JP2006101501A - 多入力多出力直交周波数分割多重方式モバイル通信システムおよびチャネル推定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】多入力多出力直交周波数分割多重システムのチャネル推定方法を提供すること。
【解決手段】直交周波数分割多重システムの複数の受信アンテナのそれぞれについて、受信アンテナにより受信されたパイロットシーケンスを使用することにより受信アンテナとそれぞれの送信アンテナとの間のチャネルに対するチャネルインパルス応答シーケンスおよびチャネル周波数応答シーケンスを計算するステップを含み、パイロットシーケンスは、くし形であり、前記送信アンテナに対応するパイロットシンボルは、周波数領域内では同じ位置に配置され、時間領域内では互いに隔てられる。さらに、対応するモバイル通信システムを提供する。本発明のパイロットシーケンスは、高い移動速度で動く無線チャネル内で使用することができる。本発明は、多入力多出力直交周波数分割多重システム内の仮想サブキャリアの影響を考慮し、高いパフォーマンスおよび低い複雑度を有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、一般に、無線通信に関するものであり、より具体的には、多入力多出力直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）システムおよびそのチャネル推定方法に関するものである。

一般に、モバイル環境で比較的高いデータ転送レートを実現するために、将来のモバイル通信システムは、アンチマルチパスフェードおよび高スペクトル効率などの多くの利点を有する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式を採用することになると考えられている。スペクトル効率が非常に高い多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムは、帯域幅を高めることなくその複雑度を上げることにより伝送効率を高めることができる。パフォーマンスを改善するために、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでは、通常、コヒーレント検出法が採用される。コヒーレント検出法は、チャネル周波数応答の振幅および位相情報に対するチャネル推定に頼らなければならない。ＭＩＭＯーＯＦＤＭシステムのチャネル推定は、システムパフォーマンスにとってきわめて重要であり、それと同時に難しい問題である。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムでチャネル推定を実行するように設計されている現行パイロットにおける主要な制限は、計算が複雑であること、および比較的高速な移動をしている動的変化環境に適用することが困難であるという点にある。

ブロックパイロット構造ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭに基づくチャネル推定アルゴリズムは、１９９９年にＹｅ（Ｇｅｏｆｆｒｅｙ）Ｌｉ、Ｎａｍｂｉｒａｊａｎ ＳｅｓｈａｄｒｉおよびＳｉｒｉｋｉａｔ Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌにより、論文「Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ Ｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．１７、４６１〜４７０頁、１９９９年３月で開示された。しかし、ブロックパイロット構造は、通常、ゆっくり変化する無線チャネルに適合されているため、このアプローチは、速く変化する動的無線チャネルにおける実用アプリケーションを満足させることはできない。さらに、このアプローチでは、ＯＦＤＭシステムの仮想サブキャリアを考慮しない。通常、実用的なＯＦＤＭシステムは、仮想サブキャリアを備えることが多い。したがって、このアプローチの適用範囲および使用条件は非常に限られている。

時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ）ベースの直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムのチャネル推定アルゴリズムは、Ｊｉａｎｘｉｎ Ｇｕｏ、Ｄａｍｉｎｇ Ｗａｎｇ、およびＣｈｏｎｇｓｅｎ Ｒａｎにより、論文「Ｓｉｍｐｌｅ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ＳＴＢＣ−ｂａｓｅｄ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｌｅｔｔｅｒｓ、ｖｏｌ．３９、Ｎｏ．５、２００３年３月で開示された。このアプローチでは、送信機は、チャネル状態情報をフィードバックするために受信機を必要とせず、帯域幅拡張がなく、符号化は単純であり、転送レートを失わないことを前提として比較的高いダイバーシティ利得を得ることができる。しかし、このアプローチでは、２つの連続するＯＦＤＭシンボルに対応するチャネル状態は変化しないと想定しているため、これもまた、ゆっくり変化する無線チャネルにのみ適している。しかし、速く変化する動的無線チャネルでは、このアルゴリズムのパフォーマンスは大幅に損なわれることになる。

Ｙｅ（Ｇｅｏｆｆｒｅｙ）Ｌｉ、「Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ａｎｔｅｎｎａｅ」、ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎ．、ｖｏｌ．１、６７〜７５頁、２００２年１月および Ｈｌａｉｎｇ Ｍｉｎｎ、Ｄｏｎｇ Ｉｎ Ｋｉｍ、Ｖｉｊａｙ Ｋ．Ｂｈａｒｇａｖａ、「Ａ Ｒｅｄｕｃｅｄ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｖｏｌ．５０、７９９〜８０７頁、２００２年５月などの他の文献でも、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのチャネル推定アプローチを深く調べている。しかし、上述の問題は、これらのすべてのアプローチでもまだ解決されていない。

したがって、システムが速く変化する動的無線チャネル環境で動作可能にする、仮想サブキャリアを備えるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのパイロットおよび対応するチャネル推定方法および装置を提供する必要がある。
Ｙｅ（Ｇｅｏｆｆｒｅｙ）Ｌｉ、Ｎａｍｂｉｒａｊａｎ ＳｅｓｈａｄｒｉおよびＳｉｒｉｋｉａｔ Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ、「Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」、ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｅｌｅｃｔ．Ａｒｅａｓ Ｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．１７、４６１〜４７０頁、１９９９年３月 Ｊｉａｎｘｉｎ Ｇｕｏ、Ｄａｍｉｎｇ Ｗａｎｇ、およびＣｈｏｎｇｓｅｎ Ｒａｎ、「Ｓｉｍｐｌｅ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ＳＴＢＣ−ｂａｓｅｄ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ」、Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｌｅｔｔｅｒｓ、ｖｏｌ．３９、Ｎｏ．５、２００３年３月 Ｙｅ（Ｇｅｏｆｆｒｅｙ）Ｌｉ、「Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ａｎｔｅｎｎａｅ」、ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎ．、ｖｏｌ．１、６７〜７５頁、２００２年１月 Ｈｌａｉｎｇ Ｍｉｎｎ、Ｄｏｎｇ Ｉｎ Ｋｉｍ、Ｖｉｊａｙ Ｋ．Ｂｈａｒｇａｖａ、「Ａ Ｒｅｄｕｃｅｄ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｖｏｌ．５０、７９９〜８０７頁、２００２年５月

本発明の目的は、従来技術における前記の技術問題を解決し、多入力多出力直交周波数分割多重方式モバイル通信システムおよびそのチャネル推定方法を提供することである。

この目的のために、本発明では、多入力多出力直交周波数分割多重システムのチャネル推定方法を提供するが、これは、
前記直交周波数分割多重システムの複数の受信アンテナのそれぞれについて、前記受信アンテナにより受信されたパイロットシーケンスを使用することにより前記受信アンテナと各送信アンテナとの間のチャネルに対しチャネルインパルス応答シーケンスおよびチャネル周波数応答シーケンスを計算するステップを含むことを特徴とし、
前記パイロットシーケンスは、くし形パイロットシーケンスであり、前記送信アンテナのそれぞれに対応するパイロットシンボルは周波数領域内では同じ位置に配置され、時間領域内では互いに隔てられる。

本発明は、さらに、多入力多出力直交周波数分割多重方式モバイル通信システムを提供し、前記システムは、送信側には符号化手段、パイロットシーケンス発生手段、および複数の送信アンテナを備え、受信側には複数の受信アンテナ、チャネル推定手段、および復号化手段を備え、前記送信アンテナは、パイロットシーケンスとともに信号を同時に送信し、前記信号は、前記受信アンテナにより受信された後、チャネル推定手段により生成されたチャネル推定結果に基づいて復号化手段により復号化され、
前記チャネル推定手段は、前記複数の受信アンテナ内の受信アンテナ毎に、前記受信アンテナにより受信されたパイロットシーケンスを使用することにより前記受信アンテナと各送信アンテナとの間のチャネルに対してチャネルインパルス応答シーケンスおよびチャネル周波数応答シーケンスを計算することを特徴とし、
前記パイロットシーケンスは、くし形パイロットシーケンスであり、前記送信アンテナのそれぞれに対応するパイロットシンボルは周波数領域内では同じ位置に配置され、時間領域内では互いに隔てられる。

すべてのアンテナについて本発明で使用されるパイロットシーケンスのパイロットシンボルは、周波数領域内の同じ位置に配置される。その結果、複数のアンテナのフレーミング直交周波数分割多重シンボルの複雑さが簡素化される。したがって、対応するモバイル通信システムにはただ１つのパイロットシーケンス発生手段が必要である。機器の複雑度は、位相回転された手段の出力の使用することによりさらに低減され、また送信アンテナのそれぞれのパイロットシーケンスとして使用される。上述のパイロットシーケンスに基づくチャネル推定方法は、速く変化する動的無線チャネルで使用することができ、その設計では、実用的な多入力多出力直交周波数分割多重システムの要件を満たすように仮想サブキャリアの影響を考慮する。

本発明の他の特徴および利点は、付属の図面と併せて、本発明の実施形態の詳細な説明を読むとより明確なものとなるであろう。

これ以降、本発明の実施形態は、付属の図面を参照しつつ、詳細に説明される。

図１は、本発明の一実施形態によるＭ個の送信機とＮ個の受信機を備えるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの概略構造図である。

図１の送信側では、番号１１０は、時空間符号化手段を示し、番号１２０〜１２２は、送信側のＭ個の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を概念的に示し、番号１３０〜１３２は、ＩＦＦＴに対応する送信アンテナを概念的に示す。受信側では、番号１４０〜１４２は、受信側のＮ個の受信アンテナを概念的に示し、番号１５０〜１５２は、それぞれが受信アンテナの１つと接続されているＮ個の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を概念的に示し、番号１６０は、時空間復号化手段を示し、番号１７０は、チャネル推定手段を示す。

図１に示されているように、入力データは、時空間符号化手段１１０により符号化され、その後、Ｍ個のサムデータストリームｔ_ｉ［ｎ，ｋ］、ｉ＝１，２，．．．，Ｍに分割されるが、ただし、ｎはＯＦＤＭシンボルのシリアル番号を表し、ｋ＝０，１，２，．．．，ＦＦＴ＿Ｓｉｚｅ−１である（ＦＦＴ＿Ｓｉｚｅは各ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアの個数、つまりＩＦＦＴ変換の周波数点の総数を表す）。ＩＦＦＴ １２０〜１２２は、対応するサブデータストリーム上でそれぞれ逆高速フーリエ変換を実行し、その後、Ｍ個の送信アンテナ１３０〜１３２を介してデータを送信する。データは、Ｍ個の送信アンテナ１３０〜１３２により並列に送信され、その後、ＭＩＭＯチャネルを介して受信側のＮ個の受信時アンテナ１４０〜１４２に届く。受信アンテナ１４０〜１４２はすべての送信信号を受信できることに留意されたい。つまり、受信アンテナ１４０は、送信アンテナ１３０〜１３２により送信されるすべてのデータを受信し、受信アンテナ１４１〜１４２も送信アンテナ１３０〜１３２により送信されるすべてのデータを受信できる。ＦＦＴ １５０〜１５２によりフーリエ変換が実行された後、受信されたデータ信号は、それぞれｒ_ｊ［ｎ，ｋ］として表されるが、ただしｊ＝１，２，．．．，Ｎである。それぞれのｒ_ｊ［ｎ，ｋ］は、時空間復号化手段１６０とチャネル推定手段１７０の両方に入力される。チャネル推定手段１７０により推定されたチャネル周波数応答Ｈ_ｉｊ［ｎ，ｋ］に基づき、時空間復号化手段１６０は、それぞれのｒ_ｊ［ｎ，ｋ］を復号する。

フーリエ変換を実行された受信信号ｒ_ｊ［ｎ，ｋ］は、

として表すことができるが、ただし、Ｈ_ｉｊ［ｎ，ｋ］は、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのときのｋ番目のサブキャリアにおける送信アンテナ１３０〜１３２のｉ番目から受信アンテナ１４０〜１４２のｊ番目へのチャネル周波数応答を表し、ｗ_ｊ［ｎ，ｋ］は、加法性白色ガウス雑音を表す。

本発明の実施形態をより使いやすい形で説明するために、以下で使用されるパラメータについて最初に説明する。

ＦＴＴ＿Ｓｉｚｅ：高速フーリエ変換（ＦＦＴ）／逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の長さ、一般に、２のべき乗、例えば、１０２４、
Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｔｅｒｖａｌ：くし形パイロットの周波数領域区間、一般に、２のべき乗、例えば、８、
ＳＭＰ＿Ｎｕｍ：パイロットサンプルの個数、
ＳＭＰ＿Ｎｕｍ＝ＦＦＴ＿Ｓｉｚｅ／Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｔｅｒｖａｌ、
Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ：すべてのＯＦＤＭシンボルの挿入されたパイロットのＦＦＴ周波数点のインデックス集合、例えば、

ＶＰｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ：すべてのＯＦＤＭシンボルの仮想パイロット（つまり、サブキャリア内のゼロパワーパイロット）のＦＦＴ周波数点のインデックス集合、例えば、｛ｋ｜ｋ＝ｉ＊Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｔｅｒｖａｌかつｋ∈ＶＳＣ＿Ｒａｎｇｅ、ただしｋ＝０，１，．．．，ＳＭＰ＿Ｎｕｍ−１｝、
Ｐｉｌｏｔ＿Ｎｕｍ：すべてのＯＦＤＭシンボルの挿入されたパイロットの総数、つまり、Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ集合内の要素の個数、
Ｐｉｌｏｔ＿Ｍｏｄｕｌｅ：第１のアンテナにより挿入されるパイロットシーケンスのモジュール値（パイロットシーケンスは、一定のモジュール値を持つパイロットシーケンスである）、
ＶＳＣ＿Ｎｕｍ：ＯＦＤＭシンボル内の仮想サブキャリアの個数、一般に、奇数、
ＶＳＣ＿Ｒａｎｇｅ：仮想サブキャリアに対する高速フーリエ変換周波数点の範囲、つまり、｛ＦＦＴ＿Ｓｉｚｅ／２−（ＶＳＣ＿Ｎｕｍ−１）／２，．．．，ＦＦＴ＿Ｓｉｚｅ／２＋（ＶＳＣ＿Ｎｕｍ−１）／２｝、
Ｗａｖｅ＿Ｌｅｎｇｔｈ：式（２ａ）および（２ｂ）で示されているように、仮想サブキャリアにより引き起こされる波長、
Ｗａｖｅ＿Ｎｕｍ：高速フーリエ変換の補間のために選択された波数、ただし、このパラメータは、本発明に沿って構成されたパラメータであり、一般に１から５の範囲である、
Ｍａｘ＿Ｄｅｌａｙ：システムサンプリング時間で測定されたマルチパスチャネルの最大遅延。

上記のパラメータＷａｖｅ＿Ｌｅｎｇｔｈの値は、以下の公式により決定されるが、ただし、公式（２ｂ）では、波の波長Ｗａｖｅ＿Ｌｅｎｇｔｈは、公式（２ａ）で定義されたシーケンスｕ（ｎ）を使用して表され、公式（２ａ）のａｂｓ（）は、モジュール値を取得するための関数を表し、公式（２ｂ）のｍｉｎ（）は、最小値を取得するための関数を表す。

表１は、複数のシステムパラメータ構成に基づく波長の値をまとめた表である。

チャネル推定時に受信および送信アンテナのすべてのペアに対応する無線チャネルのチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）を完全に取得し、したがって、無線チャネルのチャネル周波数応答（ＣＦＲ）の推定を取得するために、以下の条件が満たされるものとする。
ＳＭＰ＿Ｎｕｍ／Ｍ＞Ｍａｘ＿Ｄｅｌａｙ＋Ｗａｖｅ＿Ｎｕｍ＊Ｗａｖｅ＿Ｌｅｎｇｔｈ （３）

ただし、Ｗａｖｅ＿Ｎｕｍは、上で定義したように、本発明のチャネル推定アルゴリズムに必要なパラメータで、一般には、１から５までの範囲であり、波長Ｗａｖｅ＿Ｌｅｎｇｔｈは、公式（２ｂ）で示されているとおりである。無線チャネルの最大遅延Ｍａｘ＿Ｄｅｌａｙが比較的大きい場合、公式（３）で示される条件は、より小さな周波数領域パイロット間隔を設定することにより満たすことができ、無線チャネルの最大遅延Ｍａｘ＿Ｄｅｌａｙが比較的小さい場合、公式（３）で示される条件は、より大きな周波数領域パイロット間隔を設定し、パイロットオーバーヘッドを減らすことにより満たすことができる。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのチャネル推定方法は、パイロットシーケンスの具体的設計に基づく。本発明の一実施形態では、速く変化する動的無線チャネルのくし形パイロット設計が最初に提示される。

特に、第１のアンテナ（つまり、ｉ＝１）のパイロットシーケンスは、モジュールＰｉｌｏｔ＿Ｍｏｄｕｌｅを持つシンボルシーケンス、例えば、モジュールＰｉｌｏｔ＿Ｍｏｄｕｌｅを持つ複素擬似ランダムシーケンス（ＰＮ）として定義することができる。

アンテナｉ（ｉ＝２，．．．，ｍ）のパイロットシーケンスは以下のように定義される。
ｔ_ｉ［ｎ，ｋ］＝ｔ_１［ｎ，ｋ］・ｅｘｐ（−ｊ２πｋ・（ｉ−１）／Ｍ／Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｔｅｒｖａｌ），ｋ∈Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ （４）
ｔ_ｉ［ｎ，ｋ］＝０， ｋ∈ＶＰｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ （５）

ただし、公式（４）のｊは虚数単位である。位相回転は、異なるアンテナのパイロットシーケンス上で実行される。位相回転により、周波数領域に重ねられているパイロットシンボルが時間領域内では互いに分離され、受信および送信アンテナのそれぞれのペアの間のチャネルに対してパラメータ推定を実行できる。

この設計では、上述のパイロットは、速く変化する動的無線チャネルの影響を考慮するだけでなく、それ独自の特性を使用してシステムの複雑さを効果的に低減する。それぞれのアンテナのパイロットシンボルは同じ周波数領域の位置に配置されているため、複数のアンテナに対するフレーミングＯＦＤＭシンボルの複雑さが簡素化される。さらに、送信側にパイロットシーケンス発生手段が１つあればよく、機器の複雑度は、それぞれアンテナに対するパイロットシーケンスとして位相回転されているパイロットシーケンス発生手段の出力を使用することによりさらに低減される。

図２は、本発明の一実施形態によるチャネル推定アルゴリズムの概略流れ図である。図２を参照すると、Ｈ_ｉｊ［ｎ，ｋ］に対する推定アルゴリズムは、上述のようにＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのパイロットシーケンスに基づいて詳しく示されているが、ただし、ｉは、ｉ番目の送信アンテナ、ｉ＝１，２，．．．，Ｍを表し、ｊは、ｊ番目の受信アンテナ、ｊ＝１，２，．．．，Ｎを表し、ｋは、ｋ番目のサブキャリア、ｋ＝０，１，．．．，ＦＦＴ＿Ｓｉｚｅ−１を表す。

ステップ２０１で、チャネル推定が開始される。

ステップ２０２で、受信アンテナのインデックスが１に初期化される、つまり、ｊ＝１である。

ステップ２０３で、チャネル周波数応答およびシーケンスＣＦＲ＿Ｓｕｍが計算される。公式（６）に示されているように、受信アンテナｊの受信されたパイロットシーケンスに、送信アンテナ１の送信されたパイロットシーケンスの対応する共役シーケンスを掛けて、さらに、定数Ｐｉｌｏｔ＿Ｍｏｄｕｌｅで割る。

ＣＦＲ＿Ｓｕｍ＝ｒ_ｊ［ｎ，ｋ］・（ｔ_１［ｎ，ｋ］）^＊／Ｐｉｌｏｔ＿Ｍｏｄｕｌｅ，ｋ∈Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ ∪ ＶＰｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ （６）
ただし、記号「∪」は、集合の重複合併演算を表し、記号「＊」は共役演算を表す。

ステップ２０４で、シーケンスＣＦＲ＿Ｓｕｍに基づいてチャネルインパルス応答およびシーケンスが計算される。ＳＭＰ＿Ｎｕｍ個の点のＩＦＦＴ変換がシーケンスＣＦＲ＿Ｓｕｍ上で実行され、シーケンスＣＩＲ＿Ｓｕｍが得られる、つまり、以下のようになる。

ＣＩＲ＿Ｓｕｍ＝ＩＦＦＴ_{ＳＭＰ＿Ｓｕｍ}（ＣＦＲ＿Ｓｕｍ） （７）
ステップ２０５で、送信アンテナのインデックスが１に初期化される、つまり、ｉ＝１である。

ステップ２０６で、［（ｉ−１）×ＳＭＰ＿Ｎｕｍ／Ｍ］番目から［ｉ×ＳＭＰ＿Ｎｕｍ／Ｍ−Ｗａｖｅ＿Ｎｕｍ×Ｗａｖｅ＿Ｌｅｎｇｔｈ−１］番目までの要素が、シーケンスＣＩＲ＿Ｓｕｍから抽出され、ＣＩＲ＿ｐａｒｔ１として表される。Ｐ１番目からＰ２番目までの要素は、ＣＩＲ＿Ｓｕｍから抽出され、ＣＩＲ＿Ｐａｒｔ２として表される。Ｐ１およびＰ２の値は、公式（８）および（９）に示されているように計算される。

ただし、記号「％」はＭＯＤ演算子である。

ステップ２０７で、ＣＩＲ_ｉｊと呼ばれる新しいシーケンスは、ステップ２０６で抽出されたＣＩＲ＿ｐａｒｔ１、ＦＦＴ＿Ｓｉｚｅ−ＳＭＰ＿Ｎｕｍ／Ｍゼロデータ、およびステップ２０６で抽出されたＣＩＲ＿ｐａｒｔ２を含めることにより構成される。

ステップ２０８で、ＦＦＴ＿Ｓｉｚｅ個の点のＦＦＴ変換がシーケンスＣＩＲ_ｉｊ上で実行され、その結果はＣＦＲ_ｉｊとして表される、つまり、送信アンテナｉと受信アンテナｊとの間のチャネルの周波数応答のチャネル推定結果である。

ステップ２０９で、送信アンテナのインデックスｉが１だけ増やされる。

ステップ２１０で、ｉがＭ＋１未満かどうかが決定される。つまり、チャネル推定がすべての送信アンテナに適用されたかどうかが決定される。決定結果が「ｙｅｓ」であれば、流れはステップ２０６に進み、そうでなければ、流れはステップ２１１に進む。

ステップ２１１で、受信アンテナのインデックスｊが１だけ増やされる。

ステップ２１２で、ｊがＮ＋１未満かどうかが決定される。つまり、チャネル推定がすべての受信アンテナに適用されたかどうかが決定される。決定結果が「ｙｅｓ」であれば、流れはステップ２０３に進み、そうでなければ、流れはステップ２１３に進む。

ステップ２１３で、チャネル推定が符号化され、ＣＦＲ_ｉｊ、ｉ＝１，２，．．，Ｍ，ｊ＝１，２，．．．，Ｎは最終的結果である。

本発明のチャネル推定方法のいくつかの実施形態をわかりやすく説明するために、上記の流れの特定の実施例だけでなく、ＳＴＢＣ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに対するこの実施例およびチャネル推定方法の比較シミュレーションに基づいて、本発明の利点をさらに説明する。

この実施例のシステムパラメータは表２に示されているように設定される。

公式（３）によれば、２５６／２＞２６＋５＊８であるため、このシステムの実施例は、受信および送信アンテナのすべてのペアに対する無線チャネルのＣＩＲを完全に取得し、チャネル推定時に無線チャネルのＣＦＲの最終推定結果を取得するための要件を持たす。

第１、つまりｉ＝１の送信アンテナのパイロットは以下のようにできる。
ｔ_１［ｎ，ｋ］＝１、 ｋ∈Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ
ｔ_１［ｎ，ｋ］＝０、 ｋ∈ＶＰｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ

第２、つまりｉ＝２の送信アンテナのパイロットは以下のようにできる。
ｔ_２［ｎ，ｋ］＝ｔ_１［ｎ，ｋ］・ｅｘｐ（−ｊπｋ／４）， ｋ∈Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ ∪ ＶＰｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ

図２に示されている流れ図に基づき、この実施例の特定の流れは以下のようになる。

ステップ２０１で、チャネル推定が開始される。

ステップ２０２で、受信アンテナのインデックスが１に初期化される、つまり、ｊ＝１である。

ステップ２０３で、チャネル周波数応答およびシーケンスＣＦＲ＿Ｓｕｍが計算される。以下の公式で示されているように、受信アンテナｊの受信されたパイロットシーケンスに、第１の送信アンテナ（つまり、ｉ＝１）の送信されたパイロットシーケンスの対応する共役シーケンスを掛ける。
ＣＦＲ＿Ｓｕｍ＝ｒ_ｊ［ｎ，ｋ］・（ｔ_１［ｎ，ｋ］）^＊， ｋ∈Ｐｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ ∪ ＶＰｉｌｏｔ＿Ｉｎｄｅｘ

ただし、記号「∪」は、集合の重複合併演算を表し、記号「＊」は共役演算を表す。

ステップ２０４で、シーケンスＣＦＲ＿Ｓｕｍに基づいてチャネルインパルス応答およびシーケンスが計算される。２５６個の点のＩＦＦＴ変換がシーケンスＣＦＲ＿Ｓｕｍ上で実行され、シーケンスＣＩＲ＿Ｓｕｍが得られる、つまり、以下のようになる。
ＣＩＲ＿Ｓｕｍ＝ＩＦＦＴ_２５６（ＣＦＲ＿Ｓｕｍ）

ステップ２０５で、送信アンテナのインデックスが１に初期化される、つまり、ｉ＝１である。

ステップ２０６で、［（ｉ−１）×２５６／２］番目から［ｉ×２５６／２−５×８−１］番目までの要素が、シーケンスＣＩＲ＿Ｓｕｍから抽出され、ＣＩＲ＿ｐａｒｔ１として表される。｛［（ｉ−１）×２５６／２−５＋２５６）％２５６｝番目から｛［（ｉ−１）×２５６／２−１＋２５６］％２５６｝番目までの要素が、ＣＩＲ＿Ｓｕｍから抽出され、ＣＩＲ＿Ｐａｒｔ２として表されるが、ただし、記号「％」はＭＯＤ演算子である。

ステップ２０７で、ＣＩＲ_ｉｊと呼ばれる新しい１０２４点シーケンスは、ステップ２０６で抽出されたＣＩＲ＿ｐａｒｔ１、１０２４−２５６／２＝８９６ゼロデータ、およびステップ２０６で抽出されたＣＩＲ＿ｐａｒｔ２を含めることにより構成される。

ステップ２０８で、１０２４個の点のＦＦＴ変換がシーケンスＣＩＲ_ｉｊ上で実行され、その結果はＣＦＲ_ｉｊとして表される、つまり、送信アンテナｉと受信アンテナｊとの間のチャネルの周波数応答のチャネル推定結果である。

ステップ２０９で、送信アンテナのインデックスｉが１だけ増やされる。

ステップ２１０で、ｉが３未満かどうかが決定される。つまり、チャネル推定がすべての送信アンテナに適用されたかどうかが決定される。決定結果が「ｙｅｓ」であれば、流れはステップ２０６に進み、そうでなければ、流れはステップ２１１に進む。

ステップ２１１で、受信アンテナのインデックスｊが１だけ増やされる。

ステップ２１２で、ｊが３未満かどうかが決定される。つまり、チャネル推定がすべての受信アンテナに適用されたかどうかが決定される。決定結果が「ｙｅｓ」であれば、流れはステップ２０３に進み、そうでなければ、流れはステップ２１３に進む。

ステップ２１３で、チャネル推定が終了し、ＣＦＲ_ｉｊ、ｉ＝１，２，．．，Ｍ，ｊ＝１，２，．．．，Ｎは最終的結果である。

本発明のパイロットおよびチャネル推定方法の利点をさらに説明するために、シミュレーションを行って本発明とＳＴＢＣベースのチャネル推定アルゴリズムとのパフォーマンス比較を行う。いくつかのシミュレーションパラメータを表３にまとめた。

図３は、本発明の一実施形態と時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ）ベースのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのチャネル推定アルゴリズムとのパフォーマンス比較を例示している。

図３に示されているように、横座標は、受信信号対雑音比を表し、縦座標は、平方平均誤差を表す。受信信号対雑音が増加すると、本発明の実施形態の平方平均誤差は、ＳＴＢＣ技術に基づくチャネル推定アルゴリズムの平方平均誤差よりも徐々に低くなる。受信信号対雑音が２５ｄＢよりも大きい場合、この利点は完全に明らかである。さらに、本発明は仮想サブキャリアの影響を考慮するため、本発明のチャネル推定は、ＳＴＢＣベースＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのチャネル推定アルゴリズムよりも実用上意義がある。

本発明のいくつかの実施形態は付属の図面を参照しつつ説明されているが、当業者であれば、付属の請求項の範囲から逸脱することなくさまざまな変更または修正を行える。

本発明の一実施形態によるＭ個の送信機とＮ個の受信機を備えるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの概略構造図である。 本発明の一実施形態によるチャネル推定方法の概略流れ図である。 本発明の一実施形態と時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ）ベースのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのチャネル推定アルゴリズムとのパフォーマンス比較を例示する図である。

符号の説明

１１０ 時空間符号化手段
１２０〜１２２ ＩＦＦＴ
１３０〜１３２ 送信アンテナ
１４０〜１４２ 受信側のＮ個の受信時アンテナ
１５０〜１５２ ＦＦＴ
１６０ 時空間復号化手段
１７０ チャネル推定手段

Claims (12)

1. 多入力多出力直交周波数分割多重システムのチャネル推定方法であって、
   前記直交周波数分割多重システムの複数の受信アンテナのそれぞれについて、前記受信アンテナにより受信されたパイロットシーケンスを使用することにより前記受信アンテナと各送信アンテナとの間のチャネルに対しチャネルインパルス応答シーケンスおよびチャネル周波数応答シーケンスを計算するステップを含み、
   前記パイロットシーケンスは、くし形パイロットシーケンスであり、前記送信アンテナのそれぞれに対応するパイロットシンボルは周波数領域内では同じ位置に配置され、時間領域内では互いに隔てられることを特徴とする、多入力多出力直交周波数分割多重システムのチャネル推定方法。
2. 位相回転は、前記パイロットシンボルの間に存在することを特徴とする請求項１に記載のチャネル推定方法。
3. 前記多入力多出力直交周波数分割多重システムの第１の送信アンテナのパイロットシーケンスは、一定のモジュールを持つ複素擬似ランダムシーケンスであることを特徴とする請求項１に記載のチャネル推定方法。
4. チャネルインパルス応答シーケンスおよびチャネル周波数応答シーケンスを計算する前記ステップは、
   前記受信アンテナにより受信された前記パイロットシーケンスを使用することにより前記受信アンテナのチャネル周波数応答およびシーケンスを計算するステップと、
   前記チャネル周波数応答およびシーケンス上で逆高速フーリエ変換を実行し、前記受信アンテナのチャネルインパルス応答およびシーケンスを取得し、前記逆高速フーリエ変換に対する点の個数は前記パイロットに対するサンプルの個数である、ステップと、
   送信アンテナ毎に、前記受信アンテナのチャネルインパルス応答およびシーケンスから、前記送信アンテナに対応する第１の部分シーケンスおよび第２の部分シーケンスを抽出し、複数の０値を前記第１の部分シーケンスと前記第２の部分シーケンスの間に挿入して、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間の無線チャネルのチャネルインパルス応答シーケンスを取得し、前記チャネルインパルス応答シーケンス上で高速フーリエ変換を実行して、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間で無線チャネルのチャネル周波数応答を取得し、前記チャネルインパルス応答シーケンスの長さは高速フーリエ変換／逆高速フーリエ変換の長さである、ステップとを含むことを特徴とする請求項１に記載のチャネル推定方法。
5. 前記第１の部分シーケンスは、公式
   

   

   に従って計算され、前記第２の部分シーケンスは、公式
   

   

   に従って計算され、Ｗａｖｅ＿Ｌｅｎｇｔｈは、仮想サブキャリアにより引き起こされる波長であり、Ｗａｖｅ＿Ｎｕｍは、高速フーリエ変換の補間において考慮される波の数であり、ＳＭＰ＿Ｎｕｍは、パイロットに対するサンプルの個数であり、記号「％」は、ＭＯＤ演算子であることを特徴とする請求項４に記載のチャネル推定方法。
6. 前記波長Ｗａｖｅ＿Ｌｅｎｇｔｈは、公式
   

   

   

   に従って計算され、Ｐｉｌｏｔ＿Ｎｕｍは、それぞれのＯＦＤＭシンボルに補間されるパイロットの総和であることを特徴とする請求項５に記載のチャネル推定方法。
7. 送信側には符号化手段、パイロットシーケンス発生手段、および複数の送信アンテナを備え、受信側には複数の受信アンテナ、チャネル推定手段、および復号化手段を備え、前記送信アンテナは、パイロットシーケンスを搬送する信号を同時に送信し、前記信号は、前記受信アンテナにより受信された後、チャネル推定手段により生成されたチャネル推定結果に基づいて復号化手段により復号化される多入力多出力直交周波数分割多重方式モバイル通信システムであって、
   前記チャネル推定手段は、前記複数の受信アンテナ内の受信アンテナ毎に、前記受信アンテナにより受信されたパイロットシーケンスを使用することにより前記受信アンテナと各送信アンテナとの間のチャネルに対してチャネルインパルス応答シーケンスおよびチャネル周波数応答シーケンスを計算し、
   前記パイロットシーケンスは、くし形パイロットシーケンスであり、前記送信アンテナのそれぞれに対応するパイロットシンボルは周波数領域内では同じ位置に配置され、時間領域内では互いに隔てられることを特徴とする多入力多出力直交周波数分割多重モバイル通信システム。
8. さらに、周波数領域内の同じ位置に配置されたパイロットシーケンス上で位相回転を実行し、位相回転されたパイロットシーケンスをそれぞれ前記送信アンテナにそのパイロットシーケンスとして供給するための位相回転手段を備えることを特徴とする請求項７に記載のモバイル通信システム。
9. 前記複数の送信アンテナ内の第１の送信アンテナのパイロットシーケンスは、一定のモジュールを持つ複素擬似ランダムシーケンスであることを特徴とする請求項７に記載のモバイル通信システム。
10. 前記チャネル推定手段は、
    前記受信アンテナにより受信された前記パイロットシーケンスを使用することにより前記受信アンテナのチャネル周波数応答およびシーケンスを計算する手段と、
    前記チャネル周波数応答およびシーケンスに対し逆高速フーリエ変換を実行し、前記受信アンテナのチャネルインパルス応答およびシーケンスを取得し、前記逆高速フーリエ変換に対する点の個数は前記パイロットに対するサンプルの個数である、手段と、
    チャネルインパルス応答シーケンスを計算する手段であって、送信アンテナ毎に、前記送信アンテナに対応する第１の部分シーケンスおよび第２の部分シーケンスは、前記受信アンテナのチャネルインパルス応答およびシーケンスから抽出され、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間で無線チャネルのチャネルインパルス応答シーケンスを取得するように前記第１の部分シーケンスと前記第２の部分シーケンスとの間に複数の０値が挿入され、前記チャネルインパルス応答シーケンスの長さは、高速フーリエ変換／逆高速フーリエ変換の長さである、手段と、
    前記チャネルインパルス応答シーケンス上で高速フーリエ変換を実行して、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間の無線チャネルのチャネル周波数応答を取得する手段とを含むことを特徴とする請求項７に記載のモバイル通信システム。
11. 前記第１の部分シーケンスは、公式
    

    

    に従って計算され、前記第２の部分シーケンスは、公式
    

    

    に従って計算され、Ｗａｖｅ＿Ｌｅｎｇｔｈは、仮想サブキャリアにより引き起こされる波長であり、Ｗａｖｅ＿Ｎｕｍは、高速フーリエ変換の補間において考慮される波の数であり、ＳＭＰ＿Ｎｕｍは、パイロットに対するサンプルの個数であり、記号「％」は、ＭＯＤ演算子であることを特徴とする請求項１０に記載のモバイル通信システム。
12. 前記波長Ｗａｖｅ＿Ｌｅｎｇｔｈは、公式
    

    

    

    に従って計算され、Ｐｉｌｏｔ＿Ｎｕｍは、それぞれのＯＦＤＭシンボルに補間されるパイロットの総和であることを特徴とする請求項１１に記載のモバイル通信システム。

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