KR100745781B1 - Ｍｉｍｏ－ｏｆｄｍ 시스템에서 직교코드로 부호화된임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법과 직교코드복호화를 이용한 채널 추정 방법 - Google Patents

Ｍｉｍｏ－ｏｆｄｍ 시스템에서 직교코드로 부호화된임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법과 직교코드복호화를 이용한 채널 추정 방법 Download PDF

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Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야
본 발명은 ＭＩＭＯ－ＯＦＤＭ 시스템에서 직교코드로 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법과 직교코드 복호화를 이용한 채널 추정 방법에 관한 것임.
2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제
본 발명은 송신측에서 직교코드(예를 들면, 왈시 코드(Walsh code))로 부호화된 임펄스 열(impulse train)을 생성하여 훈련신호로 전송하고, 수신측에서 수신신호를 직교코드로 복호화한 후 평균을 취함으로써, 간이하게 정확한 채널 추정을 할 수 있게 하는, MIMO－OFDM 시스템에서 직교코드로 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법과 직교코드 복호화를 이용한 채널 추정 방법을 제공하는데 그 목적이 있음.
3. 발명의 해결방법의 요지
본 발명은, 송신측에서 시간영역에서 직교성을 갖는 이산 신호가 되도록 직교코드로 부호화된 임펄스열을 생성하여 훈련신호로 전송한 경우, 다중입력 다중출력 직교주파수 분할 다중(MIMO-OFDM) 시스템에서의 채널 추정 방법에 있어서, 수신안테나의 개수에 따라 다수의 직교코드를 생성하는 직교코드 생성 단계; 각각의 수신안테나를 통하여 수신된 수신신호 각각에 대하여 채널의 최대응답시간을 간격으로 하는 각 구간별로 해당 직교코드를 곱함으로써 시간 영역 상에서 복호화를 수행하는 직교코드 복호화 단계; 및 시간영역에서 하나의 OFDM 심볼마다 상기 직교코드로 복호화된 수신신호에 대하여 평균을 취함으로써 채널의 임펄스응답을 추정하는 채널 추정 단계를 포함함.
4. 발명의 중요한 용도
본 발명은 MIMO-OFDM 시스템에서의 채널 추정 등에 이용됨.
다중입력 다중출력, MIMO, 직교주파수 분할 다중 시스템, OFDM, 왈시 코드, 임펄스 열, 푸리에 변환, 역푸리에 변환, 채널 추정, 훈련신호

Description

ＭＩＭＯ－ＯＦＤＭ 시스템에서 직교코드로 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법과 직교코드 복호화를 이용한 채널 추정 방법{Method for creating training signal using impulse train coded orthogonal code, and estimating channel using decoding by orthogonal code}
도 1 은 일반적인 다중입력 다중출력 직교주파수 분할 다중(MIMO-OFDM) 시스템의 구성예시도,
도 2 는 본 발명에 따른 MIMO-OFDM 시스템에서 왈시 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법과 왈시 복호화를 이용한 채널 추정 방법에 대한 일실시예 설명도,
도 3 은 본 발명에 따른 MIMO-OFDM 시스템에서 왈시 부호화된 훈련 신호 및 안테나 수신 신호에 대한 일실시예 설명도이다.
본 발명은 MIMO－OFDM 시스템에서 직교코드로 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법과 직교코드 복호화를 이용한 채널 추정 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 송신측에서 직교코드(예를 들면, 왈시 코드(Walsh code) 등)로 부호화된 임펄스 열(impulse train)을 생성하여 훈련신호로 전송하고, 수신측에서 수신신호를 직교코드로 복호화한 후 평균을 취함으로써, 간이하게 정확한 채널 추정을 할 수 있게 하는, MIMO－OFDM 시스템에서 직교코드로 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법과 직교코드 복호화를 이용한 채널 추정 방법에 관한 것이다.
다중입력 다중출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 기술은 송수신단에서 다수의 안테나를 사용하여 각 안테나에서 별도의 데이터를 전송하므로 대역폭의 증가 없이 전송속도를 높일 수 있는 기술을 말한다.
그리고, 직교주파수 분할 다중 방식(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplex)은 다수의 직교 반송파에 데이터를 분산하여 전송하는 주파수 다중 방식으로, 각 반송파들 간에 직교 조건을 부여하여 송신 대역이 일부 중첩되어도 수신기에서 각각의 반송파를 분리할 수 있는 주파수 다중 통신 방식을 말한다.
따라서, 다중입력 다중출력-직교주파수 분할 다중(이하, MIMO-OFDM이라 함) 기술은 MIMO 기술과 OFDM 기술을 접목한 기술로서, 각 안테나에서 다른 데이터를 전송할 경우 이론적인 채널 용량은 송수신 안테나 수 중에 작은 수에 비례하여 증가한다는 사실에 근거한 것이다. 즉, MIMO-OFDM 기술은 안테나의 수에 비례하여 송신 데이터의 양이 증가하기 때문에 추가적인 대역폭이 없어도 단위 시간당 데이터 전송 속도를 높일 수 있는 특징이 있다.
도 1은 일반적인 다중입력 다중출력 직교주파수 분할 다중(MIMO-OFDM) 시스템의 구성예시도로서, Nt개의 송신 안테나와 Nr개의 수신 안테나를 사용하는 MIMO-OFDM 시스템을 나타낸다.
도 1에 도시된 바와 같이, MIMO-OFDM 시스템에서 MIMO 인코딩 및 심볼매핑부(MIMO Encoder ＆ Symbol Mapper)(11)로 입력된 사용자 데이터(b[l,k])는 인코딩 및 심볼로 매핑된 후, 역 푸리에 변환부(12)를 통해 직교 주파수 변환되어 송신된다. 이때 역 푸리에 변환부(12) 내의 각각의 역 푸리에 변환기(IFFT)(121, 122, 123)는 MIMO 인코딩 및 심볼매핑부(11)의 출력이 동시에 병렬로 처리되기 때문에 MIMO 인코딩 및 심볼매핑부(11)의 출력데이터 수만큼 존재한다.
그리고, 다수개의 송신 안테나로 이루어진 송신 안테나부(13)는 역 푸리에 변환부(12)에서 출력되는 송신 데이터를 무선환경으로 보내는 역할을 한다.
한편, 수신측의 수신 안테나부(14)의 각각의 수신 안테나에는 상기와 같이 다수개의 송신 안테나(13)를 통해 무선환경으로 출력되는 송신 신호들이 서로 혼합되어 수신된다.
푸리에 변환부(15)는 N r 개의 수신 안테나를 통하여 수신된 각각의 신호들에 대해 푸리에 변환(FFT)을 수행하는데, 그 출력은 다음의 [수학식 1]과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112005057207066-pat00001
여기서,
Figure 112005057207066-pat00002
는 l 번째 심벌 구간에서 k 번째 부채널에 대한 i 번째 송신 안테나와 j 번째 수신 안테나 사이의 다중경로 채널의 주파수 응답을 나타낸다. 또한,
Figure 112005057207066-pat00003
은 평균이 0이고 분산이
Figure 112005057207066-pat00004
인 AWGN(Additive White Gaussian Noise)의 FFT 출력을 나타낸다.
각각의 수신 안테나(14)를 통하여 수신된 신호(송신신호가 서로 혼합된 신호)는 푸리에 변환부(15)에서 시간영역으로 변환된다. 이때, 수신단은 송신단과 마찬가지로 안테나 수만큼의 푸리에 변환기(151, 152, 153)가 필요하다.
각각의 푸리에 변환기(151, 152, 153)에서 출력된 신호는 수신 안테나에서 수신한 서로 혼합된 신호를 주파수 영역으로 변환한 신호이기 때문에, 이를 분리하는 검파 블록이 필요하며, 이는 "16"의 MIMO 디코딩 및 심볼디매핑부(MIMO decoder ＆ Symbol DeMapper)이다.
MIMO-OFDM 시스템에서 사용되는 검파 방식에는 MMSE(Minimum Mean Square Error), VBLAST(vertical-BLAST), ZF(Zero Forcing) 및 ML(Maximum Likelihood) 방식 등이 있다. 이러한 모든 검파 방식에서 성능은 각 안테나 간 부채널(sub-carrier)의 채널 추정부(Channel Estimator)(17)의 정확도에 따라서 크게 좌우된다. 그리고, 심볼 매핑부(18)는 검파 알고리즘에 의해서 추가되는 블록이다.
검파 알고리즘에서 만약 추정된 채널 계수에 추정 오차가 있다면, 수신 신호에서 각 송신 안테나의 송신 신호를 정확하게 분리하지 못하여 다른 송신 안테나에서 송신하는 신호들이 잡음 형태로 남아 있게 되어, 시스템의 성능 저하가 발생하게 된다. 따라서 MIMO-OFDM 방식의 성능을 향상시키기 위해서는 무엇보다도 다중 경로 페이딩 환경에서 정확하게 채널을 추정할 수 있는 기술이 필요하다.
이러한 종래의 채널 추정 기술에는 임펄스 채널 응답의 지연 프로파일(delay profile)을 이용한 MMSE 기법의 채널 추정 방법이 있다. 이 방법은 시간영역에서 채널 응답 길이를 고려하여 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 성분을 효과적으로 제거하는 장점이 있지만, 복잡한 역행렬을 풀어야 하며, 채널 응답의 길이가 길어질수록 그리고 송수신 안테나 수가 증가할수록 계산량이 급격하게 증가한다는 문제점이 있었다.
상기와 같은 MMSE 기법의 채널 추정 방법의 문제점인 연산의 복잡도를 줄이기 위하여, 역행렬을 사용하지 않고 채널의 지연 프로파일(delay profile)을 이용하여 채널을 추정하는 기법을 제안되었다. 이 방식은 각 안테나가 시간영역에서 서로 다른 시간 지연을 갖는 훈련 신호를 전송하여 수신단에서 채널 응답이 서로 섞이지 않도록 하여 채널을 추정하는 방법이다.
그러나, 이 방법 또한 MMSE 기법의 채널 추정 방법에 비하여 간단한 방식이긴 하나, 여전히 복잡한 구조를 가지고 있으며, 또한 이전의 채널 추정 값의 정확도가 현재 채널 추정의 정확도에 많은 영향을 주는 피드백 구조를 가지고 있어 SNR(Signal to Noise Ratio)이 낮은 곳이나 채널의 변화가 빠른 환경에서는 사용하 기 어렵다는 문제점이 있었다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 수신측에서의 채널 추정을 위해 직교코드(왈시 코드)로 부호화된 임펄스 열(impulse train)을 생성하여 훈련신호로 전송하는, MIMO－OFDM 시스템에서 직교코드로 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
한편, 본 발명은, 수신신호를 직교 코드로 복호화한 후 평균을 취함으로써, 간이하게 정확한 채널 추정을 할 수 있게 하는, MIMO－OFDM 시스템에서 직교코드 복호화를 이용한 채널 추정 방법을 제공하는데 또 다른 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 다중입력 다중출력 직교주파수 분할 다중(MIMO-OFDM) 시스템에서 수신측의 채널 추정을 위한 훈련신호 생성 방법에 있어서, 각각의 송신안테나에 대하여 훈련신호 생성에 사용할 직교코드를 생성하는 직교코드 생성 단계; 및 훈련신호가 IFFT 이후의 시간영역에서 '채널의 최대응답시간을 간격으로 하는 직교성을 갖는 이산 신호'가 되도록, 각각의 송신안테나 별로 주파수영역에서 상기 생성된 해당 직교코드에 임펄스 열(Impulse Train)을 곱함으로써 훈련신호를 생성하는 훈련신호 생성 단계를 포함한다.
한편, 본 발명은, 송신측에서 시간영역에서 직교성을 갖는 이산 신호가 되도록 직교코드로 부호화된 임펄스열을 생성하여 훈련신호로 전송한 경우, 다중입력 다중출력 직교주파수 분할 다중(MIMO-OFDM) 시스템에서의 채널 추정 방법에 있어서, 수신안테나의 개수에 따라 다수의 직교코드를 생성하는 직교코드 생성 단계; 각각의 수신안테나를 통하여 수신된 수신신호 각각에 대하여 채널의 최대응답시간을 간격으로 하는 각 구간별로 해당 직교코드를 곱함으로써 시간 영역 상에서 복호화를 수행하는 직교코드 복호화 단계; 및 시간영역에서 하나의 OFDM 심볼마다 상기 직교코드로 복호화된 수신신호에 대하여 평균을 취함으로써 채널의 임펄스응답을 추정하는 채널 추정 단계를 포함한다. 또한, 상기 본 발명은, OFDM 심볼마다 보호구간의 데이터 이후에 대해서는 제로 패딩(zero-padding)을 한 후, 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하는 단계를 더 포함한다.
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명하기로 한다.
우선 본 발명을 설명하기에 앞서 일반적인 OFDM 기술을 간단히 설명하면 다음과 같다.
OFDM에서는 심볼간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference)을 방지하기 위하여 채널의 응답 길이보다 긴 순환접두부(CP: Cyclic Prefix)를 둔다. CP의 길이는 채널의 최대 응답 길이를 고려하여 OFDM 전체 심벌의 길이의 1/4 정도이다. 따라서, 시간영역에서 볼 때 한 개의 OFDM 심벌 길이 동안 4번의 채널 응답이 존재할 수 있다.
본 발명은 MIMO-OFDM에서 이러한 채널의 시간 응답 특성을 이용할 수 있도록 왈시(Walsh) 부호화된 훈련 신호를 전송함으로써 수신단에서 정확한 채널 추정을 할 수 있게 하는 방법에 관한 것이다.
즉, 본 발명은, 최대 응답 길이를 고려하였을 때 한 개의 OFDM 심벌에 4개의 임펄스가 들어갈 수 있으므로 4 개의 왈시 부호화된 임펄스 열을 전송할 수 있으며, 4개의 안테나가 각각의 왈시 부호화된 임펄스 열을 전송할 때에는 4x4의 MIMO-OFDM 채널에서 채널응답을 추정하는 것이다.
도 2 는 본 발명에 따른 MIMO-OFDM 시스템에서 왈시 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법과 왈시 복호화를 이용한 채널 추정 방법에 대한 일실시예 설명도를 나타내고, 도 3 은 본 발명에 따른 MIMO-OFDM 시스템에서 왈시 부호화된 훈련 신호 및 안테나 수신 신호에 대한 일실시예 설명도를 나타낸다.
본 발명은 MIMO-OFDM 시스템에 적용되는 것으로서, 본 발명에 따른 채널 추정방법에 대한 개념을 도 2를 통하여 설명하기로 한다.
송신단에서 왈시 부호화를 통하여 훈련신호를 생성한 후(21), 그 훈련신호를 역 푸리에 변환(IFFT)(22)하여 각각의 송신 안테나를 통하여 전송한다. 그러면, 수신단에서는 왈시 복호화(Walsh decoding)와 제로 패딩(zero-padding)을 수행한 후(23) 고속 푸리에 변환(FFT)(24)을 수행함으로써 각 송수신 안테나 간 채널을 추정 하게 된다.
먼저, 송신측에서 수행되는, 왈시 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법에 대하여 설명하기로 한다.
송신단에서는 왈시코드로 부호화된 임펄스 열(impulse train)로 이루어진 훈련신호를 생성하기 위해서는, 송신 안테나 개수에 따라 다수의 왈시 코드를 생성해야 한다.
송수신 안테나가 각각 4개인 경우에 사용하게 될 왈시 코드(Walsh code)는 4차이며, 다음의 [수학식 2]와 같이 나타낼 수 있다. 이때, 송수신 안테나가 4개 이상인 경우에는 2개의 OFDM 심벌을 사용하고 더 높은 차수의 왈시 코드를 사용하면 8개까지 확장 가능하다.
Figure 112005057207066-pat00005
그리고, [수학식 2]에 나타낸 왈시 코드는 서로 다른 코드 간에 직교성이 있기 때문에 다음의 [수학식 3]이 성립한다.
Figure 112005057207066-pat00006
송신 안테나가 4개인 경우의 왈시 부호화된 훈련 신호는 도 3에 도시하였다. 즉, 송신 안테나에서 송신하는 훈련 신호는 도 3에 도시된 바와 같이 [수학식 2]의 왈시 코드가 채널의 최대 응답 시간 간격(=L samples)을 두고 시간 영역에서 나타나도록 한다(31).
이때, 송신 안테나 i는 왈시 코드
Figure 112005057207066-pat00007
를 사용한다. 그리고, 송신 안테나 i에서 전송하는 훈련 신호를 단위 임펄스 함수를 사용하여 시간 영역에서 이산 신호 (discrete signal)로 나타내면 다음의 [수학식 4]와 같다.
Figure 112005057207066-pat00008
여기서,
Figure 112005057207066-pat00009
은 안테나 i에서 전송한 시간영역 훈련 신호의 n번째 샘플을 나타내고, n은
Figure 112005057207066-pat00010
이다.
N은 총 부채널의 개수를 나타내며 2의 지수 승의 값을 가진다.
Figure 112005057207066-pat00011
는 n = 0 일 때만 값이 "1"인 단위 임펄스 함수를 나타내며, L(= N/4)은 OFDM 신호의 최대 응답 길이를 나타낸다. 주파수 영역에서 왈시 부호화된 훈련신호
Figure 112005057207066-pat00012
는 하기의 [수학식 5]를 고속 푸리에 변환(FFT)하여 얻을 수 있다.
Figure 112005057207066-pat00013
여기서, FFT[]는 고속 푸리에(Fast Fourier) 연산을 나타낸다.
삭제
다음은, 수신단에서의 왈시 복호화를 이용한 채널 추정 방법에 대하여 설명하기로 한다. 수신단에서도 송신단에서와 같이, 수신 안테나에 따라 다수의 왈시코드를 생성해야 하는데, 이하에서는 송수신 안테나가 4개인 경우로서, 송신단에서와 같은 왈시코드를 예로 들어 설명하기로 한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 MIMO-OFDM 시스템에서, 각 송신 안테나(31)에서
Figure 112005057207066-pat00014
신호를 전송하면, 각 수신 안테나(32)에서는 각 송신 안테나(31)로부터 출력되는 신호가 중첩되어 수신된다.
이 중첩된 신호(수신 신호)는 각 안테나의 채널 응답을 포함하고 있다. 즉, 수신 안테나 j에 수신된 신호는 각 송신 안테나에서 전송한 왈시 부호화된 훈련 신호가 채널을 통과하면서 중첩된 신호이며, 다음의 [수학식 6]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005057207066-pat00015
여기서, * 표시는 컨볼루션(convolution)을 나타낸다.
Figure 112007025422691-pat00016
는 송신 안테나 j에서 수신 안테나 i에 이르는 채널의 시간 응답을 나타내며 causal 시스템을 고려하면 [수학식 7]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005057207066-pat00017
상기 [수학식 6]과 [수학식 7]에 의해 나타낼 수 있는 중첩된 신호는 왈시 복호화 처리 과정을 거쳐 각 안테나 간 채널 응답이 분리된다. 이때, 왈시 복호화 과정은 [수학식 3]의 왈시 코드의 직교성을 이용하여 시간 영역에서 이루어지며 처리가 매우 간단하다.
왈시 복호화에 편리하도록 수신 신호
Figure 112005057207066-pat00018
를 4개 구간으로 나누어 2차원 배열 신호로 표기하도록 하면 [수학식 8] 내지 [수학식 11]과 같이 된다.
Figure 112005057207066-pat00019
Figure 112005057207066-pat00020
Figure 112005057207066-pat00021
Figure 112005057207066-pat00022
시간 영역에서의 여러 안테나의 중첩된 채널 응답은 왈시 복호화 과정인 다음의 [수학식 12]를 거쳐 분리될 수 있다. 즉, 각각의 수신안테나를 통하여 수신된 수신신호에 대하여 해당 왈시코드를 곱함으로써 왈시 복호화를 수행한 후, 하나의 OFDM 심볼마다 상기 왈시 복호화된 수신신호들에 대하여 평균값을 취하여 채널응답을 추정한다.
Figure 112005057207066-pat00023
그리고, 상기의 [수학식 12]에서 [수학식 3]의 왈시 코드의 직교성을 이용하면 [수학식 13]과 같이 왈시 복호화를 할 수 있다.
Figure 112005057207066-pat00024
각 안테나 간 채널 응답이 분리된 후, 채널의 지연 프로파일(delay profile)을 고려하기 위하여 제로(zero)가 패딩(padding)된다. 즉, OFDM 심볼마다 보호구간의 데이터 이후에 대해서는 제로-패딩(zero-padding)을 수행한다. 구체적으로, 채널의 주파수 응답은
Figure 112005057207066-pat00025
의 뒤에 "0"이 (N-L)개인 제로-패딩(zero-padding)을 삽입한 후 FFT를 수행함으로써 구할 수 있다.
위의 과정에서, 채널 추정 예를 들기 위하여 잡음(noise) 항은 생략하였다. 그러나 잡음 항을 고려할 경우, [수학식 12]의 왈시 복호화 과정에서 1/4 항이 있으므로 잡음 분산(noise variance)은 1/4로 줄어들게 된다.
따라서, 본 발명에 따른 무선 채널 추정 장치 및 그 방법은 간단하면서도 채널 추정의 정확도가 증가한다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.
상기와 같은 본 발명은, 무선채널 환경과 같이 잡음이 심한 환경에서 왈시 코드(Walsh code)의 직교성을 이용하여 안테나 간 채널 추정을 위한 훈련 신호를 설계함으로써, 적은 계산량으로 보다 정확한 무선채널을 추정하여 수신 품질을 개선하는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 수신 안테나 단에서 채널 추정을 위한 왈시 복호화 과정과 제로 패딩(zero padding)을 통하여 잡음 분산(noise variance)을 현저히 감소시키는 효과가 있다.

Claims (7)

  1. 다중입력 다중출력 직교주파수 분할 다중(MIMO-OFDM) 시스템에서 수신측의 채널 추정을 위한 훈련신호 생성 방법에 있어서,
    각각의 송신안테나에 대하여 훈련신호 생성에 사용할 직교코드를 생성하는 직교코드 생성 단계; 및
    훈련신호가 IFFT 이후의 시간영역에서 '채널의 최대응답시간을 간격으로 하는 직교성을 갖는 이산 신호'가 되도록, 각각의 송신안테나 별로 주파수영역에서 상기 생성된 해당 직교코드에 임펄스 열(Impulse Train)을 곱함으로써 훈련신호를 생성하는 훈련신호 생성 단계
    를 포함하는 MIMO-OFDM 시스템에서 직교코드로 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 직교코드 생성 단계는,
    송수신 안테나가 각각 4개인 경우에는 상기 직교코드로 하기 [수학식 1]과 같은 왈시코드(Walsh Code)를 생성하는 것을 특징으로 하는 MIMO-OFDM 시스템에서 직교코드로 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법.
    [수학식 1]
    Figure 112005057207066-pat00026
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 훈련신호 생성 단계는,
    상기 훈련신호는 송신안테나마다 시간영역에서 하기 [수학식 2]와 같은 훈련신호가 출력되도록, 하기 [수학식 3]과 같은 훈련신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 MIMO-OFDM 시스템에서 직교코드로 부호화된 임펄스 열을 이용한 훈련신호 생성 방법.
    [수학식 2]
    Figure 112007025422691-pat00027
    여기서,
    Figure 112007025422691-pat00028
    은 안테나 i에서 전송한 시간영역 훈련 신호의 n번째 샘플,
    Figure 112007025422691-pat00029
    , N은 총 부채널의 개수,
    Figure 112007025422691-pat00030
    는 n = 0 일 때만 값이 "1"인 단위 임펄스 함수, L은 OFDM 신호의 최대 응답 길이를 나타냄.
    [수학식 3]
    Figure 112007025422691-pat00031
    여기서, FFT[]는 고속 푸리에 변환 연산을 나타냄.
  4. 송신측에서 시간영역에서 직교성을 갖는 이산 신호가 되도록 직교코드로 부호화된 임펄스열을 생성하여 훈련신호로 전송한 경우, 다중입력 다중출력 직교주파수 분할 다중(MIMO-OFDM) 시스템에서의 채널 추정 방법에 있어서,
    수신안테나의 개수에 따라 다수의 직교코드를 생성하는 직교코드 생성 단계;
    각각의 수신안테나를 통하여 수신된 수신신호 각각에 대하여 채널의 최대응답시간을 간격으로 하는 각 구간별로 해당 직교코드를 곱함으로써 시간 영역 상에서 복호화를 수행하는 직교코드 복호화 단계; 및
    시간영역에서 하나의 OFDM 심볼마다 상기 직교코드로 복호화된 수신신호에 대하여 평균을 취함으로써 채널의 임펄스응답을 추정하는 채널 추정 단계
    를 포함하는 MIMO-OFDM 시스템에서의 직교코드 복호화를 이용한 채널 추정 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    OFDM 심볼마다 보호구간의 데이터 이후에 대해서는 제로 패딩(zero-padding)을 한 후, 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하는 단계
    를 더 포함하는 MIMO-OFDM 시스템에서의 직교코드 복호화를 이용한 채널 추정 방법.
  6. 제 4 항 또는 제 5 항에 있어서,
    상기 직교코드 생성 단계는,
    송수신 안테나가 각각 4개인 경우에는 상기 직교코드로 상기 [수학식 1]과 같은 왈시코드를 생성하는 것을 특징으로 하는 MIMO-OFDM 시스템에서의 직교코드 복호화를 이용한 채널 추정 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 채널 추정 단계는,
    상기 수신안테나가 4개인 경우에는 하기의 [수학식 4]를 이용함으로써 채널응답을 추정하는 것을 특징으로 하는 MIMO-OFDM 시스템에서의 직교코드 복호화를 이용한 채널 추정 방법.
    [수학식 4]
    Figure 112007025422691-pat00032
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