CN116346176A

CN116346176A - 基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法和系统

Info

Publication number: CN116346176A
Application number: CN202310386467.3A
Authority: CN
Inventors: 唐燕群; 尹浩然; 魏玺章; 周羽; 赖涛; 邓天伟
Original assignee: Sun Yat Sen University
Current assignee: Sun Yat Sen University
Priority date: 2023-04-11
Filing date: 2023-04-11
Publication date: 2023-06-27

Abstract

本发明涉及无线通信技术领域，公开了基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法和系统，包括获取发送端天线的待发送信号向量，对所述待发送信号向量进行调制域循环时延多普勒移位，得到调制域信号向量，所述调制域循环时延多普勒移位包括循环时延移位和循环多普勒移位；对所述调制域信号向量进行时延多普勒类调制，得到第一时域信号向量；对所述第一时域信号向量添加循环前缀，得到第二时域信号向量，并将所述第二时域信号向量发送至双衰落无线信道。本发明不仅可以获得全发射分集增益，并且可以使用到所有时延多普勒类波形的通信系统上，具有极强的鲁棒性、极低的计算复杂度以及广泛的应用场景。

Description

基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别是涉及基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法和系统。

背景技术

调制在时延多普勒域或者与时延多普勒域有着一一对应关系的变换域上的波形称为时延多普勒(DD,delay-Doppler)类波形。这类波形有着极强的抗多普勒频移能力，是未来第六代移动通信系统最有潜力的一类候选波形，在基于多输入多输出(multiple-input multiple-output,MIMO)技术的时延多普勒类波形系统中，系统的分集增益是该系统能否提供可靠通信服务的关键性指标。分集增益是指当信号与噪声的能量的比值(信噪比)趋于无穷时，误比特率的对数值与信噪比对数值的比值的相反数。分集增益越大，系统误比特率随着信噪比的增大而下降得越快，通信性能越好。常用的增加系统分集增益的方法是使用MIMO技术，但是在基于MIMO的通信系统里面，获取接收天线分集是比较简单直接的，但是想要获取发射天线分集增益则是非常困难的，目前并没有可以有效获取发射天线分集增益的相关方法。

发明内容

为了解决上述技术问题，本发明提供了基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法和系统，通过对调制域符号提前进行不同的循环时延、多普勒移位，以使信道的等效分径数目增加到原来的发射天线数目倍，从而实现发射分集增益，本发明不仅计算复杂度低，且具有良好的增益效果。

第一方面，本发明提供了基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法，所述方法包括：

获取发送端天线的待发送信号向量，对所述待发送信号向量进行调制域循环时延多普勒移位，得到调制域信号向量，所述调制域循环时延多普勒移位包括循环时延移位和循环多普勒移位；

对所述调制域信号向量进行时延多普勒类调制，得到第一时域信号向量；

对所述第一时域信号向量添加循环前缀，得到第二时域信号向量，并将所述第二时域信号向量发送至双衰落无线信道。

进一步地，所述对所述待发送信号向量进行调制域循环时延多普勒移位的步骤包括：

根据移位步数和所述待发送信号向量的时延多普勒类波形，得到对应的调制域循环移位矩阵，所述移位步数包括时延移位步数和多普勒移位步数；

根据所述调制域循环移位矩阵，对所述待发送信号向量进行调制域循环移位，得到调制域信号向量。

进一步地，所述根据移位步数和所述待发送信号向量的时延多普勒类波形，得到对应的调制域循环移位矩阵的步骤包括：

若所述时延多普勒类波形为正交时频空，则按照所述时延移位步数和所述多普勒移位步数分别对所述待发送信号向量进行循环时延移位和循环多普勒移位，得到第一循环矩阵和第二循环矩阵；

根据所述第一循环矩阵和所述第二循环矩阵，计算得到第一调制域循环移位矩阵；

若所述时延多普勒类波形为仿射频分复用，则根据所述时延移位步数和所述多普勒移位步数计算得到变换域移位步数；

根据所述变换域移位步数，对所述待发送信号向量进行离散仿射傅里叶变换域循环移位，得到第三循环矩阵；

根据所述第三循环矩阵和相位补偿矩阵，计算得到第二调制域循环移位矩阵。

进一步地，采用如下公式表示所述第一调制域循环移位矩阵：

式中，

表示时延移位步数，/>

表示多普勒移位步数，OTFS表示正交时频空，MD-CDDS表示调制域循环时延多普勒移位，N_OTFS表示多普勒采样数，M_OTFS表示时延采样数，/>

表示第一循环矩阵，/>

表示第二循环矩阵，/>

表示单位矩阵；

采用如下公式表示所述第二调制域循环移位矩阵：

式中，AFDM表示仿射频分复用，Δm表示变换域移位步数，

表示AFDM子载波数，

表示第三循环矩阵，/>

表示相位补偿矩阵，其中，

k_s表示间隔因子，k_max表示最大归一化多普勒频移。

进一步地，所述根据所述调制域循环移位矩阵，对所述待发送信号向量进行调制域循环移位，得到调制域信号向量的步骤包括：

若所述待发送信号的时延多普勒类波形为正交时频空，则采用如下公式表示所述调制域信号向量：

x_OTFS＝vec(X_OTFS)

式中，X_OTFS表示时延多普勒类波形为正交时频空的待发送信号向量；

若所述待发送信号的时延多普勒类波形为仿射频分复用，则采用如下公式表示所述调制域信号向量：

式中，X_AFDM表示时延多普勒类波形为仿射频分复用的待发送信号向量。

进一步地，在所述并将所述第二时域信号向量发送至双衰落无线信道之后还包括：

通过接收端天线从所述双衰落无线信道中获取第三时域信号向量，去除所述第三时域信号向量中的循环前缀，得到第四时域信号向量；

对所述第四时域信号向量进行时延多普勒类解调，得到接收信号向量。

进一步地，所述对所述第四时域信号向量进行时延多普勒类解调，得到接收信号向量的步骤包括：

若所述待发送信号的时延多普勒类波形为正交时频空，则采用如下公式表示所述接收信号向量：

式中，k表示多普勒轴的索引，l表示时延轴的索引，P表示双衰落无线信道的分径数量，i表示第i条分径，

和/>

分别表示经过调制域循环时延多普勒移位后双衰落无线信道第i条分径的等效衰落系数、等效多普勒和等效时延，/>

表示实际等效多普勒频移，/>

表示实际等效时域移位，X_OTFS表示时延多普勒类波形为正交时频空的待发送信号向量，N_OTFS表示多普勒采样数，M_OTFS表示时延采样数；

若所述待发送信号的时延多普勒类波形为仿射频分复用，则采用如下公式表示所述接收信号向量：

式中，m表示离散仿射傅里叶变换域的索引，

和/>

分别表示经过调制域循环时延多普勒移位后双衰落无线信道第i条分径的等效衰落系数、等效多普勒和等效时延，X_AFDM表示时延多普勒类波形为仿射频分复用的待发送信号向量，/>

表示AFDM子载波数，c₁和c₂为AFDM的参数。

第二方面，本发明提供了一种基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理系统，所述系统包括：

时延多普勒移位模块，用于获取发送端天线的待发送信号向量，对所述待发送信号向量进行调制域循环时延多普勒移位，得到调制域信号向量，所述调制域循环时延多普勒移位包括循环时延移位和循环多普勒移位；

时延多普勒调制模块，用于对所述调制域信号向量进行时延多普勒类调制，得到第一时域信号向量；

循环前缀添加模块，用于对所述第一时域信号向量添加循环前缀，得到第二时域信号向量，并将所述第二时域信号向量发送至双衰落无线信道。

进一步地，所述时延多普勒移位模块还包括：

移位矩阵生成模块，用于根据移位步数和所述待发送信号向量的时延多普勒类波形，得到对应的调制域循环移位矩阵，所述移位步数包括时延移位步数和多普勒移位步数；

循环移位模块，用于根据所述调制域循环移位矩阵，对所述待发送信号向量进行调制域循环移位，得到调制域信号向量。

进一步地，所述移位矩阵生成模块还包括：

第一矩阵生成模块，用于若所述时延多普勒类波形为正交时频空，则按照所述时延移位步数和所述多普勒移位步数分别对所述待发送信号向量进行循环时延移位和循环多普勒移位，得到第一循环矩阵和第二循环矩阵；根据所述第一循环矩阵和所述第二循环矩阵，计算得到第一调制域循环移位矩阵；

第二矩阵生成模块，用于若所述时延多普勒类波形为仿射频分复用，则根据所述时延移位步数和所述多普勒移位步数计算得到变换域移位步数；根据所述变换域移位步数，对所述待发送信号向量进行离散仿射傅里叶变换域循环移位，得到第三循环矩阵；根据所述第三循环矩阵和相位补偿矩阵，计算得到第二调制域循环移位矩阵。

本发明提供了基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法和系统，通过所述方法可以增加等效分径数目从而提高系统的分集阶数，本发明可以看作一种预编码操作，可以与其他的预编码模型相结合从而实现联合预编码，并不会增加发射端的处理负荷，大大降低了复杂度，并且能够应用于所有基于时延多普勒类的天线系统中，应用前景广泛。

附图说明

图1是单输入单输出时延多普勒类波形通信系统模型示意图；

图2是本发明实施例中基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法的流程示意图；

图3是本发明实施例提供的基于MD-CDDS的多输入多输出时延多普勒类波形通信系统发送端模型示意图；

图4是OTFS系统在时延多普勒域上的一个信息符号帧的表达示意图；

图5是AFDM系统中快变信道在两维的时域多普勒域和一维的DAFT域上的表达示意图；

图6是数值模拟仿真试验中不同天线设置下的OTFS和AFDM系统误比特率比较示意图；

图7是本发明实施例中基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理系统的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在无线通信技术领域，调制在时延多普勒域或者与时延多普勒域有着一一对应关系的变换域上的波形称为时延多普勒类波形，这类波形有着极强的抗多普勒频移能力，是未来第六代移动通信系统最有潜力的一类候选波形。典型的时延多普勒类波形包括正交时频空，仿射频分复用等，在时延多普勒类波形通信系统中包括单输入单输出系统和多输入多输出系统等，下面以单输入单输出时延多普勒类波形通信系统为例，对该类型的通信系统进行说明。

请参阅图1，其中所有变量的下标zz代表任意一种时延多普勒类波形，比如正交时频空(orthogonal time frequency space，OTFS)，仿射频分复用(affine frequencydivision multiplexing，AFDM)等等，假设x_zz是由N个处在时延多普勒类调制域的正交调幅(quadrature amplitude modulation，QAM)符号组成的待发送信号向量，每个向量的大小为N×1，其中，对于OTFS对应的是时延-多普勒域，AFDM则对应离散仿射傅里叶变换域。在通信系统的发射端对x_zz进行时延多普勒类调制，即OTFS对应OTFS调制，AFDM对应AFDM调制，从而变换得到时域信号向量s_zz，该向量的大小为N×1，然后添加大小等于信道最大时延的循环前缀(cyclic prefix，CP)得到带循环前缀的时域信号向量

再通过发送端天线发送至双衰落无线信道中；接收端天线从双衰落无线信道中接收到的时域信号向量为/>

对该向量裁去循环前缀从而得到向量大小为N×1的时域信号向量d_zz，再对其进行时延多普勒类解调得到时延多普勒类调制域的接收信号向量y_zz。

将双衰落无线信道在时延多普勒域上建模得到：

式中，P表示该双衰落无线信道由P条分径组成，h_i、τ_i和v_i分别表示第i条分径的衰落系统、时延和多普勒。

典型的时延多普勒类波形包括正交时频空OTFS和仿射频分复用AFDM，由于波形的不同，两种不同系统内的输入输出关系也会有所区别，针对OTFS系统，其输入输出关系可以表示为：

其中，X_OTFS为图1中的位于时延多普勒类调制域的发射信号x_zz，k表示多普勒轴的索引，l表示时延轴的索引，N_OTFS表示多普勒采样数，M_OTFS表示时延采样数，Y_OTFS[k，l]则为图1中的位于时延多普勒类调制域的接收信号y_zz。

针对AFDM系统，其输入输出关系可以表示为：

其中，X_AFDM为图1中的位于离散仿射傅里叶变换DAFT域的发射信号x_zz，Y_AFDM则为图1中的DAFT域的接收信号y_zz，m表示DAFT域的索引，

表示AFDM子载波数，c₁和c₂为AFDM的两个参数。

式中，k_max表示最大归一化多普勒频移，k_s表示间隔因子，该间隔因子为非负整数，为任意无理数或远小于

的有理数，且/>

ind_i为索引指示因子，/>

其中，α_i表示第i条分径的归一化多普勒频移。

在对单输入单输出时延多普勒类波形通信系统进行说明之后，对于多输入多输出系统就很容易了解了，多输入多输出系统是指在无线通信领域使用多天线发送和接收信号的技术系统，假设多输入多输出时延多普勒类波形通信系统有N_t条发射端天线和N_r条接收端天线，记为N_t×N_rMIMO系统，则每对发射天线和接收天线之间的信道只有每条分径的衰落系数是不同的，分径数目、分径的时延和分径的多普勒都是相同的，因此，无论这N_t条发射端天线是否发同样的信号，系统的分集增益阶数都是多径数P乘上接收端天线数，而与发射端天线的数目N_r无关。

为了更进一步提高通信系统的可靠性，增大分集增益阶数，请参阅图2，本发明第一实施例提出了基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法，包括步骤S10～S30：

步骤S10，获取发送端天线的待发送信号向量，对所述待发送信号向量进行调制域循环时延多普勒移位，得到调制域信号向量，所述调制域循环时延多普勒移位包括循环时延移位和循环多普勒移位。

请参阅图3，本发明是在调制域上实现的，即在对发射信号进行调制之前，先在不同的发送端天线上对处于调制域的发射信号符号调制域循环时延多普勒移位(modulation-domain cyclic delay-Doppler shift，MD-CDDS)，然后再将其调制到时域。即假设对第t条(t＝2，…，N_t)发送端天线的待发送信号向量x_zz进行

步循环时延移位和/>

步循环多普勒移位，记为/>

步MD-CDDS，得到调制域信号向量，其具体步骤如下所示：

步骤S101，根据移位步数和所述待发送信号向量的时延多普勒类波形，得到对应的调制域循环移位矩阵，所述移位步数包括时延移位步数和多普勒移位步数；

步骤S102，根据所述调制域循环移位矩阵，对所述待发送信号向量进行调制域循环移位，得到调制域信号向量。

本发明是通过设计好的调制域循环移位矩阵来实现循环时延移位和循环多普勒移位，但是由于通信天线的时延多普勒类波形不同，因此，对于不同的波形，对其发射信号进行调制域调制的过程也所有区别，由于典型的时延多普勒类波形包括正交时频空OTFS和仿射频分复用AFDM，下面针对这两种波形的调制进行说明，其具体步骤如下所示：

步骤S1011a，若所述时延多普勒类波形为正交时频空，则按照所述时延移位步数和所述多普勒移位步数分别对所述待发送信号向量进行循环时延移位和循环多普勒移位，得到第一循环矩阵和第二循环矩阵；

步骤S1012a，根据所述第一循环矩阵和所述第二循环矩阵，计算得到第一调制域循环移位矩阵。

(a)基于MD-CDDS的OTFS系统

请参阅图4，OTFS将信号符号调制在二维的时延-多普勒域上，故其待发送信号向量X_OTFS是一个大小为N×M的矩阵，行方向为多普勒轴，列方向为时延轴。

定义x_OTFS＝vec(X_OTFS)，vec(.)操作符表示沿着输入的矩阵的列方向将输入矩阵化为N×M一个NM×1的向量，则代表将输入的NM×1的向量重新排列成一个N×M矩阵。因此，X_OTFS的

步循环时延移位可以通过以下操作得到：

其中，

X_OTFS的

步循环多普勒移位可以通过以下操作得到：

其中，操作符

表示阿达马乘积：

则

步MD-CDDS在X_OTFS的实现为：

因此，OFTS的

步MD-CDDS的调制域循环移位矩阵即为：

步骤S1011b，若所述时延多普勒类波形为仿射频分复用，则根据所述时延移位步数和所述多普勒移位步数计算得到变换域移位步数。

步骤S1012b，根据所述变换域移位步数，对所述待发送信号向量进行离散仿射傅里叶变换域循环移位，得到第三循环矩阵；

步骤S1013b，根据所述第三循环矩阵和相位补偿矩阵，计算得到第二调制域循环移位矩阵。

(b)基于MD-CDDS的AFDM系统

请参阅图5，在AFDM系统中，信道在一维的DAFT域里面的表达可以看作将两维的时延多普勒信道以时延块拼接的方式降维而来的，因此，可以对AFDM待发送信号向量X_AFDM进行Δm步的DAFT域循环移位来实现

步MD-CDDS，其中，

需要特别说明的是，为保证循环多普勒移位后新的分径仍然在原来时延块中，AFDM参数c₁中k_s的应该设置为

即：

其中

表示所有发射天线所做的循环多普勒移位的最大值。

下面推导AFDM的

步MD-CDDS的调制域循环移位矩阵，首先，对X_AFDM进行Δm步的DAFT域循环移位，其向量表达为：

在进行DAFT域循环移位后，公式(3)的接收信号向量则变为：

其中，

和/>

分别代表新的时延和新的多普勒。

公式(12)中的取模相位因子ε(m′，Δm)为：

公式(12)中的增益相位因子

为：

由于取模相位因子ε(m′，Δm)与信道衰减因子h_i、时延l_i和多普勒k_i都无关，因此可以提前在发送端通过乘以对角相位补偿矩阵将其消除，对角相位补偿矩阵为：

通过公式(11)和(15)对待发送信号向量进行

步MD-CDDS等价于对信道原本的P条分径同时进行了/>

步循环时延移位和/>

步循环多普勒移位，而等效衰落系数所附带的指数常数/>

并不会改变原本衰落系数h_i的幅值，因此，由公式(11)和(15)可以得到AFDM的/>

步MD-CDDS调制域循环移位矩阵为：

则

步MD-CDDS在X_AFDM的实现为：

步骤S20，对所述调制域信号向量进行时延多普勒类调制，得到第一时域信号向量。

步骤S30，对所述第一时域信号向量添加循环前缀，得到第二时域信号向量，并将所述第二时域信号向量发送至双衰落无线信道。

在对待发送信号进行上述的调制域循环移位后，再根据原有的通信系统模型的处理流程，对调制后的调制域信号进行时延多普勒类调制，并添加循环前缀后，发送到双衰落无线信道中。接收端天线从双衰落无线信道中接收时域信号向量，先去除循环前缀，并对其进行时延多普勒类解调，从而得到接收信号向量。

在基于MD-CDDS的OTFS系统中，根据

步MD-CDDS的定义可以得到：

将公式(18)代入公式(2)则有：

即：

其中，

其分别表示为/>

步MD-CDDS后信道第i条分径的等效衰落系数、等效多普勒和等效时延，/>

表示实际等效多普勒频移，/>

表示实际等效时域移位。

从公式(19)可以看出，公式(2)中对时延多普勒域信号向量进行

步MD-CDDS等价于对信道原本的P条分径同时进行了/>

步循环时延移位和/>

步循环多普勒移位，而等效衰落系数所附带的指数常数/>

并不会改变原本衰落系数h_i的幅值。

在基于MD-CDDS的AFDM系统中，其解调后的接收信号向量则可以表示为：

其中，

其分别表示为/>

步MD-CDDS后信道第i条分径的等效衰落系数、等效时延和等效多普勒。

下面对本发明提供的MD-CDDS方法进行性能分析，记PATH＝{(k₁，l₁)，…，(k_P，l_P)}为原信道多径的时域多普勒参数对集合，则

表示在第t条发送端天线进行

步MD-CDDS后的等效时域多普勒参数对集合。

在使用MD-CDDS后，收发两端有

条不同时延或者不同多普勒的多径，其中|.|表示集合的基数，即元素个数，因此N_t×N_r系统的分集阶数为/>

当集合PATH^[ALL]的基数|PATH^[ALL]|＝N_tP时，集合

两两之间没有共同元素，N_t×N_r系统的分集阶数为N_tPN_r，也就是说，使用本发明提供的MD-CDDS方法得到的分集阶数相比未作MD-CDDS前系统的分集阶数扩大了N_t倍，即获得了全发射分集增益。由于信道的反射体都稀疏的，因此条件[PATH^[ALL]|＝N_tP在实际应用中是可以通过经验提前调整每条天线数的MD-CDDS步数，从而获取全发射分集增益。

可以看到，本发明提供的技术方案不需要对接收端有任何的变动，推导出来的MD-CDDS矩阵

是一个稀疏的置换矩阵即每一行每一列只有一个非零值，其只与MD-CDDS步数/>

有关，而与快速变化的信道无关。所以，MD-CDDS矩阵只需在发送端以极低的计算量计算一次就可以一直使用，操作简单。对比于经典的Alamouti发射分集方法至少需要两个信息符号向量时间才能实现，MD-CDDS是在一个信息符号向量时间内完成的，对发射天线数目没有限制，特别适合高可靠性、低传输时延的高移动场景，比如车辆网、无人机集群和空天地一体化等无线通信系统。

需要特别说明的，本发明是应用在调制操作之前，可以看做一种对发送信号进行的预编码，因此本发明可以与其他预编码操作相结合来达到联合预编码的效果而不会增加发送端的负荷，具有极强的可扩展性，并且本发明提供了目前最典型的两种时延多普勒类波形OTFS、AFDM的MD-CDDS矩阵推导，其推导过程能够给其他波形的矩阵推导提供理论指导，从而也为基于MD-CDDS的信号处理方法扩张到其他时延多普勒类波形奠定理论基础。

下面通过数值模拟仿真验证了上述所提的基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法在OTFS和AFDM系统的表现，以误比特率(BER，bit-error-rate)为信道估计准确度的评判标准。每对发射、接收天线之间的分径数为2，这两条径的时域多普勒参数对为[-1，0]，[1，0]，OTFS参数为：Δf_OTFS＝20kHz，N_OTFS＝5，M_OTFS＝2，AFDM参数为：子载波间隔Δf_AFDN＝4kHz，子载波数目为N_AFDN＝10，保证两种信号占据同样的通信时频资源，在载频f_c＝4GHzfc下对应最大移动速度为1080千米每小时，其他主要仿真参数如下表1所示，其中最大似然检测器是目前最常用的最优检测器。时域接收数据信号功率与噪声功率的比值记为SNR(signal-to-noise ratio)。仿真参数如下表1所示：

系统参数	数值
		载频	4GHz
最大多普勒频移	4kHz
		最大移动速度	1,080kmph
多径数目	2
		数字调制方式	BPSK
检测器	最大似然检测器

表1系统参数设置

请参阅图6，图6展示了不同天线设置下的OTFS和AFDM系统误比特率比较，为方便观察，提供了分集增益阶数ρ＝2、ρ＝4和ρ＝8的辅助线，首先可以看到，OTFS和AFDM在在单天线单输出(single-input single-output)通信系统、2×1通信系统和2×2通信系统的分集阶数分别为2、4和8，这说明后两种系统都获得全发射分集增益2，即发射天线数，这与本发明提供的方法结果相符，并且从图5也可以明显看到，使用本发明的2×1MD-CDDS-OTFS系统的误比特率要远好于传统的2×1Alamouti-OTFS系统，因为后者要求快变道在两个信息符号向量时间内保持不变，而这在高速移动场景下是不可能实现的，这也体现了本发明所提供的MD-CDDS系统具有极大的低时延优越性。

本实施例提供的基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法，相比传统方法只能获取接收天线分集增益而无法获取发射天线分集增益的问题，本发明针对基于时延多普勒类波形的通信系统提出了完整、超低复杂度的获得发射分集增益的方案，不仅可以获得全发射分集增益，并且可以使用到所有时延多普勒类波形的通信系统上，其囊括了大多数6G候选波形，鲁棒性极强，同时本发明还提供了目前最典型的两种时延多普勒类波形的MD-CDDS矩阵推导，为基于MD-CDDS的信号处理方法扩张到其他时延多普勒类波形奠定理论基础，本发明提供的基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法相比现有的信号处理方法，其处理复杂度更低，效果更好，占用了更少的通信资源，实际应用性更强，实际应用场景更加丰富。

请参阅图7，基于同一发明构思，本发明第二实施例提出的基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理系统，包括：

时延多普勒移位模块10，用于获取发送端天线的待发送信号向量，对所述待发送信号向量进行调制域循环时延多普勒移位，得到调制域信号向量，所述调制域循环时延多普勒移位包括循环时延移位和循环多普勒移位；

时延多普勒调制模块20，用于对所述调制域信号向量进行时延多普勒类调制，得到第一时域信号向量；

循环前缀添加模块30，用于对所述第一时域信号向量添加循环前缀，得到第二时域信号向量，并将所述第二时域信号向量发送至双衰落无线信道。

进一步地，时延多普勒移位模块10还包括：

移位矩阵生成模块101，用于根据移位步数和所述待发送信号向量的时延多普勒类波形，得到对应的调制域循环移位矩阵，所述移位步数包括时延移位步数和多普勒移位步数；

循环移位模块102，用于根据所述调制域循环移位矩阵，对所述待发送信号向量进行调制域循环移位，得到调制域信号向量。

进一步地，移位矩阵生成模块101还包括：

第一矩阵生成模块1011，用于若所述时延多普勒类波形为正交时频空，则按照所述时延移位步数和所述多普勒移位步数分别对所述待发送信号向量进行循环时延移位和循环多普勒移位，得到第一循环矩阵和第二循环矩阵；根据所述第一循环矩阵和所述第二循环矩阵，计算得到第一调制域循环移位矩阵；

第二矩阵生成模块1012，用于若所述时延多普勒类波形为仿射频分复用，则根据所述时延移位步数和所述多普勒移位步数计算得到变换域移位步数；根据所述变换域移位步数，对所述待发送信号向量进行离散仿射傅里叶变换域循环移位，得到第三循环矩阵；根据所述第三循环矩阵和相位补偿矩阵，计算得到第二调制域循环移位矩阵。

本发明实施例提出的基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理系统的技术特征和技术效果与本发明实施例提出的方法相同，在此不予赘述。

综上，本发明实施例提出的基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法和系统，所述方法通过获取发送端天线的待发送信号向量，对所述待发送信号向量进行调制域循环时延多普勒移位，得到调制域信号向量，所述调制域循环时延多普勒移位包括循环时延移位和循环多普勒移位；对所述调制域信号向量进行时延多普勒类调制，得到第一时域信号向量；对所述第一时域信号向量添加循环前缀，得到第二时域信号向量，并将所述第二时域信号向量发送至双衰落无线信道。本发明不仅可以获得全发射分集增益，并且可以使用到所有时延多普勒类波形的通信系统上，具有极强的鲁棒性，本发明还提供了目前最典型的两种时延多普勒类波形的MD-CDDS矩阵推导，为基于MD-CDDS的信号处理方法扩张到其他时延多普勒类波形奠定理论基础，本发明提供的基于调制域循环时延多普勒移位的信号处理方法相比现有的信号处理方法，其处理复杂度更低，效果更好，占用了更少的通信资源，实际应用性更强，实际应用场景更加丰富。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例直接相同或相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。需要说明的是，上述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种优选实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和替换，这些改进和替换也应视为本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。