KR101349731B1

KR101349731B1 - 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 신호 송수신 장치및 방법

Info

Publication number: KR101349731B1
Application number: KR1020070053889A
Authority: KR
Inventors: 정성윤; 윤상보; 권영훈; 황성수; 이종호; 박현철; 김현국
Original assignee: 한국과학기술원; 삼성전자주식회사
Priority date: 2007-06-01
Filing date: 2007-06-01
Publication date: 2014-01-13
Also published as: KR20080105822A

Abstract

본 발명은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 광대역 무선통신 시스템에서 신호 송수신에 관한 것으로, 송신단은, 제1안테나 쌍을 통해 송신될 N_c개의 복소심벌들을 알라뮤티(Alamouti) 인코딩(Encoding)하는 제1인코더(Encoder)와, 제2안테나 쌍을 통해 송신될 N_c/n개의 복소심벌들을 n회 반복 알라뮤티 인코딩하는 제2인코더와, N_c개의 부반송파들 각각에 매핑된 알라뮤티 인코딩된 복소심벌들을 송신하는 다수의 송신기들을 포함하여, 하위 안테나 쌍에 대한 반복 송신 및 안테나별 전력 조절을 수행함으로써, 낮은 복잡도로 시스템의 송수신 성능을 향상시킬 수 있다.

다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output), OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing), 알라뮤티(Alamouti)

Description

다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING AND RECEIVING SIGNAL MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT BROADBAND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 본 발명에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 안테나 별 송신심벌의 예를 도시하는 도면,

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 블록 구성을 도시하는 도면,

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 신호검출기의 블록 구성을 도시하는 도면,

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 신호 송신 절차를 도시하는 도면,

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 신호 검출 절차를 도시하는 도면,

도 7은 본 발명에 따른 송수신 기법의 성능을 도시하는 도면.

본 발명은 다중 입출력(Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭함) 광대역 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히, MIMO 광대역 무선통신 시스템에서 신호를 송수신하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

차세대 통신 시스템인 4세대(4th Generation, 이하 '4G'라 칭함) 통신 시스템에서는 약 100Mbps의 전송 속도를 이용하여 다양한 서비스 품질(Quality of Service, 이하 'QoS' 칭함)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 상기 4G 통신 시스템의 대표적인 통신 시스템이 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 통신 시스템이다. 상기 IEEE 802.16 통신 시스템은 상기 무선통신 시스템의 물리 채널(Physical Channel)에 광대역(Broadband) 전송 네트워크를 지원하기 위해 상기 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함)/직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭함) 방식을 적용한 통신 시스템이다.

또한, 고속 및 고품질의 데이터 전송에 대한 요구를 만족시키기 위한 기술 중의 하나로 다수의 송수신 안테나들을 사용하는 MIMO 기술이 크게 주목되고 있다. 상기 MIMO 기술은 다수의 안테나를 통한 다수의 스트림(Stream)을 이용하여 통신을 수행함으로써, 단일 안테나를 사용하는 경우보다 채널 용량을 크게 개선 시킬 수 있는 기술이다. 예를 들어, 송수신단이 모두 M개의 송신 안테나 및 수신 안테나를 사용하고, 각 안테나 간의 채널이 독립적이며, 대역폭과 전체 송신 파워가 고정되었을 경우, 평균 채널 용량은 단일 안테나인 경우에 비해 M배 증가하게 된다.

상기 OFDM 시스템과 상기 MIMO 기술을 모두 적용한 송신 기법의 한 예로, DSTTD-OFDM(Double Space Time Transmit Diversity-OFDM) 기법이 있다. 상기 DSTTD-OFDM 기법은 2개의 알라뮤티(Alamouti) 인코딩(Encoding)을 병렬로, 즉, 두 쌍의 스트림(Stream)에 대해 각각 알라뮤티 인코딩을 수행함으로써, 공간 다중화 이득을 얻는 기법이다. 상기 알라뮤티 인코딩을 수행하는 경우, 수신단은 단순히 채널 매치 필터(Channel Matched Filter)만을 사용하더라도, 알라뮤티 코드의 직교성(Orthogonality)으로 인해 최적의 수신 성능을 갖게 된다.

상기 DSTTD-OFDM 기법을 사용하여 송신된 신호를 수신하기 위한 기법은 ZF(Zero Forcing), MMSE(Minimum Mean Square Error), DF(Decision Feedback), ML(Maximum Likelihood) 기법 등이 있다. 여기서, 상기 ML 기법은 최적의 성능을 보이지만 매우 큰 복잡도를 갖는다. 그에 비해, 상기 ZF 및 MMSE 기법은 낮은 복잡도를 갖지만 상기 ML 기법에 비하여 매우 낮은 성능을 갖는다. 또한, 상기 DF 기법은 상기 ZF, MMSE 기법에 비하여 단순한 신호대 잡음비 이득만을 갖는다. 따라서, 상기 OFDM 방식과 상기 MIMO 기술을 모두 적용한 효과적은 송수신 기법의 제안이 요구된다.

따라서, 본 발명의 목적은 다중 입출력(Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭함) 광대역 무선통신 시스템에서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식과 MIMO 기술을 모두 적용한 송수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 MIMO 광대역 무선통신 시스템에서 다이버시티(Diversity) 이득을 증가시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 MIMO 광대역 무선통신 시스템에서 일부 안테나를 통해 송신되는 신호의 검출 정확도를 향상시킴으로써 나머지 안테나를 통해 송신되는 신호에서의 간섭제거 효과를 증가시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 MIMO 광대역 무선통신 시스템에서 일부 안테나를 통해 송신되는 신호를 주파수 축에서 반복시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 MIMO 광대역 무선통신 시스템에서 안테나별 송신전력을 조절하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, MIMO 광대역 무선통신 시스템에서 송신 장치는, 제1안테나 쌍(Pair)을 통해 송신될 N_c개의 복소심벌들을 알라뮤티(Alamouti) 인코딩(Encoding)하는 제1인코더(Encoder)와, 제2안테나 쌍을 통해 송신될 N_c/n개의 복소심벌들을 n회 반복 알라뮤티 인코딩하는 제2인코 더와, N_c개의 부반송파들 각각에 매핑된 알라뮤티 인코딩된 복소심벌들을 송신하는 다수의 송신기들을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, MIMO 광대역 무선통신 시스템에서 수신 장치는, N_c개 부반송파들 각각에 매핑되어 제1안테나 쌍을 통해 수신된 신호들을 반복 간격에 따라 결합하여 N_c/n개의 결합된 신호들을 생성하는 결합기와, 상기 결합된 신호들로부터 상기 제1안테나 쌍을 통한 송신신호들을 검출하는 제1검출기와, 제2안테나 쌍을 통한 수신신호들에서 제1안테나 쌍을 통한 송신신호들로 인한 간섭을 제거하는 제거기와, 간섭 제거된 수신신호들로부터 상기 제2안테나 쌍을 통한 송신신호를 검출하는 제2검출기를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 3 견지에 따르면, MIMO 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 신호 송신 방법은, 제1안테나 쌍을 통해 송신될 N_c개의 복소심벌들을 알라뮤티 인코딩하는 과정과, 제2안테나 쌍을 통해 송신될 N_c/n개의 복소심벌들을 n회 반복 알라뮤티 인코딩하는 과정과, N_c개의 부반송파들 각각에 매핑된 알라뮤티 인코딩된 복소심벌들을 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 4 견지에 따르면, MIMO 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 신호 검출 방법은, N_c개 부반송파들 각각에 매핑되어 제1안테나 쌍을 통해 수신된 신호들을 반복 간격에 따라 결합하여 N_c/n개의 결합된 신호들을 생성하는 과정과, 상기 결합된 신호들로부터 상기 제1안테나 쌍을 통한 송신신호들을 검출하는 과정과, 제2안테나 쌍을 통한 수신신호들에서 제1안테나 쌍을 통한 송신신호들로 인한 간섭을 제거하는 과정과, 간섭 제거된 수신신호들로부터 상기 제2안테나 쌍을 통한 송신신호를 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.

이하 본 발명은 다중 입출력(Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭함) 광대역 무선통신 시스템에서 신호를 송수신하기 위한 기술에 대해 설명한다. 본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함) 방식의 무선통신 시스템을 예로 들어 설명하며, 다른 방식의 무선통신 시스템에서도 동일하게 적용될 수 있다. 또한, 이하 본 발명은 설명의 편의를 위해 4개의 송신안테나들을 갖는 송신단과 4개의 수신안테나 들을 갖는 수신단을 가정하여 설명한다.

일반적은 DSTTD-OFDM(Double Space Time Transmit Diversity-OFDM) 기법에 따른 송신단은 <수학식 1>과 같은 코드를 이용하여 송신심벌을 인코딩한다.

상기 <수학식 1>에서, 상기 C^k는 인코딩 행렬(Encoding Matrix), 상기 S_n ^k는 n번째 스트림의 k번째 복소심벌을 의미한다. 즉, 상기 송신단은 상기 <수학식 1>의 행렬을 통해 각 스트림을 통해 송신될 4개의 복소심벌들을 인코딩하여 8개의 송신심벌들을 생성한다.

이때, 상기 송신단과 수신단 간의 등가 채널행렬은 <수학식 2>와 같다.

상기 <수학식 2>에서, 상기 y^k는 k번째 부반송파의 수신신호 벡터, 상기 H_eff ^k는 k번째 부반송파의 등가 채널행렬, 상기 s_k는 k번째 부반송파의 송신신호 벡터, 상기 n_k는 k번째 부반송파의 잡음, 상기 h_ij ^k는 k번째 부반송파에서 j번째 송신안테나와 i번째 수신안테나 간 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response)을 의미한다.

수신단은 DF(Decision Feedback) 검출을 수행하기 위해 상기 등가 채널행렬을 <수학식 3>과 같이 QR 분해(QR Decomposition)한다.

,

상기 <수학식 3>에서, 상기 H_eff ^k는 k번째 부반송파의 등가 채널행렬, 상기 R_ij ^k는 R^k의 i행 j열의 원소를 의미한다.

상기 <수학식 3>에 나타난 특성을 이용하여, 수신단은 수신신호 벡터에 상기 (Q^k)^H를 곱함으로써 하위 안테나 쌍(Pair)을 통해 송신된 복소심벌들을 간단히 검출할 수 있다. 그리고, 상기 수신단은 상위 안테나 쌍에 대한 수신신호에서 검출된 신호의 성분을 제거함으로써, 상위 안테나 쌍을 통해 송신된 복소심벌들을 검출할 수 있다. 이때, 상기 하위 안테나 쌍을 통해 송신된 복소심벌들의 검출 정확도가 상기 상위 안테나 쌍을 통해 송신된 복소심벌들의 검출 정확도에 영향을 미친다. 다시 말해, 상기 하위 안테나 쌍을 통해 송신된 복소심벌들의 검출이 부정확하다면, 상기 상위 안테나 쌍을 통해 송신된 복소심벌들의 검출 역시 부정확해 질 가능성이 높아진다.

따라서, 본 발명에 따른 송신단은 상기 하위 안테나 쌍을 통해 송신된 복소심벌들의 검출 정확도를 향상시키기 위해, 송신 심벌을 주파수 축에서 반복 송신한다. 즉, 도 1에 도시된 바와 같이, 송신단은 안테나A 및 안테나B를 통해 각각 N_c개의 복소심벌들을 송신하고, 안테나C 및 안테나D를 통해 각각 N_c/2개의 복소심벌들을 주파수 축에서 반복 송신한다. 여기서, 상기 N_c는 부반송파 수이다. 이에 따라, 인코딩 행렬을 재정의하면 <수학식 4>와 같다.

상기 <수학식 4>에서, 상기 C^k는 인코딩 행렬, 상기 S_n ^k는 n번째 스트림의 k번째 복소심벌, 상기 N_c는 부반송파 수를 의미한다

이때, 상기 하위 안테나 쌍에서 복소심벌을 반복 송신함으로 인해, 스펙트럼(Spectrum) 효율 손해가 발생한다. 따라서, 송신단은 상기 스펙트럼 효율 손해를 보상하기 위해 상기 상위 안테나 쌍을 통해 송신될 복소심벌들의 변조차수(Modulation Order)를 증가시킨다. 즉, 상기 송신단은 상기 하위 안테나 쌍을 통해 송신될 비트열 변조에 적용된 변조차수에 비하여 높은 차수의 변조방식을 적용하여 상기 하위 안테나 쌍으로 송신될 데이터를 변조한다. 예를 들어, 상기 하위 안테나 쌍을 통해 송신될 비트열을 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식으로 변조하였다면, 상기 송신단은 상기 상위 안테나 쌍을 통해 송신될 비트열을 16QAM(16 Quaurature Amplitude Modultion) 방식으로 변조한다.

여기서, 상기 상위 안테나 쌍을 통해 송신될 비트열의 변조차수 증가는 다음과 같은 이유에서 타당하다. 반복 송신을 통해 상기 하위 안테나 쌍을 통해 송신된 복소심벌의 검출 정확도가 높아짐으로 인해, 상기 수신단은 상기 상위 안테나 쌍을 통한 수신신호에 대한 간섭성분을 정확히 파악할 수 있다. 따라서, 상기 수신단은 상기 상위 안테나 쌍을 통한 수신신호에서 간섭 제거를 보다 정확하게 수행할 수 있고, 이는 결과적으로 상기 상위 안테나 쌍의 채널에서 간섭이 감소한 것으로 간주 될 수 있다.

이에 따라, 수신단은 하위 안테나 쌍을 통해 반복 송신된 신호들을 결합하여 우선적으로 검출한다. 그리고, 상기 수신단은 검출된 신호로 인한 간섭을 제거한 후, 상위 안테나 쌍을 통한 송신신호들을 검출한다. 상기 수신단의 신호 결합을 수식으로 표현하면 <수학식 5>와 같다.

상기 <수학식 5>에서, 상기

는 i번째 안테나를 통해 송신된 신호 중 k번째 부반송파 및 (k+N_c/2)번째 부반송파 수신신호의 결합신호, 상기

는 i번째 안테나를 통해 송신된 신호 중 k번째 부반송파 수신신호, 상기 R^k _ii는 k번째 부반송파에 대한 등가 채널행렬을 QR 분해하여 얻어지는 R행렬의 i행 i열 원소, 상기 s^k _i는 i번째 안테나를 통해 송신된 신호 중 k번째 부반송파 송신신호, 상기 n_k'는 k번 째 부반송파의 잡음을 의미한다.

상기 반복 송신과 더불어, 본 발명에 따른 송신단은 각 안테나별 송신전력을 조절함으로써 시스템 성능을 향상시킨다. 상기 송신전력 조절의 기준은 <수학식 6>과 같다.

상기 <수학식 6>에서, 상기 J(·)는 비용함수(Cost Funtion), 상기 P_i는 i번째 안테나의 송신전력, 상기

는 평균 비트오류율, 상기 λ는 라그랑즈 승수(Lagrange Multiplier)를 의미한다. 즉, 상기 <수학식 6>은 상기

을 제한 조건으로 하여 상기

을 최소화하는 P₁, P₂, P₃, P₄를 찾아내고자 하는 의미이다.

상기 <수학식 6>에 대한 해는 <수학식 7>과 같다.

상기 <수학식 7>에서, 상기 P_i는 i번째 안테나의 송신전력, 상기 α_i및 상기 β_i은 i번째 안테나에 적용된 변조차수에 따라 결정되는 값으로 해당 변조방식에 대한 에러율의 근사식에 포함되는 값이다.

예를 들어, 상기 에러율의 근사식은 <수학식 8>과 같은 형태를 갖는다.

상기 <수학식 8>에서, 상기 P_b는 비트오류율, 상기 α및 상기 β는 근사화 계수, 상기 h는 송수신단 간 채널계수, 상기 ρ는 신호대 잡음비(SNR : Signal to Noise Ratio)를 의미한다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 블록 구성을 도시하고 있다.

상기 도 2에 도시된 바와 같이, 상기 송신단은 제1변조기(210-1), 제2변조기(210-2), 심벌복사기(220), 전력할당기(230), 다수의 알라뮤티 인코더(Alamouti Encoder)들(240-1, 240-2), 다수의 OFDM 변조기들(250-1 내지 250-4), 다수의 RF(Radio Frequency) 송신기들(260-1 내지 260-4)을 포함하여 구성된다.

상기 제1변조기(210-1)는 상위 안테나 쌍을 통해 송신될 비트열을 변조하고, 상기 제2변조기(210-2)는 하위 안테나 쌍을 통해 송신될 비트열을 변조한다. 단, 상기 제1변조기(210-1)는 상기 제2변조기(210-2)에 비해 높은 차수의 변조방식을 사용한다.

상기 심벌복사기(220)는 상기 제2변조기(210-2)로부터 제공되는 복소심벌들을 복사하여, 하나의 OFDM심벌이 동일한 복소심벌들을 반복적으로 포함하도록 한다. 즉, 상기 심벌복사기(220)는 N_c/n개의 복소심벌을 n개로 복사 및 연결하여 N_c개의 복소심벌을 출력한다. 예를 들어, 상기 도 1에 도시된 안테나C 및 안테나D의 복소심벌열과 같이, 상기 심벌복사기(220)는 하나의 OFDM 심벌에 복소심벌들이 2회 반복 삽입되도록 복소심벌들을 복사 및 연결한다. 여기서, 상기 복소심벌들의 반복 횟수는 실시 예에 따라 달라질 수 있다.

상기 전력할당기(230)는 각 안테나의 송신전력을 결정하고, 결정된 송신전력에 따라 신호크기를 조절한다. 상기 전력할당기(230)는 상기 <수학식 7>에 따라 각 안테나의 송신전력을 결정한다. 상기 다수의 알라뮤티 인코더들(240-1, 240-2) 각각은 대응되는 안테나 쌍을 통해 송신될 복소심벌들을 알라뮤티 인코딩한다. 예를 들어, 하위 안테나 쌍을 통해 송신될 복소심벌들이 2회 반복된 경우, 상기 다수의 알라뮤티 인코더들(240-1, 240-2)은 상기 <수학식 4>와 같은 행렬을 이용하여 인코딩한다.

상기 다수의 OFDM 변조기들(250-1 내지 250-4) 각각은 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 통해 대응되는 안테나를 통해 송신될 복소심벌들을 OFDM 심벌로 변환한다. 상기 다수의 RF 송신기들(260-1 내지 260-4) 각각은 대응되는 OFDM 변조기로부터의 신호를 RF대역 신호로 변환 및 증폭하여 대응되는 안테나를 통해 송신한다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.

상기 도 3에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 다수의 RF 수신기들(310-1 내지 310-4), 다수의 OFDM 복조기들(320-1 내지 320-4), 채널추정기(330), 등가 채널행렬 구성기(340), QR분해기(350), 신호검출기(360)를 포함하여 구성된다.

상기 다수의 RF 수신기들(310-1 내지 310-4) 각각은 대응되는 안테나를 통해 수신된 RF대역 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 상기 다수의 OFDM 복조기들(320-1 내지 320-4) 각각은 FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 통해 대응되는 RF 수신기로부터의 OFDM 심벌을 부반송파별 복소심벌들로 변환한다.

상기 채널추정기(330)는 수신신호를 이용하여 송신단과의 채널을 추정한다. 다시 말해, 상기 채널추정기(330)는 파일럿(Pilot) 심벌과 같이 미리 약속된 신호를 이용하여 안테나별, 부반송파별 채널을 추정한다. 상기 등가 채널행렬 구성기(340)는 추정된 채널 정보를 이용하여 등가 채널행렬을 구성한다. 여기서, 상기 등가 채널행렬은 상기 <수학식 2>와 같은 형태를 갖는다. 상기 QR분해기(350)는 등가 채널행렬을 QR분해하여 Q행렬과 R행렬을 산출한다. 여기서, 상기 R행렬은 상기 <수학식 3>과 같은 형태를 갖는다.

상기 신호검출기(360)는 상기 QR분해기(350)로부터 제공되는 Q행렬 및 R행렬과 상기 다수의 OFDM 복조기들(320-1 내지 320-4)로부터 제공되는 수신신호를 이용하여 송신신호를 검출한다. 특히, 본 발명에 따라, 상기 신호검출기(360)는 하위 안테나 쌍을 통한 수신신호가 반복 송신되었음을 이용하여 송신신호를 검출한다. 상기 신호검출기(360)의 세부 구성 및 기능은 이하 도 4를 참조하여 설명한다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 신호검출기의 블록 구성을 도시하고 있다.

상기 도 4에 도시된 바와 같이, 상기 신호검출기(360)는 행렬곱셈기(402), 다수의 신호결합기(404-1, 404-2), 제1검출기(406), 간섭제거기(408), 제2검출기(410)를 포함하여 구성된다.

상기 행렬곱셈기(420)는 수신신호 행렬에 Q^H행렬을 곱함으로써 상기 수신신 호 행렬을 행렬R과 송신신호의 곱 형태로 변형한다. 상기 다수의 신호결합기들(404-1, 404-2) 각각은 하위 안테나 쌍 각각을 통해 수신된 신호들을 반복 간격에 따라 결합한다. 예를 들어, 송신단이 상기 도 1에 도시된 바와 같이 복소심벌들을 2회 반복한 경우, 상기 다수의 신호결합기들(404-1, 404-2) 각각은 (m)번째와 (N_c/2+m)번째 신호를 결합한다.

상기 제1검출기(406)는 하위 안테나 쌍을 통한 송신신호를 검출한다. 다시 말해, 상기 제1검출기(406)는 R행렬의 특성을 이용하여 결합된 신호로부터 송신신호를 검출한다. 예를 들어, 상기 R행렬이 상기 <수학식 3>과 같은 경우, 상기 제1검출기(406)는 하위 안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신신호들 각각을 R^k ₃₃으로 나눔으로써 송신신호를 검출한다. 그리고, 상기 제1검출기(406)는 검출된 송신신호를 상기 간섭제거기(408)로 제공한다.

상기 간섭제거기(408)는 상위 안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신신호에서 하위 안테나 쌍을 통한 송신신호로 인한 간섭을 제거한다. 즉, 상기 간섭 제거기(408)는 상위 안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신신호에서 검출된 송신신호와 해당 R행렬 원소의 곱을 감산한다. 예를 들어, 상기 R행렬이 상기 <수학식 3>과 같은 경우, 상기 간섭제거기(408)는 검출된 신호들에 -R^k ^* ₁₄ 및 R^k ^* ₁₃를 각각 곱한 후, 2번째 안테나와 대응되는 변형된 수신신호에서 곱셈결과 값을 감산한다. 그리고, 상기 간섭제거기(408)는 검출된 신호들에 R^k ₁₃ 및 R^k ₁₄를 각각 곱한 후, 1번째 안테나와 대 응되는 변형된 수신신호에서 곱셈결과 값을 감산한다.

상기 제2검출기(410)는 상위 안테나 쌍을 통한 송신신호를 검출한다. 다시 말해, 상기 제2검출기(410)는 R행렬의 특성을 이용하여 상기 간섭제거기(408)로부터 제공되는 간섭 제거된 신호로부터 송신신호를 검출한다. 예를 들어, 상기 R행렬이 상기 <수학식 3>과 같은 경우, 상기 제2검출기(410)는 간섭 제거된 신호들 각각을 R^k ₁₁로 나눔으로써 송신신호를 검출한다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 신호 송신 절차를 도시하고 있다.

상기 도 5를 참조하면, 상기 송신단은 501단계에서 하위 안테나 쌍을 통해 송신될 N_c/n개의 복소심벌들을 생성한다. 여기서, 상기 N_c는 부반송파 개수이다. 그리고, 상기 n은 임의의 정수이되, 미리 설정되어있는 값이다.

이어, 상기 송신단은 503단계로 진행하여 상위 안테나 쌍을 통해 송신될 N_c개의 복소심벌들을 생성한다. 단, 상기 송신단은 상기 501단계에서보다 높은 차수의 변조방식을 사용하여 복소심벌들을 생성한다.

상기 복소심벌들을 생성한 후, 상기 송신단은 505단계로 진행하여 하위 안테나 쌍을 통해 송신될 N_c/n개의 복소심벌들을 n회 반복 알라뮤티 인코딩한 후, 인코딩된 복소심벌들을 N_c개의 부반송파에 매핑한다.

이어, 상기 송신단은 507단계로 진행하여 상위 안테나 쌍을 통해 송신될 N_c개의 복소심벌들을 알라뮤티 인코딩 한 후, 인코딩된 복소심벌들을 N_c개의 부반송파에 매핑한다.

상기 복소심벌들을 부반송파에 매핑한 후, 상기 송신단은 509단계로 진행하여 IFFT 연산을 통해 OFDM 심벌을 생성한다.

이후, 상기 송신단은 511단계로 진행하여 안테나별 전력 계수를 산출한다. 예를 들어, 상기 송신단은 상기 <수학식 7>에 따라 각 안테나의 전력 계수를 산출할 수 있다.

상기 전력 계수를 산출한 후, 상기 송신단은 513단계로 진행하여 상기 OFDM 심벌들을 RF대역 신호로 변환하고, 대응되는 안테나를 통해 송신한다.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 신호 검출 절차를 도시하고 있다.

상기 도 6을 참조하면, 상기 수신단은 601단계에서 다수의 안테나들을 통해 신호가 수신되는지 확인한다.

상기 신호가 수신되면, 상기 수신단은 603단계로 진행하여 송신단과의 채널을 추정하고, 등가 채널행렬을 구성한다. 여기서, 상기 등가 채널행렬은 상기 <수학식 2>와 같은 형태를 갖는다.

상기 등가 채널행렬을 구성한 후, 상기 수신단은 605단계로 진행하여 상기 등가 채널행렬을 QR분해하여 Q행렬 및 R행렬을 생성한다. 여기서, 상기 R행렬은 상기 <수학식 3>과 같은 형태를 갖는다.

상기 QR 분해를 수행한 후, 상기 수신단은 607단계로 진행하여 수신신호에 Q^H행렬을 곱하여 수신신호를 R행렬과 송신신호의 곱 형태로 변형한다.

이후, 상기 수신단은 609단계로 진행하여 하위 안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신신호를 반복 간격에 따라 결합한다. 예를 들어, 송신단이 상기 도 1에 도시된 바와 같이 복소심벌들을 2회 반복한 경우, 상기 수신단은 (n)번째와 (N_c/2+n)번째 신호를 결합한다.

상기 하위 안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신신호를 결합한 후, 상기 수신단은 611단계로 진행하여 하위 안테나 쌍을 통한 송신신호를 검출한다. 다시 말해, 상기 수신단은 R행렬의 특성을 이용하여 결합된 신호로부터 송신신호를 검출한다. 예를 들어, 상기 R행렬이 상기 <수학식 3>과 같은 경우, 상기 수신단은 하위 안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신신호들 각각을 R^k ₃₃으로 나눔으로써 송신신호를 검출한다.

상기 하위 안테나 쌍을 통한 송신신호를 검출한 후, 상기 수신단은 613단계로 진행하여 상위 안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신신호에서 하위 안테나 쌍을 통한 송신신호로 인한 간섭을 제거한다. 즉, 상기 수신단은 상위 안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신신호에서 검출된 송신신호와 해당 R행렬 원소의 곱을 감산한다. 예 를 들어, 상기 R행렬이 상기 <수학식 3>과 같은 경우, 상기 수신단은 검출된 신호들에 -R^k ^* ₁₄ 및 R^k ^* ₁₃를 각각 곱한 후, 2번째 안테나와 대응되는 변형된 수신신호에서 곱셈결과 값을 감산한다. 그리고, 상기 수신단은 검출된 신호들에 R^k ₁₃ 및 R^k ₁₄를 각각 곱한 후, 1번째 안테나와 대응되는 변형된 수신신호에서 곱셈결과 값을 감산한다.

상기 간섭을 제거한 후, 상기 수신단은 615단계로 진행하여 상위 안테나 쌍을 통한 송신신호를 검출한다. 다시 말해, 상기 수신단은 R행렬의 특성을 이용하여 간섭 제거된 신호로부터 송신신호를 검출한다. 예를 들어, 상기 R행렬이 상기 <수학식 3>과 같은 경우, 상기 수신단은 간섭 제거된 신호들 각각을 R^k ₁₁로 나눔으로써 송신신호를 검출한다.

상술한 실시 예는 각각 4개의 송신안테나 및 수신안테나, 즉, 2쌍의 송수신안테나를 갖는 송신단 및 수신단을 가정하여 설명되었다. 하지만, 본 발명은 3쌍 이상의 송수신 안테나를 갖는 송신단 및 수신단에도 동일하게 적용될 수 있다. 만일, 3쌍 이상의 송수신 안테나가 존재하는 경우, 송신단은 적어도 하나의 안테나 쌍에 대해서 반복 송신을 수행한다. 그리고, 송신단은 반복 송신되지 않은 안테나 쌍들을 통해 송신될 비트열을 상대적으로 높은 차수의 변조방식으로 변조한다. 즉, 3쌍 이상의 송수신안테나가 존재하는 경우, 상기 반복 송신이 적용될 안테나 쌍의 개수는 본 발명을 실시하는 자의 의도에 따라 달라질 수 있다.

도 7은 본 발명에 따른 송수신 기법의 성능을 도시하고 있다. 상기 도 7은 본 발명에 따른 송수신 기법을 적용한 시스템의 모의실험 결과 그래프를 도시하고 있다. 상기 모의실험에서 총 대역폭은 20MHz, 부반송파 개수는 64개, CP(Cyclic Prefix)는 16샘플, 무선채널은 지수적 감소 채널(Exponential Decaying Channel)로 설정되었다.

상기 도 7은 비트에너지 대 잡음비(E_b/N₀)에 따른 비트 오류율을 도시하고 있다. 상기 도 7에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 송수신 기법이 종래의 DF 기법에 비해 낮은 비트 오류율을 보이고 있다. 다시 말해, 본 발명에 따른 송수신 기법을 사용하는 경우, 종래의 DF 기법을 사용하는 경우에 비하여 비트 오류율 10^-4에서 3.7dB의 성능 향상이 나타난다. 그리고, 안테나별 전력조절을 수행한 경우, 안테나별 전력조절을 수행하지 않은 경우에 비하여 약 1dB의 성능 향상이 나타난다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 광대역 무선통신 시스템에서 하위 안테나 쌍에 대한 반복 송신 및 안테나별 전력 조절을 수행함으로써, 낮은 복잡도로 시스템의 송수신 성능을 향상시킬 수 있다.

Claims

다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 광대역 무선통신 시스템에서 송신 장치에 있어서,

제1안테나 쌍(Pair)을 통해 송신될 N_c개의 복소심벌들을 알라뮤티(Alamouti) 인코딩(Encoding)하는 제1인코더(Encoder)와,

제2안테나 쌍을 통해 송신될 N_c/n개의 복소심벌들을 n회 반복 알라뮤티 인코딩하는 제2인코더와, 상기 n은 2 이상의 정수이고,

동일 시간 구간 동안, 상기 제1안테나 쌍을 통해 상기 N_c개의 복소심벌들로부터 생성된 심벌들을 송신하고, 상기 제2안테나 쌍을 통해 상기 N_c/n개의 복소심벌들로부터 생성된 심벌들을 n회 반복 송신하는 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1항에 있어서,

상기 제1인코더 및 상기 제2인코더로부터의 알라뮤티 인코딩된 심벌들을 주파수축에 나열하고 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 생성하는 다수의 OFDM 변조기들을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1항에 있어서,

상기 제1안테나 쌍을 통해 송신될 비트열을 변조하여 상기 N_c개의 복소심벌들을 생성하는 제1변조기와,

상기 제2안테나 쌍을 통해 송신될 비트열을 변조하여 상기 N_c/n개의 복소심벌들을 생성하는 제2변조기를 더 포함하며,

상기 제1변조기는 상기 제2변조기에 비하여 높은 차수의 변조방식을 사용하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1항에 있어서,

상기 제2안테나 쌍을 통해 송신될 상기 N_c/n개의 복소심벌들을 n회 복사 및 연결하는 복사기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1항에 있어서,

평균 비트오류율이 최소화되도록 각 송신안테나의 송신전력을 할당하는 할당기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 5항에 있어서,

상기 할당기는, 하기 수식과 같이 각 송신안테나의 송신전력을 결정하는 것을 특징으로 하는 장치,

여기서, 상기 P_i는 i번째 안테나의 송신전력, 상기 α_i및 상기 β_i은 i번째 안테나에 적용된 변조차수에 따라 결정되는 값으로 해당 변조방식에 대한 에러율의 근사식에 포함되는 값이며,

1번째 안테나 및 2번째 안테나가 제1안테나 쌍, 3번째 안테나 및 4번째 안테나가 제1안테나 쌍을 의미함.
다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 광대역 무선통신 시스템에서 수신 장치에 있어서,

동일 시간 구간 동안, 제1안테나 쌍(Pair)을 통해 N_c개의 복소심벌들로부터 생성된 심벌들을 수신하고, 제2안테나 쌍을 통해 N_c/n개의 복소심벌들로부터 생성된 심벌들을 n회 반복 수신하는 수신기와, 상기 n은 2 이상의 정수이고,

상기 제2안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들을 반복 간격에 따라 결합하여 N_c/n개의 결합된 심벌들을 생성하는 결합기와,

상기 결합된 심벌들로부터 상기 제2안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들에 대응하는 송신 심벌들을 검출하는 제2검출기와,

상기 제1안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들에서 상기 검출된 송신 심벌들로 인한 간섭을 제거하는 제거기와,

간섭 제거된 심벌들로부터 상기 제1안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들에 대응하는 송신 심벌들을 검출하는 제1검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 7항에 있어서,

송신단과의 채널을 추정하는 추정기와,

상기 채널에 대한 정보를 이용하여 등가 채널행렬을 구성하는 구성기와,

상기 등가 채널행렬을 QR 분해(QR Decomposition)하여 Q행렬과 R행렬을 생성하는 분해기와,

수신 심벌들에 Q^H행렬을 곱함으로써, 상기 수신 심벌들을 상기 R행렬과 송신신호의 곱 형태로 변형하는 곱셈기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 8항에 있어서,

상기 등가 채널행렬은, 하기 수식과 같은 형태인 것을 특징으로 하는 장치,

여기서, 상기 h_ij ^k는 k번째 부반송파에서 j번째 송신안테나와 i번째 수신안테나 간 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response)을 의미함.
제 9항에 있어서,

상기 R행렬은, 하기 수식과 같은 형태인 것을 특징으로 하는 장치,

여기서, 상기 R_ij는 R행렬의 i행 j열의 원소를 의미함.
제 10항에 있어서,

상기 결합기는, 상기 곱셈기로부터 제공되는 상기 제2안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신 심벌들 각각을 결합하고,

상기 제2검출기는, 상기 결합기로부터 제공되는 심벌들 각각을 상기 R₃₃으로 나눔으로써 상기 제2안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들에 대응하는 송신 심벌들을 검출하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 10항에 있어서,

상기 제거기는, 상기 제2검출기에서 검출된 송신 심벌들에 상기 R₁₃ 및 상기 R₁₄를 각각 곱한 후, 상기 제1안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신 심벌들에서 곱셈결과를 감산하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 10항에 있어서,

상기 제거기는, 상기 제2검출기에서 검출된 송신 심벌들에 상기 -R^* ₁₄ 및 상기 R^* ₁₃를 각각 곱한 후, 상기 제1안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신 심벌들에서 곱셈결과를 감산하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 10항에 있어서,

상기 제1검출기는, 상기 제거기로부터의 간섭 제거된 심벌들 각각을 상기 R₁₁로 나눔으로써 상기 제1안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들에 대응하는 송신 심벌들을 검출하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 7항에 있어서,

각 안테나를 통해 수신된 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 FFT(Fast Fouier Transform) 연산하여 안테나 별 N_c개의 심벌들을 복원하는 OFDM복조기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 광대역 무선통신 시스템에서 송신단의 신호 송신 방법에 있어서,

제1안테나 쌍(Pair)을 통해 송신될 N_c개의 복소심벌들을 알라뮤티(Alamouti) 인코딩(Encoding)하는 과정과,

제2안테나 쌍을 통해 송신될 N_c/n개의 복소심벌들을 n회 반복 알라뮤티 인코딩하는 과정과, 상기 n은 2 이상의 정수이고,

동일 시간 구간 동안, 상기 제1안테나 쌍을 통해 상기 N_c개의 복소심벌들로부터 생성된 심벌들을, 상기 제2안테나 쌍을 통해 상기 N_c/n개의 복소심벌들로부터 생성된 심벌들을 n회 반복 송신하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 16항에 있어서,

상기 알라뮤티 인코딩된 복소심벌들을 주파수축에 나열하고 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산하여 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 생성하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 16항에 있어서,

상기 제1안테나 쌍을 통해 송신될 비트열을 제1변조방식에 따라 변조하여 상기 N_c개의 복소심벌들을 생성하는 과정과,

상기 제2안테나 쌍을 통해 송신될 비트열을 제2변조방식에 따라 변조하여 상기 N_c/n개의 복소심벌들을 생성하는 과정을 더 포함하며,

상기 제1변조방식은 상기 제2변조방식에 비하여 높은 변조차수를 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
제 16항에 있어서,

평균 비트오류율이 최소화되도록 각 송신안테나의 송신전력을 결정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 19항에 있어서,

상기 각 송신안테나의 송신전력은, 하기 수식과 같이 결정되는 것을 특징으로 하는 방법,

여기서, 상기 P_i는 i번째 안테나의 송신전력, 상기 α_i및 상기 β_i은 i번째 안테나에 적용된 변조차수에 따라 결정되는 값으로 해당 변조방식에 대한 에러율의 근사식에 포함되는 값이며,

1번째 안테나 및 2번째 안테나가 제1안테나 쌍, 3번째 안테나 및 4번째 안테나가 제1안테나 쌍을 의미함.
다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 신호 검출 방법에 있어서,

동일 시간 구간 동안, 제1안테나 쌍(Pair)을 통해 N_c개의 복소심벌들로부터 생성된 심벌들을 수신하고, 제2안테나 쌍을 통해 N_c/n개의 복소심벌들로부터 생성된 심벌들을 n회 반복 수신하는 과정과, 상기 n은 2 이상의 정수이고,

상기 제2안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들을 반복 간격에 따라 결합하여 N_c/n개의 결합된 심벌들을 생성하는 과정과,

상기 결합된 심벌들로부터 상기 제2안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들에 대응하는 송신 심벌들을 검출하는 과정과,

상기 제1안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들에서 검출된 송신 심벌들로 인한 간섭을 제거하는 과정과,

간섭 제거된 수신 심벌들로부터 상기 제1안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들에 대응하는 송신 심벌들을 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 21항에 있어서,

송신단과의 채널을 추정하는 과정과,

상기 채널에 대한 정보를 이용하여 등가 채널행렬을 구성하는 과정과,

상기 등가 채널행렬을 QR 분해(QR Decomposition)하여 Q행렬과 R행렬을 생성하는 과정과,

수신 심벌들에 Q^H행렬을 곱함으로써, 상기 수신 심벌들을 상기 R행렬과 송신 심벌의 곱 형태로 변형하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 22항에 있어서,

상기 등가 채널행렬은, 하기 수식과 같은 형태인 것을 특징으로 하는 방법,

여기서, 상기 h_ij ^k는 k번째 부반송파에서 j번째 송신안테나와 i번째 수신안테나 간 채널 주파수 응답(Channel Frequency Response)을 의미함.
제 23항에 있어서,

상기 R행렬은, 하기 수식과 같은 형태인 것을 특징으로 하는 방법,

여기서, 상기 R_ij는 R행렬의 i행 j열의 원소를 의미함.
제 24항에 있어서,

상기 결합된 심벌들의 생성은,

상기 제2안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신 심벌들을 이용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 25항에 있어서,

상기 제2안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들에 대응하는 송신 심벌은,

상기 결합된 심벌들 각각을 상기 R₃₃으로 나눔으로써 검출되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 26항에 있어서,

상기 간섭을 제거하는 과정은,

검출된 송신 심벌들에 상기 R₁₃ 및 상기 R₁₄를 각각 곱하는 과정과,

상기 제1안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신 심벌에서 곱셈결과를 감산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 26항에 있어서,

상기 간섭을 제거하는 과정은,

검출된 송신 심벌들에 상기 -R^* ₁₄ 및 상기 R^* ₁₃를 각각 곱하는 과정과,

상기 제1안테나 쌍과 대응되는 변형된 수신 심벌들에서 곱셈결과를 감산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 26항에 있어서,

상기 제1안테나 쌍을 통해 수신된 심벌들에 대응하는 송신 심벌들은,

간섭 제거된 신호들 각각을 상기 R₁₁로 나눔으로써 검출되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 21항에 있어서,

각 안테나를 통해 수신된 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 FFT(Fast Fouier Transform) 연산하여 안테나 별 N_c개의 심벌들을 복원하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.