 R1(113)과 R2(115)로 전송할 수 있다. 릴레이 노드(113, 115)에서는 상기 표 1을 기반으로 처리한 후 목적지 노드의 첫 번째 안테나 D1(117)으로 전송할 수 있다. D1에서는 알라무티(Alamouti) 복조 후에 비터비(Viterbi) 알고리즘을 이용하여 복호화 작업을 수행한다. 상기 과정을 수행함으로써, 릴레이 노드 R3(123) 및 R4(125)로부터 수신된 간섭으로 인해 발생한 에러를 수정할 수 있다.
상기 비터비 알고리즘을 기반으로 복호화하는 단계(S313)는 상기 알라무티 복조된 출력
Figure 112012044958018-pat00033
의 비트열과 동일 심볼 비트수를 가지는 송신 가능한 모든 신호
Figure 112012044958018-pat00034
의 비트열을 기반으로 최소 유클리드 거리를 가지는 비트열을 송신된 심볼로 선택하는 것을 특징으로 할 수 있다. 또한, 상기 유클리드 거리는 하기의 수학식 5 - 단, 여기서
Figure 112012044958018-pat00035
은 유클리드 거리를 나타냄 - 을 기반으로 산출되는 것을 특징으로 할 수 있다.
Figure 112012044958018-pat00036
즉, 알라무티(Alamouti) 복조 후의 출력
Figure 112012044958018-pat00037
의 비트열과 동일 심볼 비트수를 갖는 송신 가능한 모든 신호
Figure 112012044958018-pat00038
의 비트열 상호 간의 유클리드 거리를 계산하여 가장 작은 값을 가지는 비트열을 송신된 심볼로 선택할 수 있다. 전체 트렐리스 경로의 길이를 N으로 했을 경우, 유클리드 거리
Figure 112012044958018-pat00039
은 상기 수학식 5를 기반으로 산출될 수 있다.
전술한 바와 같이, MLSE는 2N개의 심볼 시퀀스 유클리드 거리를 측정하여 이 중 가장 작은 값을 갖는 심볼 시퀀스를 검출하며 이러한 과정에서 간섭 In과 AWGN으로 인해 발생한 오류가 수정될 수 있다.
다시 도 3을 참조하면, 이어서 MMSE(Minimum mean square error) 기법을 기반으로 추정 신호를 산출할 수 있다(S320). 도 4b는 도 3의 MMSE 기법 기반 추정 신호 산출 단계(S320)의 상세 흐름도이다.
도 4b에 도시된 바와 같이 상기 MMSE 기법 기반 추정 신호 산출 단계(S320)는 먼저 릴레이 노드로부터 수신한 신호에서 순환 전치를 제거하고 이산 푸리에 변환을 수행하여 수신 심볼을 생성할 수 있다(S321). 도 1을 참조하여 예를 들면, 목적지 노드의 첫 번째 안테나 D1(117)에서 수신된 신호에서 순환 전치(CP)를 제거하고 이산 푸리에 변환을 수행한 결과물인 수신 심볼은 하기의 수학식 6과 같다.
Figure 112012044958018-pat00040
여기서 W1, W2는 D1에서 수신 심볼 r11, r12에 각각 더해지는 평균이 0이고, 분산이 1인 AWGN을 의미할 수 있다.
또한,
Figure 112012044958018-pat00041
는 주파수 영역의 위상 변화를 나타낼 수 있다.
Figure 112012044958018-pat00042
는 하다마르 곱(hadamard product)으로 성분 원소끼리의 곱을 의미할 수 있다. H11은 S1으로부터 D1까지의 채널 행렬을 의미하며 하기의 수학식 7과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112012044958018-pat00043
I1과 I2는 S2에서 R3, R4를 거쳐 전송되어 목적지 노드의 첫 번째 안테나 D1에 간섭으로 작용하는 신호이며 하기의 수학식 8과 같이 표현된다.
Figure 112012044958018-pat00044
S2로부터 D1까지의 채널 행렬 H12는 하기의 수학식 9와 같다.
Figure 112012044958018-pat00045
수신 심볼이 생성되면, 상기 수신 심볼에 MMSE(Minimum mean square error) 필터 행렬을 곱하여 추정 신호를 산출할 수 있다(S323). MMSE 간섭 제거 기법은 MMSE 필터 행렬을 수신 심볼에 곱함으로써 간섭 제거의 효과를 얻는다. 여기서 MMSE 필터 행렬은 하기의 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112012044958018-pat00046
단, 여기서
Figure 112012044958018-pat00047
는 MMSE 필터 행렬, H는 채널 행렬,
Figure 112012044958018-pat00048
는 H의 허미시안 전치 행렬(Hermitian transpose matrix),
Figure 112012044958018-pat00049
은 신호 대 잡음비(signal to noise ratio, SNR)의 역수,
Figure 112012044958018-pat00050
는 4×4 단위 행렬을 나타낼 수 있다.
채널 행렬 H는 하기의 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112012044958018-pat00051
S1에서 D2까지의 채널 행렬 H21은 하기의 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112012044958018-pat00052
S2에서 D2까지의 채널행렬 H22는 하기의 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112012044958018-pat00053
Figure 112012044958018-pat00054
는 H의 허미시안 전치 행렬(Hermitian transpose matrix)을 나타내며,
Figure 112012044958018-pat00055
은 신호 대 잡음비(signal to noise ratio, SNR)의 역수,
Figure 112012044958018-pat00056
는 4×4 단위 행렬을 의미할 수 있다. 수신 심볼에 MMSE 필터행렬을 곱해서 구한 추정 신호는 하기의 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112012044958018-pat00057
여기서,
Figure 112012044958018-pat00058
내지
Figure 112012044958018-pat00059
는 추정 신호, r11 내지 r22는 수신 심볼을 나타낼 수 있다. 상기 MMSE 기법은 SNR에 따라서 필터 행렬에 적절한 변화를 주면서 간섭을 제거할 뿐만 아니라 잡음의 증폭도 줄이는 효과를 얻음으로써 비트 오류율(bit error rate, BER) 성능의 향상을 가져올 수 있다.
다시 도 3을 참조하면, 전술한 바와 같이 추정 신호를 산출한 뒤, MLSE 기법 및 MMSE 기법 중 적어도 하나를 선택적으로 사용할 수 있다. 즉, 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE(Minimum mean square error) 기법을 기반으로 산출한 추정 신호의 BER(Bit Error Rate) 성능을 산출할 수 있다(S330). 상기 산출된 BER 성능을 기반으로 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE(Minimum mean square error) 필터 행렬을 곱하여 산출한 추정 신호 중 어느 하나를 선택할 수 있다(S340).
또는, 상기 선택하는 단계(S340)는 상기 BER 성능 및 복잡도를 기반으로 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE(Minimum mean square error) 필터 행렬을 곱하여 산출한 추정 신호 중 어느 하나를 선택할 수 있다. 따라서, 실제 협력 통신 시스템의 구현에 있어서, 채널 환경 등의 상황에 가장 적합한 기법을 선택하여 사용함으로써 간섭을 효과적으로 감소시킬 수 있다.
데이터 송수신 장치
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 소스 노드의 데이터 송신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 소스 노드의 데이터 송신 장치(500)는 심볼 조합부(510), 전송 심볼 생성부(520), 부호화부(530) 및 전송부(540)를 포함할 수 있다.
심볼 조합부(510)는 릴레이 노드(relay node)로 전송할 복수의 데이터 심볼 블록을 조합할 수 있다. 전송 심볼 생성부(520)는 상기 조합된 데이터 심볼 블록에 이산 역 푸리에 변환 연산을 수행하고 순환 전치(Cyclic prefix, CP)를 삽입하여 전송 심볼을 생성할 수 있다. 전송부(540)는 상기 전송 심볼을 릴레이 노드로 전송할 수 있다. 여기서, 상기 심볼 조합부(510)는 전술한 수학식 1 - 단, 여기서 X1 및 X2는 데이터 심볼 블록, C1 및 C2는 조합된 데이터 심볼 블록, *는 공액 복소 연산 기호를 나타냄 - 을 기반으로 상기 데이터 심볼 블록을 조합하는 것을 특징으로 할 수 있다. 또한, 상기 송신 장치(500)는 상기 전송 심볼을 길쌈 부호화(convolutional coding)하는 부호화부(530)를 더 포함하고, 상기 전송부(540)는 상기 길쌈 부호화된 전송 심볼을 상기 릴레이 노드로 전송하는 것을 특징으로 할 수 있다.
릴레이 노드는 상기 소스 노드의 데이터 송신 장치(500)로부터 전송 심볼을 수신하여, 하기의 목적지 노드의 데이터 수신 장치(600)로 신호를 전달한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 목적지 노드의 데이터 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 6에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 협력 통신 시스템에서 목적지 노드의 데이터 수신 장치(600)는 MLSE 산출부(610), MMSE 산출부(615), BER 산출부(640) 및 선택부(650)를 포함할 수 있다.
MLSE 산출부(610)는 MLSE 기법을 기반으로 간섭을 감소시킨 추정 신호를 산출할 수 있다. 상기 MLSE 산출부(610)는 복조부(611) 및 복호화부(613)를 포함할 수 있다. 상기 복조부(610)는 릴레이 노드로부터 수신한 신호를 알라무티(Alamouti) 복조할 수 있고, 상기 복호화부(613)는 상기 알라무티 복조된 신호를 비터비(Viterbi) 알고리즘을 기반으로 복호화할 수 있다.
여기서, 상기 복호화부(613)는 상기 알라무티 복조된 출력
Figure 112012044958018-pat00060
의 비트열과 동일 심볼 비트수를 가지는 송신 가능한 모든 신호
Figure 112012044958018-pat00061
의 비트열을 기반으로 최소 유클리드 거리를 가지는 비트열을 송신된 심볼로 선택하는 것을 특징으로 할 수 있다. 또한, 상기 유클리드 거리는 하기의 수학식 5 - 단, 여기서
Figure 112012044958018-pat00062
은 유클리드 거리를 나타냄 - 을 기반으로 산출할 수 있다.
다시 도 6을 참조하면, MMSE 산출부(615)는 수신 심볼 생성부(620) 및 MMSE 연산부(630)를 포함할 수 있다. 수신 심볼 생성부(620)는 릴레이 노드로부터 수신한 신호에서 순환 전치를 제거하고 이산 푸리에 변환을 수행하여 수신 심볼을 생성할 수 있다. 또한, 상기 MMSE 연산부(630)는 상기 수신 심볼에 MMSE(Minimum mean square error) 필터 행렬을 곱하여 추정 신호를 산출할 수 있다. 여기서, 상기 MMSE 필터 행렬은 전술한 수학식 10 - 단, 여기서
Figure 112012044958018-pat00063
는 MMSE 필터 행렬, H는 채널 행렬,
Figure 112012044958018-pat00064
는 H의 허미시안 전치 행렬(Hermitian transpose matrix),
Figure 112012044958018-pat00065
은 신호 대 잡음비(signal to noise ratio, SNR)의 역수,
Figure 112012044958018-pat00066
는 4×4 단위 행렬을 나타냄 - 을 기반으로 산출될 수 있다.
MLSE 기법 및 MMSE 기법 중 적어도 하나를 선택적으로 사용할 수 있다. 다시 도 6을 참조하면, MLSE 산출부(610)는 MLSE 기법을 기반으로 상기 추정 신호를 산출할 수 있으며, MMSE 산출부(615)는 MMSE 기법을 기반으로 상기 추정 신호를 산출할 수 있다. 여기서, BER 산출부(640)는 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE(Minimum mean square error) 기법을 기반으로 산출한 추정 신호의 BER(Bit Error Rate) 성능을 산출할 수 있다. 선택부(650)는 상기 산출된 BER 성능을 기반으로 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE(Minimum mean square error) 필터 행렬을 곱하여 산출한 추정 신호 중 어느 하나를 선택할 수 있다.
또는, 상기 선택부(650)는 상기 BER 성능 및 복잡도를 기반으로 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE(Minimum mean square error) 필터 행렬을 곱하여 산출한 추정 신호 중 어느 하나를 선택할 수 있다.
실험예
하기에서 협력 통신 시스템에 적용한 두 가지 간섭 제거 기법들의 성능을 모의 실험을 통해 비교할 수 있다. 성능 비교를 위한 OFDM 심볼 길이와 CP의 길이는 각각 N = 64 와 lcp = 16으로 설정하고, 시간 지연
Figure 112012044958018-pat00067
는 0에서 15 사이의 임의의 숫자를 선택하였다. MLSE의 경우 code rate 2로 채널 코딩을 수행하였다. 간섭 신호의 전송 파워 P3는 3dB로 설정한 후 100,000회 독립 수행한 평균값을 비교 분석 하였다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 제거 기법을 사용한 경우의 비트 오류율 성능을 나타내는 그래프이다. 즉, 각 기법들을 협력 통신 시스템에 적용하였을 때, 간섭 제거에 따른 BER(Bit Error Rate) 성능을 소스 노드 1에서의 전송 파워 P1을 기준으로 나타낸 것이다.
MLSE 기법의 경우, 간섭이 존재함에도 불구하고 간섭이 존재하지 않을 때의 Alamouti 시공간 블록 부호 기법을 이용하는 시스템과 거의 유사한 성능을 보인다. 반면 MMSE 기법은 간섭 환경에서 단순 Alamouti 시공간 블록 부호 기법을 이용하는 시스템보다는 좋은 성능을 갖지만, MLSE보다는 성능이 좋지 않음을 확인할 수 있다.
MMSE와 MLSE 기법의 성능 차이는 비트오류율이 10-2일 때를 기준으로 약 1.2dB인 것을 확인할 수 있다. 이는 MLSE가 모든 가능한 비트열을 수신 신호와 비교하는 과정을 통해 송신 신호를 검출하기 때문이며, 성능적인 측면에서는 MLSE가 MMSE보다 좋은 성능을 갖지만 복잡도 측면에서는 상대적으로 MMSE가 MLSE보다 낮은 복잡도를 가지기 때문이다. 상기 MMSE 및 MLSE 두 기법이 어떠한 전송 파워에서 모두 목표 BER을 달성할 경우 더 낮은 복잡도를 갖는 MMSE 기법이 적합하다 판단할 수 있다.
600 : 협력 통신 시스템에서 목적지 노드의 데이터 수신 장치
610 : MLSE 산출부 611 : 복조부
613 : 복호화부 615 : MMSE 산출부
620 : 심볼 생성부 630 : MMSE 연산부
640 : BER 산출부 650 : 선택부

Claims (14)

  1. 소스 노드의 데이터를 적어도 두 개의 릴레이 노드를 통해 목적지 노드로 전달하는 협력 통신 시스템에서의 협력 통신 방법에 있어서,
    상기 소스 노드가 간섭 제거를 위해 MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법의 적용 여부를 결정하고, 결정 결과에 따라 전송 심볼의 길쌈 부호화 수행하여 상기 전송 심볼을 상기 적어도 두 개의 릴레이 노드로 전송하는 단계;
    상기 적어도 두 개의 릴레이 노드가 상기 소스 노드로부터 수신된 전송 심볼에 대해 상기 소스 노드 및 상기 적어도 두 개의 릴레이 노드에서의 전송 파워를 이용한 신호 처리를 수행하여 목적지 노드로 전송하는 단계; 및
    상기 목적지 노드가 상기 적어도 두 개의 릴레이 노드로부터 신호를 수신하는 단계를 포함하되,
    상기 목적지 노드는 수신 신호에 대해 MLSE 기법을 기반으로 상기 적어도 두 개의 릴레이 노드에서의 간섭 추정을 위한 제 1 간섭 추정 신호를 산출하고, 상기 수신 신호에 대해 MMSE(Minimum mean square error) 기법을 기반으로 상기 적어도 두 개의 릴레이 노드에서의 간섭 추정을 위한 제 2 간섭 추정 신호를 산출하며, 상기 제 1 간섭 추정 신호 및 제 2 간섭 추정 신호의 BER(Bit Error Rate) 성능을 비교하여 상기 제 1 및 제 2 간섭 추정 신호 중 어느 하나를 선택함으로써 길쌈 부호화를 수행하여 부호화된 전송 심볼의 복호화를 수행하고,
    상기 제 1 및 제 2 간섭 추정 신호 중 어느 하나의 선택 과정은
    상기 제 1 및 제 2 간섭 추정 신호와 목표 BER과의 비교를 수행하는 단계; 및
    비교 결과, 모두 상기 목표 BER을 만족하는 경우, MMSE 기법을 기반으로 하는 제 2 간섭 추정 신호를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템에서의 협력 통신 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 목적지 노드는
    상기 BER 성능 및 복잡도를 기반으로 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 간섭 추정 신호 및 상기 MMSE 기법을 기반으로 산출한 간섭 추정 신호 중 어느 하나를 선택하는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템에서의 협력 통신 방법.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 목적지 노드가 신호를 수신하는 단계는
    상기 적어도 두 개의 릴레이 노드로부터 수신한 신호를 알라무티(Alamouti) 복조하는 단계; 및
    상기 알라무티 복조된 신호를 비터비(Viterbi) 알고리즘을 기반으로 복호화하여 추정 신호를 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템에서의 협력 통신 방법.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 비터비 알고리즘을 기반으로 복호화하여 추정 신호를 산출하는 단계는
    상기 알라무티 복조된 출력
    Figure 112013107355773-pat00068
    의 비트열과 동일 심볼 비트수를 가지는 송신 가능한 모든 신호
    Figure 112013107355773-pat00069
    의 비트열을 기반으로 최소 유클리드 거리를 가지는 비트열을 송신된 심볼로 선택하는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템에서의 협력 통신 방법.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 유클리드 거리는
    하기의 수학식
    Figure 112013107355773-pat00070

    - 단, 여기서
    Figure 112013107355773-pat00071
    은 유클리드 거리를 나타내고, n은 전송 심볼의 인덱스를 나타내며, N은 전체 트렐리스 경로의 길이를 나타냄 - 을 기반으로 산출되는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템에서의 협력 통신 방법.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 목적지 노드가 신호를 수신하는 단계는
    상기 적어도 두 개의 릴레이 노드로부터 수신한 신호에서 순환 전치를 제거하고 이산 푸리에 변환을 수행하여 수신 심볼을 생성하는 단계; 및
    상기 수신 심볼에 MMSE(Minimum mean square error) 필터 행렬을 곱하여 추정 신호를 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템에서의 협력 통신 방법.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 MMSE 필터 행렬은 하기의 수학식
    Figure 112013107355773-pat00072

    - 단, 여기서
    Figure 112013107355773-pat00073
    는 MMSE 필터 행렬, H는 채널 행렬,
    Figure 112013107355773-pat00074
    는 H의 허미시안 전치 행렬(Hermitian transpose matrix),
    Figure 112013107355773-pat00075
    은 신호 대 잡음비(signal to noise ratio, SNR)의 역수,
    Figure 112013107355773-pat00076
    는 4×4 단위 행렬을 나타냄 - 을 기반으로 산출되는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템에서의 협력 통신 방법.
  8. 소스 노드의 데이터를 적어도 두 개의 릴레이 노드를 통해 목적지 노드로 전달하는 협력 통신 시스템에 있어서,
    간섭 제거를 위해 MLSE(Maximum likelihood sequence estimation) 기법의 적용 여부를 결정하고, 결정 결과에 따라 전송 심볼의 길쌈 부호화 수행하여 상기 전송 심볼을 상기 적어도 두 개의 릴레이 노드로 전송하는 소스 노드;
    상기 소스 노드로부터 수신된 전송 심볼에 대해 상기 소스 노드 및 상기 적어도 두 개의 릴레이 노드에서의 전송 파워를 이용한 신호 처리를 수행하여 목적지 노드로 전송하는 상기 적어도 두 개의 릴레이 노드; 및
    상기 적어도 두 개의 릴레이 노드로부터 신호를 수신하는 목적지 노드를 포함하되,
    상기 목적지 노드는 수신 신호에 대해 MLSE 기법을 기반으로 상기 적어도 두 개의 릴레이 노드에서의 간섭 추정을 위한 제 1 간섭 추정 신호를 산출하고, 상기 수신 신호에 대해 MMSE(Minimum mean square error) 기법을 기반으로 상기 적어도 두 개의 릴레이 노드에서의 간섭 추정을 위한 제 2 간섭 추정 신호를 산출하며, 상기 제 1 간섭 추정 신호 및 제 2 간섭 추정 신호의 BER(Bit Error Rate) 성능을 비교하여 상기 제 1 및 제 2 간섭 추정 신호 중 어느 하나를 선택함으로써 길쌈 부호화를 수행하여 부호화된 전송 심볼의 복호화를 수행하고,
    상기 제 1 및 제 2 간섭 추정 신호 중 어느 하나의 선택 과정은 상기 제 1 및 제 2 간섭 추정 신호와 목표 BER과의 비교를 수행하는 단계; 및 비교 결과, 모두 상기 목표 BER을 만족하는 경우, MMSE 기법을 기반으로 하는 제 2 간섭 추정 신호를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 목적지 노드는
    상기 BER 성능 및 복잡도를 기반으로 상기 MLSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 및 상기 MMSE 기법을 기반으로 산출한 추정 신호 중 어느 하나를 선택하는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템.
  10. 제 8항에 있어서, 상기 목적지 노드는
    상기 적어도 두 개의 릴레이 노드로부터 수신한 신호를 알라무티(Alamouti) 복조하는 복조부; 및
    상기 알라무티 복조된 신호를 비터비(Viterbi) 알고리즘을 기반으로 복호화하여 추정 신호를 산출하는 복호화부를 포함하는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 복호화부는
    상기 알라무티 복조된 출력
    Figure 112013107355773-pat00077
    의 비트열과 동일 심볼 비트수를 가지는 송신 가능한 모든 신호
    Figure 112013107355773-pat00078
    의 비트열을 기반으로 최소 유클리드 거리를 가지는 비트열을 송신된 심볼로 선택하는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 유클리드 거리는
    하기의 수학식
    Figure 112013107355773-pat00079

    - 단, 여기서
    Figure 112013107355773-pat00080
    은 유클리드 거리를 나타내고, n은 전송 심볼의 인덱스를 나타내며, N은 전체 트렐리스 경로의 길이를 나타냄 - 을 기반으로 산출되는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템.
  13. 제 8항에 있어서, 상기 목적지 노드는
    상기 적어도 두 개의 릴레이 노드로부터 수신한 신호에서 순환 전치를 제거하고 이산 푸리에 변환을 수행하여 수신 심볼을 생성하는 수신 심볼 생성부; 및
    상기 수신 심볼에 MMSE(Minimum mean square error) 필터 행렬을 곱하여 추정 신호를 산출하는 MMSE 연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 MMSE 필터 행렬은 하기의 수학식
    Figure 112013107355773-pat00081

    - 단, 여기서
    Figure 112013107355773-pat00082
    는 MMSE 필터 행렬, H는 채널 행렬,
    Figure 112013107355773-pat00083
    는 H의 허미시안 전치 행렬(Hermitian transpose matrix),
    Figure 112013107355773-pat00084
    은 신호 대 잡음비(signal to noise ratio, SNR)의 역수,
    Figure 112013107355773-pat00085
    는 4×4 단위 행렬을 나타냄 - 을 기반으로 산출되는 것을 특징으로 하는 협력 통신 시스템.
KR1020120060446A 2012-06-05 2012-06-05 협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치 KR101463532B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020120060446A KR101463532B1 (ko) 2012-06-05 2012-06-05 협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020120060446A KR101463532B1 (ko) 2012-06-05 2012-06-05 협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20130136773A KR20130136773A (ko) 2013-12-13
KR101463532B1 true KR101463532B1 (ko) 2014-12-04

Family

ID=49983368

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020120060446A KR101463532B1 (ko) 2012-06-05 2012-06-05 협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101463532B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10630434B2 (en) 2017-02-01 2020-04-21 Electronics And Telecommunications Research Institute Operation method of communication node for supporting coordinated multi-point transmission and reception in communication network

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20090064824A (ko) * 2007-12-17 2009-06-22 엘지전자 주식회사 다중 안테나를 구비한 단말
KR20090119582A (ko) * 2008-05-16 2009-11-19 엘지전자 주식회사 채널 추정 방법 및 장치

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20090064824A (ko) * 2007-12-17 2009-06-22 엘지전자 주식회사 다중 안테나를 구비한 단말
KR20090119582A (ko) * 2008-05-16 2009-11-19 엘지전자 주식회사 채널 추정 방법 및 장치

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Manar Mohaisen et al. Co-Channel Interference Cancellation in Cellular OFDM Networks. 한국통신학회논문지. 2007.5월, 제32권, 제5호 (제409면 내지 제416면) *
Manar Mohaisen et al. Co-Channel Interference Cancellation in Cellular OFDM Networks. 한국통신학회논문지. 2007.5월, 제32권, 제5호 (제409면 내지 제416면)*
김정환, "주파수 선택적 채널에서 협동 중계 시스템을 위한 이중 직교 주파수 분할 기법에 관한 연구", 한국과학기술원, 2008년, http://library.kaist.ac.kr/thesis02/2008/2008M020064039_S1Ver2.pdf *
김정환, "주파수 선택적 채널에서 협동 중계 시스템을 위한 이중 직교 주파수 분할 기법에 관한 연구", 한국과학기술원, 2008년, http://library.kaist.ac.kr/thesis02/2008/2008M020064039_S1Ver2.pdf*

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10630434B2 (en) 2017-02-01 2020-04-21 Electronics And Telecommunications Research Institute Operation method of communication node for supporting coordinated multi-point transmission and reception in communication network

Also Published As

Publication number Publication date
KR20130136773A (ko) 2013-12-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7826517B2 (en) Inter-carrier interference cancellation method and receiver using the same in a MIMO-OFDM system
JP2009532957A (ja) 急速な分散性フェージングチャンネルのためのチャンネル推定
JP2005510126A (ja) 直交周波数分割多重方式の移動通信システムにおける時空間−周波数符号化／復号化装置及び方法
JP2005510126A6 (ja) 直交周波数分割多重方式の移動通信システムにおける時空間−周波数符号化／復号化装置及び方法
KR101106684B1 (ko) 다중 안테나 시스템의 수신 장치 및 방법
JP2008278338A (ja) Ｍｉｍｏ受信装置
JP4469724B2 (ja) ２×２無線ローカルエリアネットワーク、ｃｏｆｄｍ−ｍｉｍｏシステムにおける復号器及び復号方法
JP4680036B2 (ja) 受信装置および受信方法
JP2005519551A (ja) マルチキャリヤ拡散スペクトル信号の受信
CN106982106B (zh) 递归子块解码
KR101043698B1 (ko) 공간다중화 시스템에서 신호검출 장치 및 방법
KR20030038270A (ko) 직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법
WO2011050935A1 (en) Process for decoding alamouti block code in an ofdm system, and receiver for the same
Pyla et al. Performance analysis of adaptive filter channel estimated MIMO OFDM communication system.
JP2009505554A (ja) Ｍｉｍｏ−ｏｆｄｍシステムにおけるチャネル推定方法およびチャネル推定のためのトレーニング信号生成方法
KR100866195B1 (ko) 직교주파수분할다중 방식의 이동통신시스템에서 시공간-주파수 부호화/복호화 장치 및 방법
Jungnickel et al. 1 Gbit/s MIMO-OFDM transmission experiments
EP1843486A1 (en) Method of decoding a spatially multiplexed signal and its corresponding receiver
KR101463532B1 (ko) 협력 통신 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치
KR101143956B1 (ko) 협력 통신 시스템 및 그의 ｏｆｄｍ 심볼 전송 방법
KR101425142B1 (ko) 협력 통신 시스템에서 릴레이 간 간섭을 제거하는 방법
Xu et al. Factor graph based detection and channel estimation for MIMO-OFDM systems in doubly selective channel
Oyerinde et al. Iterative decision directed channel estimation for BICM-based MIMO-OFDM systems
KR100745781B1 (ko) Ｍｉｍｏ－ｏｆｄｍ 시스템에서 직교코드로 부호화된임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법과 직교코드복호화를 이용한 채널 추정 방법
JP2020523879A (ja) セミブラインドチャンネル推測方法及び装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
AMND Amendment
X701 Decision to grant (after re-examination)
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180917

Year of fee payment: 5