CN101340406B - 多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种MIMO OFDM系统的信道估计方法，包括：步骤一，接收信号经同步后，生成同步后的时域信号；步骤二，对时域信号做离散哈特莱变换，输出哈特莱域的信号；步骤三，利用离散傅立叶变换与离散哈特莱变换的映射关系构造实数的正交矩阵；步骤四，通过构造的实数的正交矩阵的转置和输出的哈特莱域的信号来估计时域信道冲击响应。本发明还提供了一种对导频点进行基于离散哈特莱变换的插值处理的方法。通过本发明，可以克服现有的MIMO OFDM通信系统信道估计方法在估计精度和实现复杂度之间存在的矛盾。

Description

多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及移动通信系统中的信息无线传输技术，更具体地，涉及通讯领域的多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，简称为MIMO)正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，简称为OFDM)系统的信道估计方法。

背景技术

OFDM技术由于具有较高的频谱利用率、抗频率选择性衰落和窄带干扰等特点，被广泛应用于众多宽带数据通信系统(例如，DAB(Digital Audio Broadcast，数字音频广播)、DVB(Digital VideoBroadcast，数字视频广播)、及HDTV(High Definition Television，高清数字电视))和无线局域网标准WLAN IEEE802.11a/g中，另一方面，在平坦衰落信道条件下，MIMO技术可以提供分集增益和复用增益，能够增加系统容量。由于OFDM技术可以将频率选择性衰落信道转化为一系列平坦衰落子信道，因此OFDM技术和MIMO技术的结合被认为是B3G/4G以及未来宽带无线移动通信系统中最有希望的物理层技术。

在MIMO OFDM系统中，为了保证通信系统在无线信道环境中具有良好的性能，往往进行相干解调，这就要求对多径时变的无线衰落信道进行估计。可以认为，信道估计的准确程度在很大程度上决定了系统是否能够提供优良的无线传输质量，或者说，信道估计的质量对MIMO OFDM系统的性能起着关键作用。

目前采用的信道估计方法大致可以分为两大类：基于导频的信道估计和盲估计。其中，基于导频的信道估计方法得到了广泛地应用，可以分为基于LS(Least Square，最小二乘)准则和基于MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方误差)准则。LS信道估计算法简单，但是受高斯白噪声和子载波间干扰(Inter CarrierInterference，ICI)的影响很大，性能较MMSE信道估计差；MMSE信道估计对高斯白噪声和ICI有很好的抑制作用，效果优于LS信道估计，但是算法复杂度高，而且需要知道准确的信道统计特性，这在实际中是无法实现的。

MIMO OFDM系统中，基于离散傅立叶变换(DFT)时域LS算法，是一种典型的，同时也是一种简单有效的信道估计算法，特别是结合了PSP(Phase Shifted Pilot，相位偏移导频)导频设计，使得该算法的实效性更加突出。以下是该算法的简单描述：

第j个天线上接收到的时域输出为： $y_j=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i{\mathrm{Fh}}_{\mathrm{ij}}+n_j,$ 其中X_i为第i根天线的发射信号；Nt为发射天线的个数；F为DFT矩阵的前L列，L应大于信道的最大多径时延；H表示信道的时域冲击响应。由于对于每一根接收天线，信道估计的过程都是一样的，故省略接收天线的下脚标后有：Y＝[y(0)，…，y(N-1)]^T，X_i＝diag{X_i(0)，…，X_i(N-1)}，N为子载波数，也就是DFT的点数。

用矩阵可表示为：Y＝BH+n，其中B＝[X₁F，X₂F，…，X_NtF]∈C^N×LNt。

故时域LS估计器设计为：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}={\left(B^{S}B\right)}^{-1}{B}^{S}r$ 公式(1)

其中，以上的矩阵B为复数酉矩阵。

PSP是一种时域最优的导频序列，PSP可以使B^SB对角化(如果是单位功率的话，则转化为单位矩阵)，其中上角标S表示共轭转置运算。其中，PSP设计方法如下：设存在长度为M的导频序列，则 $X_i^{\left(u\right)}=\exp (-2\mathrm{pjiu}/N_t),$ 其中u＝0，…，M-1，i＝0，…，Nt-1。

发明内容

考虑到现有技术的MIMO OFDM通信系统信道估计方法在估计精度和实现复杂度之间存在的矛盾而提出本发明，为此，本发明旨在提供一种能够克服上述问题的适用于MIMO OFDM系统的信道估计方案。

根据本发明，提供了一种多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法。

该方法包括：步骤一，接收信号经同步后，生成同步后的时域信号；步骤二，对时域信号做离散哈特莱变换，输出哈特莱域的信号；步骤三，利用离散傅立叶变换与离散哈特莱变换的映射关系构造实数的正交矩阵；步骤四，通过构造的实数的正交矩阵的转置和输出的哈特莱域的信号来估计时域信道冲击响应。

其中，在步骤二中，离散哈特莱变换具体为：

$x_H\left(k\right)=\mathrm{DHT}\left[x\left(n\right)\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\mathrm{cas}\left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right),k=\mathrm{0,1},...,N-1;$

DHT的核函数为 $\cos \left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right)=\cos \left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right)+\sin \left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right),$ 且满足

$\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{cas}\left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right)\mathrm{cas}\left(\frac{2p}{N}\mathrm{km}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,n=m\\ 0,n\≠m\end{array}\right..$

离散傅立叶变换与离散哈特莱变换之间存在的映射关系为：DHT[X(k)]＝Re{DFT[X(k)]}-Im{DFT[X(k)]}。

在步骤三中，通过映射，将相位偏移导频信号即PSP信号转换到哈特莱域来构造实数的正交矩阵： $D=[{\hat{X}}_{1}H,{\hat{X}}_{2}H,\·\·\·,{\hat{X}}_{\mathrm{Nt}}H]\∈C^{N\×\mathrm{LNt}},$ 其中， ${\hat{X}}_i=\mathrm{diag}\{{\hat{X}}_i\left(0\right),\·\·\·,{\hat{X}}_i(N-1)\},$ 为映射后的PSP信号，H为离散哈特莱变换矩阵的前L列，其中，L大于信道的最大多径时延。

在步骤四中，通过 $H=D^S\hat{Y}$ 来估计时域信道冲击响应，其中，

表示对时域信号Y做N点的离散哈特莱变换。

另外，本发明提供了一种对导频点进行基于离散哈特莱变换的插值处理的方法。

该方法包括：步骤A，获取导频点的信道频率响应H_p；步骤B，对导频点的信道频率响应做M点的离散哈特莱变换：

${\hat{H}}_p\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_p\left(k\right)\mathrm{cas}\frac{2\mathrm{\πkm}}{N}m=0,\·\·\·,M-1;$ 步骤C：截取

的前L个值，其中，L大于信道的最大多径时延；步骤D：对截取后的L个值做N点的双向逆离散哈特莱变换，得到所有子载波的频率响应：

$\tilde{H}\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[{\hat{H}}_p\left(m\right)\cos \frac{2\mathrm{\πmk}}{N}+{\hat{H}}_p(L-m-1)\sin \frac{2\mathrm{\πmk}}{N}]k=0,\·\·\·,N-1.$

本发明提供的MIMO OFDM系统的信道估计方法以及对导频点进行基于DHT的插值处理的方法，简单易行，复杂度较低，且信道估计精度较高，同现有技术相比，可以有效地解决估计精度与实现复杂度之间的矛盾。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据本发明实施例的数据传输帧结构的示意图；

图2是根据本发明实施例的MIMO OFDM信道估计方法的流程图；

图3是根据本发明实施例的对导频点进行基于DHT的插值处理的流程图；

图4是根据本发明实例1的块状导频示意图；以及

图5是根据本发明实例2的梳状导频示意图。

具体实施方式

以下将参照附图来详细描述本发明实施例，其中，给出以下实施例以提供对本发明的全面和透彻理解，而不是对本发明进行任何限制。

首先，图1示出了本发明所采用的数据传输帧结构。在图1中，训练OFDM符号和数据传输OFDM符号统称为OFDM符号。其中，训练OFDM符号是一帧的第一个OFDM符号，训练OFDM符号的非零元素称为训练导频符号；数据传输OFDM符号从一帧的第二个OFDM符号到最后一个OFDM符号，一个数据传输OFDM符号包括数据和参考导频符号；而训练导频符号和参考导频符号都是导频符号(即接收端、发送端两端都已知的符号)。

在不影响计算精度的前提下，在信道估计中，采用以实数为计算核的离散哈特莱变换(DHT)，代替以复数为计算核的离散傅立叶变换(DFT)，能够降低算法的复杂度，节省系统的运算时间和存储空间。由于DHT的计算核是实数，且与DFT存在映射关系，因此采用基于DHT的时域LS算法，可以减少大约近一半的计算量，并节省一半的存储空间。

方法实施例一

在本发明实施例中，提供了一种MIMO OFDM信道估计方法，其中，假设进行了理想同步或正确的同步，且采用离散哈特莱变换(DHT)的时域LS算法来实施本发明。

在本实施例中，对接收到的时域信号做DHT，而不是常用的离散傅立叶变换(DFT)，利用DHT与DFT的映射关系，构造实数的正交矩阵(下文中的矩阵D)，而不是传统算法中的复数酉矩阵(前文中的矩阵B)，并且利用D矩阵的转置和哈特莱域的信号输出，计算信道状态信息。

具体地，如图2所示，根据本发明实施例的MIMO OFDM信道估计方法包括：

步骤S202(步骤一)，接收信号经同步后，生成同步后的时域信号Y；

步骤S204(步骤二)，对时域信号Y做离散哈特莱变换(DHT)，变换到Hartley域，得到Hartley域的信号输出

步骤S206(步骤三)，利用DFT与DHT的映射关系构造与上述的B矩阵类似的D矩阵(实数的正交矩阵)；

步骤S208(步骤四)，通过构造的D矩阵的转置和Hartley域的信号输出来估计时域信道冲击响应。

其中，在步骤S204中，离散哈特莱变换(DHT)具体为：

$X_H\left(k\right)=\mathrm{DHT}\left[x\left(n\right)\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\mathrm{cas}\left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right),k=\mathrm{0,1},...,N-1$ 公式(2)

DHT的核函数为 $\cos \left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right)=\cos \left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right)+\sin \left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right),$ 且满足

$\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{cas}\left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right)\mathrm{cas}\left(\frac{2p}{N}\mathrm{km}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,n=m\\ 0,n\≠m\end{array}\right.$ 公式(3)

从上述的核函数可以看出，DFT与DHT之间存在如下的映射关系：DHT[X(k)]＝Re{DFT[X(k)]}-Im{DFT[X(k)]}    公式(4)

这样，在步骤S206中，通过映射，将相位偏移导频信号(PSP信号)转换到Hartley域来构造D矩阵：

$D=[{\hat{X}}_{1}H,{\hat{X}}_{2}H,\·\·\·,{\hat{X}}_{\mathrm{Nt}}H]\∈C^{N\×\mathrm{LNt}}$ 公式(5)

其中， ${\hat{X}}_i=\mathrm{diag}\{{\hat{X}}_i\left(0\right),\·\·\·,{\hat{X}}_i(N-1)\},$

为映射后的PSP信号，H为离散哈特莱变换矩阵的前L列，其中，L应当大于信道的最大多径时延。

在步骤S208中，通过以下的公式6来估计时域信道冲击响应，最后得到数据传输OFDM符号所对应整个信道的最终信道估计值H；

$H=D^S\hat{Y}$ 公式(6)

其中，

表示对时域接收信号Y做N点的离散哈特莱变换，最后得到数据传输OFDM符号所对应的整个信道的最终信道估计值。

方法实施例二

在利用导频进行信道估计的过程中，需要对导频点进行差值算法，基于DHT的插值算法属于非线性的差值。

如图3所示，根据本实施例的基于DHT的插值处理包括：

步骤S302(步骤A)，获取导频点的信道频率响应H_p；

步骤S304(步骤B)，对导频点的信道频率响应做M点的离散哈特莱变换：

${\hat{H}}_p\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_p\left(k\right)\mathrm{cas}\frac{2\mathrm{\πkm}}{N}m=0,\·\·\·,M-1;$ 公式(7)

步骤S306(步骤C)：截取

的前L个值，其中，L应大于信道的最大多径时延，一般取保护间隔的长度；

步骤S308(步骤D)：对截取后的L个值做N点的双向逆离散哈特莱变换(IDHT)，得到所有子载波的频率响应：

$\tilde{H}\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[{\hat{H}}_p\left(m\right)\cos \frac{2\mathrm{\πmk}}{N}+{\hat{H}}_p(L-m-1)\sin \frac{2\mathrm{\πmk}}{N}k=0,\·\·\·,N-1$

                                    公式(8)

以下将进一步结合实例来描述上述实施例。

实例1

首先，在发射数据中插入导频信号，对于变化比较缓慢的信道，采用图4所示的块状导频插入，每根天线上的插入方式一致(假设有两根发射天线)。

本实例中的导频序列选用PSP，设计方法如下：设存在长度为M的导频序列，则 $X_n^{\left(p\right)}=\exp (-2\mathrm{\πj}\·p\·n/N_t),$ 其中n＝0，…，M-1，p＝0，…，Nt-1，j表示复数符号。

导频与数据经过OFDM调制后进入信道，在接收端得到时域信号Y，按照本发明的技术方案，第一步对Y做DHT得到哈特莱域输出

第二步，通过映射，把频域的PSP信号变换到哈特莱域，构造D矩阵：

公式(9)

其中， ${\hat{X}}_p=\mathrm{diag}\{{\hat{X}}_p\left(0\right),\·\·\·,{\hat{X}}_p(N-1)\},$

是根据公式(5)得到的哈特莱域PSP信号，即：

${\hat{X}}_p=\mathrm{Re}\left[X_p\right]-\mathrm{Im}\left[X_p\right]$

$=\cos \left(\frac{2\mathrm{\πpn}}{N_t}\right)+\sin \left(\frac{2\mathrm{\πpn}}{N_t}\right)$ 公式(10)

其中，H为DHT矩阵的前L列，L应大于信道的最大多径时延点数；

最后，利用公式(7)，分别计算出所有导频点上得信道状态信息，由于每个子载波上都有导频插入，也就得到了所有的信道状态信息。

实例2

首先，在发射数据中插入导频信号，对于变化比较剧烈的信道，采用图5所示的梳状导频插入，每根天线上的插入方式一致(假设有两根发射天线)。

本实例中的导频序列选用PSP，设计方法如下：设存在长度为M的导频序列，则 $X_n^{\left(p\right)}=\exp (-2\mathrm{\πj}\·p\·n/N_t),$ 其中n＝0，…，M-1，p＝0，…，Nt-1，j为复数符号。

导频与数据经过OFDM调制后进入信道，在接收端得到时域信号Y，按照本发明的技术方案，第一步对Y做DHT，得到哈特莱域输出

第二步，通过映射，把频域的PSP信号变换到哈特莱域，构造D矩阵：

公式(11)

其中， ${\hat{X}}_p=\mathrm{diag}\{{\hat{X}}_p\left(0\right),\·\·\·,{\hat{X}}_p(N-1)\},$

是根据公式(5)得到的哈特莱域PSP信号，即：

${\hat{X}}_p=\mathrm{Re}\left[X_p\right]-\mathrm{Im}\left[X_p\right]$

$=\cos \left(\frac{2\mathrm{\πpn}}{N_t}\right)+\sin \left(\frac{2\mathrm{\πpn}}{N_t}\right)$ (公式12)

其中，H为DHT矩阵的前L列，L应大于信道的最大多径时延点数；

最后，利用公式(7)，对所有导频点做信道估计，然后通过插值的方法，得到所有子载波上的信道状态信息。

通过以上对实施例以及实例的描述可以看出，借助于本发明，可以克服现有的MIMO OFDM通信系统信道估计方法在估计精度和实现复杂度之间存在的矛盾。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种用于多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，包括：

步骤一，接收信号经同步后，生成同步后的时域信号；

步骤二，对所述时域信号做离散哈特莱变换，输出哈特莱域的信号；

步骤三，利用离散傅立叶变换与离散哈特莱变换的映射关系构造实数的正交矩阵；以及

步骤四，通过构造的所述实数的正交矩阵的转置和输出的所述哈特莱域的信号来估计时域信道冲击响应；

其中，在所述步骤三中，通过映射，将相位偏移导频信号转换到所述哈特莱域来构造所述实数的正交矩阵：

$D=[{\hat{X}}_{1}H,{\hat{X}}_{2}H,\·\·\·,{\hat{X}}_{\mathrm{Nt}}H]\∈C^{N\×\mathrm{LNt}};$

其中， ${\hat{X}}_i=\mathrm{diag}\{{\hat{X}}_i\left(0\right),\·\·\·,{\hat{X}}_i(N-1)\},$

为映射后的所述相位偏移导频信号，H为离散哈特莱变换矩阵的前L列，其中，L大于信道的最大多径时延，Nt为发射天线的个数，N为子载波数，C为相互正交的矩阵的一个集合。

2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，在所述步骤二中，所述离散哈特莱变换具体为：

$X_H\left(k\right)=\mathrm{DHT}\left[x\left(n\right)\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\mathrm{cas}\left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right),k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1;$

DHT的核函数为 $\mathrm{cas}\left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right)=\cos \left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right)+\sin \left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right),$ 且满足 $\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{cas}\left(\frac{2p}{N}\mathrm{kn}\right)\mathrm{cas}\left(\frac{2p}{N}\mathrm{km}\right)=\left\{\begin{array}{c}1,n=m\\ 0,n\≠m\end{array}\right.,$ 其中，p＝0，…，Nt-1，Nt为发射天线的个数。

3.根据权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，离散傅立叶变换与离散哈特莱变换之间存在的映射关系为：

DHT[X(k)]＝Re{DFT[X(k)]}-Im{DFT[X(k)]}。

4.根据权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，在所述步

骤四中，通过

来估计时域信道冲击响应，其中，上角

标S表示共轭转置运算，

表示对时域信号Y做N点的离散哈

特莱变换。

5.一种对导频点进行基于离散哈特莱变换的插值处理的方法，包括：

步骤A，获取导频点的信道频率响应H_p；

步骤B，对所述导频点的信道频率响应做M点的离散哈特莱变换： ${\hat{H}}_p\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{M}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_p\left(k\right)\mathrm{cas}\frac{2\mathrm{\πkm}}{M}m=0,\·\·\·,M-1;$

步骤C：截取

的前L个值，其中，L大于信道的最大多径时延；以及

步骤D：对截取后的L个值做N点的双向逆离散哈特莱变换，得到所有子载波的频率响应：

$\tilde{H}\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[{\hat{H}}_p\left(m\right)\cos \frac{2\mathrm{\πmk}}{N}+{\hat{H}}_p(L-m-1)\sin \frac{2\mathrm{\πmk}}{N}]k=0,\·\·\·,N-1.$

Images