CN101707582A - 基于多相分解的多天线信道估计方法 - Google Patents

Abstract

基于多相分解的多天线信道估计方法包括：接收经过离散傅里叶变换的导频符号处的频域接收信号；对所述的频域接收信号进行相位修正；对所述相位修正的频域接收信号进行多相分解，获取多相信号；对所述多相信号进行插值处理，获取各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值；根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵，利用该解相关矩阵对各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号处的信道参数；根据所述导频符号处的信道参数，获取数据符号处的信道参数。本发明以较低的复杂度避免了多天线信道估计中的求逆问题，并且多相分解后的插值采用离散余弦变换及滤波的方法使得多天线信道估计方法结果更加精确。

Description

基于多相分解的多天线信道估计方法

技术领域

本发明涉及通信领域，特别涉及信道估计方法。

背景技术

为了满足未来移动通信系统对系统容量、频谱利用率、数据传输速率等多方面越来越高的需求，现有LTE(Long Term Evolution，长期演进项目)标准中，采用了多天线(Multiple Input Multiple Output，多输入多输出)技术和OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，正交频分复用)技术。其中MIMO技术可以在不增加带宽的前提下，成倍的提高系统容量和频谱利用率，另一方面，OFDM技术是宽带传输中的代表性技术，具有抗多径衰落能力强，对窄带干扰和噪声不敏感、带宽扩展灵活等一系列优点。

在无线通信系统中，为了获得更好的接收性能，一般采用相干检测技术。为了实现相干检测，则需要获得信道参数，因此需要在接收端进行信道估计。为了能够及时准确的估计出信道参数，实际的通信系统常采用基于导频辅助的信道估计方法。在多天线系统中，对于每个接收通道，需要估计多个信道参数；在OFDM系统中，待估计的信道参数一般是指信道频域响应参数。

针对在同一时频资源上采用码分导频的多天线系统存在多种信道估计方法，在现有的信道估计方法中，信道参数的精确估计都牵涉到复杂的矩阵运算，如大维度的矩阵求逆，而这种复杂矩阵运算会给整个通信系统增加巨大的负担，同时也会降低处理速度。为解决以上问题，本发明提出信道估计方法，利用多相抽取及解相关的方法使得多天线信道估计方法实现复杂度更低，而多相抽取后的插值采用离散余弦变换及滤波的方法使得多天线信道估计方法性能更加准确。

发明内容

技术问题：本发明提供了一种基于多相分解的多天线信道估计方法，以解决现有技术中多天线信道估计的性能较差，且复杂度较高的问题，利用多相分解、插值及解相关等方法，以较低的复杂度避免了多天线信道估计求逆的问题，并提高了多天线信道估计性能。

技术方案：本发明实施例提供了一种基于多相分解的多天线信道估计方法，包括：

a.接收经过离散傅里叶变换的导频符号处的频域接收信号；

b.对所述的频域接收信号进行相位修正；

c.对所述相位修正的频域接收信号进行多相分解，获取多相信号；

d.对所述多相信号进行插值处理，获取各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值；

e.根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵，利用该解相关矩阵对各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号处的信道参数；

f.根据所述导频符号处的信道参数，获取数据符号处的信道参数。

所述对频域接收信号进行相位修正包括：

利用已知的导频符号的基本序列对频域接收信号进行相位修正，导频符号为幅度归一化的，相位修正的接收信号矢量为

其中，X＝Diag{x｝，x表示导频符号的基本序列矢量，Diag{□}表示以括号内的矢量为主对角元素的对角阵，()^H表示对矩阵进行共轭转置，

表示频域接收信号，y_k为信号矢量y的第k个元素，表示第k个频点的接收信号，k＝1，...，N_b，N_b为导频符号和数据符号在频域方向的个数，()^T表示对矩阵进行转置。

所述对相位修正的接收信号进行多相分解，获取多相信号包括：多相分解是指对相位修正的接收信号矢量

的前P个频点分别为起始点，P为抽取间隔，分解出P组多相信号，第p组多相信号矢量为s_p，

其中s_p＝[s_p，1，s_p，2，...，s_p，N]^T，

i＝1，2，...，N，i′＝(i-1)×P+p，

n_i表示第i个发送天线导频的循环时间移位地址，P表示系统可以支持的等间隔循环时间移位的个数，N_T表示发送天线的个数，GCD(□)表示括号内所有元素的最大公约数。

所述对多相信号进行插值包括：

对每组多相信号单独进行样条插值，或对每组多相信号单独进行线性插值，或对每组多相信号以离散余弦变换及滤波的方法单独进行插值，获得各频点上多天线信道参数在各多相信号对应的线性组合的估计值。

所述离散余弦变换及滤波的插值方法包括：

5a.对每组多相信号矢量进行离散余弦变换：离散余弦变换采用第II类离散余弦变换，变换矩阵为

${\left[C_N^{\mathrm{II}}\right]}_{k,l}=w_k\cos \frac{\mathrm{\π}(k-1)(l-0.5)}{N},k,l=\mathrm{1,2},...,N$

$w_k=\left\{\begin{array}{cc}1/\sqrt{N}& k=1\\ \sqrt{2}/\sqrt{N}& k\≠1\end{array}\right.$

其中，C_N ^II是长度为N的第II类离散余弦变换矩阵，N为每组多相信号包含频点的个数，k，l，w为中间变量；

每组多相信号矢量进行离散余弦变换后，获得离散余弦变换域中的信号矢量为：

5b.对变换后的信号矢量进行单点滤波：对离散余弦变换域上的信号矢量进行单点滤波，得到滤波后的信号矢量

其中，Γ_p为第p个多相信号对应的单点滤波矩阵，它是一个N_b×N_b的对角阵；如果所述离散余弦变换域上的信号矢量的统计信息已知，所述单点滤波矩阵Γ_p的第k个对角元素可表示为：

${\left[{\mathrm{\Γ}}_p\right]}_{k,k}=\frac{E\left\{{\left|s_{p,k}^D\right|}^2\right\}-{\mathrm{\σ}}_z^2}{E\left\{{\left|s_{p,k}^D\right|}^2\right\}},k=\mathrm{1,2},...,N_b$

其中，sp_，k ^D表示矢量s_p ^D的第k个元素，E{}表示取期望，||²表示绝对值的平方，σ_z ²表示噪声方差，N_b表示导频符号和数据符号在频域方向的个数；

如果所述离散余弦变换域上的信号矢量的统计信息未知，所述单点滤波矩阵Γ_p为N_b×N_b的单位阵；

5c.对滤波后的信号矢量进行扩展的逆离散余弦变换及映射，获得各频点上多天线信道参数在各多相信号对应的线性组合的估计值；对滤波后的信号矢量进行扩展的逆离散余弦变换及映射包括：

各频点上多天线信道参数在第p组多相信号对应的线性组合的估计值矢量可表示为

Λ_p为第p个多相信号对应的N_b×(N_b+P-1)映射矩阵，C表示扩展的逆离散余弦变换阵，

${\left[\underset{\‾}{C}\right]}_{k,l}=w_l\cos \left(\mathrm{\π}(l-1)(\frac{k-\stackrel{\‾}{P}}{N_b}+\frac{1}{2N})\right)$

$w_l=\left\{\begin{array}{cc}1/\sqrt{N}& l=1\\ \sqrt{2}/\sqrt{N}& l\≠1\end{array}\right.,$

l＝1，2，...，N，k＝1，2，...，N_b+P-1，

其中w，l，k为中间变量，各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值可表示成矩阵形式：

所述根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵包括：

根据发送天线导频结构中的循环移位矢量的周期特性，计算解相关矩阵U

其中

表示N_T×N_T的单位阵，

表示N_T×P的全零阵，w_i为表示第i个发送天线的导频符号的循环移位矢量，[]^*表示对矩阵进行共轭操作。

所述利用解相关矩阵对各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号处的信道参数包括：

利用解相关矩阵U各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关，获得发送天线的信道频域响应参数的估计值，第i个发送天线的信道频域响应参数的估计值为

其中，u_i表示解相关矩阵U的第i列。

根据所述导频符号上的信道参数，获取数据符号处的信道参数具体包括：根据所述导频符号上的信道频域响应参数，利用线性插值的方式，获取数据符号处的信道频域响应参数.

有益效果：本发明实施例提供的多天线信道估计方法，由于考虑了发送天线上的导频具有循环移位的特性，接收端的频域接收信号为多相混合信号，利用多相分解和解相关的方法使得多天线信道估计方法实现复杂度更低，而多相分解后的插值采用离散余弦变换及滤波的方法使得多天线信道估计方法性能更加准确。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅表明本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他实施例的附图。

图1为本发明实施例提供的一种信道估计方法的流程图；

图2为本发明实施例提供的又一种信道估计方法的流程图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

如图1，本发明实施例提供的一种多天线信道估计方法的流程图，其方法包括：

101.接收经过离散傅里叶变换的导频符号处的频域接收信号。

在本发明实施例中，可以是对接收天线上的导频符号处的接收信号进行去循环前缀操作后，再对其进行离散傅里叶变换，可以得到频域的接收信号，而信道估计器接收该频域信号后，对该频域信号进行进一步处理。

102.对所述的频域接收信号进行相位修正。

在本发明实施例中，导频符号的幅度是归一化的，并且接收端已知导频符号的基本序列，因此可以利用导频符号的基本序列对接收信号进行相位修正。

103.对所述相位修正的频域接收信号进行多相分解，获取多相信号。

在本发明实施例中，多相分解是指对频域接收信号矢量以不同的频点为起始点，等间隔抽取出若干组信号矢量，抽取出的每组信号矢量都称作一组多相信号，各组多相信号构成多相信号。

对相位修正的接收信号矢量

的前P个频点分别为起始点，P为抽取间隔，分解出P组多相信号，第p组多相信号矢量为s_p，

其中s_p＝[s_p，1，s_p，2，...，s_p，N]^T，

i＝1，2，...，N，i′＝(i-1)×P+p，间隔

n_i表示第i个发送天线导频的循环时间移位地址，P表示系统可以支持的等间隔循环时间移位的个数，N_T表示发送天线的个数，GCD(□)表示括号内所有元素的最大公约数。

104.对所述多相信号进行插值处理，获取各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值。

在本发明实施例中，对多相分解的每组多相信号单独进行插值，插值方法采用分段线性插值或样条插值，获得各频点上多天线信道参数在各多相信号对应的线性组合的估计值，具体的，各频点上多天线信道参数在第p组多相信号对应的线性组合的估计值矢量可表示为

表示第k个频点上多天线信道参数在第p组多相信号对应线性组合的估计值，将各频点上多天线信道参数的所有线性组合的估计值表示成矩阵

105.根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵，利用该解相关矩阵对各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号处的信道参数。

在本发明实施例中，解相关矩阵U计算方法如下，

其中

表示N_T×N_T的单位矩阵，

表示N_T×P的全零矩阵，[]^*表示对矩阵进行共轭操作，w_i为表示第i个发送天线导频的循环移位矢量。利用解相关矩阵U对各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关，获得发送天线的信道频域响应参数的估计值，第i个发送天线的信道频域响应参数的估计值为

其中，u_i表示解相关矩阵U的第i列。

106.根据所述导频符号上的信道参数，获取数据符号处的信道参数。

本发明实施例提供的多天线信道估计方法，由于考虑了发送天线上的导频具有循环移位的特性，接收端的接收信号是一个多相混合信号，利用多相分解、插值及解相关的方法，使得在多天线信道估计性能更加准确，实现复杂度更低。

如图2所示，本发明另一实施例提供的一种多天线信道估计方法的流程图，该方法具体可以应用在空分的正交频分多址系统的场景中，本实施例考虑N_T个发送天线和N_R个接收天线，此时传输信道为多天线发送和多天线接收信道，即MIMO(Multiple Input Multiple Output)信道，需要说明的是，本发明实施例以MIMO信道为例说明，但并不一定要限定于MIMO的场景中。该信道估计方法具体可以包括以下内容：

201.构造发送端的时域、频域二维导频数据结构；

本实施例中首先在发送端构造一个二维导频数据结构，具体的，可以是构造导频序列及导频摆放的位置。本实施例中可以采用块状导频，一帧或者时隙中时域符号数为N_s，导频符号在时域方向的数目为N_p，频域子载波长度为N_c，导频符号和数据符号占用的频域子载波个数为N_b，且一般有N_b＜N_c。发送端导频符号的基本序列由CAZAC(恒模零相关)系列产生，而不同发送天线的导频序列可以由基本序列的不同循环移位得到，并且不同发送天线的导频序列占用相同的时频资源，假设一帧中第n_p个导频符号的基本序列

则所有发送天线在该导频符号上的导频序列与导频符号的基本序列之间满足下列循环移位关系：

$\left\{\begin{array}{c}{x}_{i,n_p}=W_i{\stackrel{\‾}{x}}_{n_p}\\ W_i=\mathrm{Diag}\left\{w_i\right\}\\ w_i={[1,e^{j{\mathrm{\α}}_i},e^{j2{\mathrm{\α}}_i},e^{j(N_b-1){\mathrm{\α}}_i}]}^T\\ {\mathrm{\α}}_i=2\mathrm{\π}{n}_i/P\end{array}\right.,i=\mathrm{1,2},...,N_T---\left(1\right)$

其中

表示第i个发送天线在一帧中的第n_p个导频符号的导频序列，Diag{□}表示以括号内的矢量为主对角元素的对角阵，n_i表示第i个发送天线的循环时间移位地址，取值范围如下：

$n_i=\left\{\begin{array}{cc}0& i=1\\ \mathrm{1,2},...,P-1& i=2,...,N_T\end{array}\right.---\left(2\right)$

并且当i≠j，总满足n_i≠n_j，这一条件使得不同发送天线上的导频序列不相同，P表示系统可以支持的等间隔循环时间移位的个数，α_i为表示第i个发送天线的循环移位因子，w_i为表示第i个发送天线导频的循环移位矢量，W_i为表示第i个发送天线导频的循环移位矩阵。

202.对接收信号进行离散傅里叶变换，获取频域接收信号。

对于N_R个接收天线而言，共存在N_R个接收通道，而对于每个接收通道，待估计的信道频域响应参数为N_T×N_b，在接收端第r个接收通道去除循环前缀及离散傅里叶变换之后的第n_p个导频符号的接收信号矢量为：

其中Ω^T表示子载波反映射矩阵，F_N表示N×N的归一化DFT矩阵，N表示频域的子载波总个数，

表示第r个接收天线第n_p个导频符号上去除循环前缀的接收信号矢量，

y(r，n_p，k)表示第r个接收天线第n_p个导频符号上第k个频点上的接收信号，

表示第n_p个导频符号上，第i个发送天线到第r个接收天线的信道频域响应参数组成的列向量，

表示复高斯加性白噪声，假设该加性高斯噪声的分布参数中均值为0，方差为σ_z ²。考虑到信道估计是针对每个接收通道的每个导频符号单独进行的，因此可以忽略标号n_p和r，公式(3)可写成：

$y=\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i{h}_i+z---\left(4\right)$

其中X_i＝Diag{x_i}，公式(4)表示出了某个接收通道的某个导频段接收信号的基本模型。

203.对导频符号处的频域接收信号进行相位修正，获取相位修正的接收信号。

将构造好的导频数据结构发送到接收端，这样发送端和接收端都已经知道了这样的导频数据结构，由于导频符号是幅度归一化的，因此可以在接收端利用已知导频符号的基本序列对频域接收信号进行相位修正，具体的，相位修正的导频符号处的接收信号可表示为：

$\tilde{y}={\stackrel{\‾}{X}}^{H}y=\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{X}}^H{X}_i{h}_i+{\stackrel{\‾}{X}}^{H}z=\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{W}_i{h}_i+\tilde{z}---\left(5\right)$

其中X＝Diag{x｝，x表示导频符号基本序列矢量，()^H表示对矩阵进行共轭转置，从公式(5)中可看出相位修正的接收信号矢量

的每个频点的元素都可以由N_T个发送天线在对应频点的信道频域响应参数的一种线性组合与噪声项之和表示，而每种线性组合由所有的循环位移矢量共同决定。

204.对相位修正的接收信号进行多相分解，获取多相信号。

由于接收信号矢量中每个频点的元素都可以由所有发送天线在对应频点的信道频域响应参数的一种线性组合与噪声项之和表示，而每个频点的线性组合方式由所有的循环位移矢量，根据W_i的矩阵性质，上述的线性组合并不是毫无规律的，W_i的对角元素构成的矢量w_i具有周期特性，周期为P/GCD(n_i，P)，其中GCD(□)表示括号内所有元素的最大公约数。因此上述的线性组合随着频点的变化而周期性变化，周期

多相分解是指对相位修正的接收信号矢量

的前P个频点分别为起始点，P为抽取间隔，分解出P组多相信号，第p组多相信号矢量为s_p，其中s_p＝[s_p，1，s_p，2，...，s_p，N]^T，

i＝1，2，...，N，i′＝(i-1)×P+p，N＝N_b/P表示第p组多相信号中频点的个数，i和i′为中间变量。

205.对多相分解的多相信号进行插值，获取各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值。

对多相分解的每组多相信号单独进行插值，获取各频点上多天线信道参数在各多相信号对应的线性组合的估计值。具体的，对于多相分解后的第p组多相信号矢量s_p，其矢量中只包括频点序号属于集合

的频点的多天线信道参数在第p组多相信号对应的线性组合的估计值，集合

定义为：

根据第p组多相信号矢量s_p，插值获得剩余频点的天线信道参数在第p组多相信号对应的线性组合的估计值矢量

。这里的插值方法可以采用各种能够轻易想到的方法，如线性插值，样条插值等，在本实施例中，我们给出一种基于离散余弦变换及滤波的插值方法：

对多相分解后的第p组多相信号矢量s_p进行第II类离散余弦变换，得到离散余弦变换域后的信号矢量

其中C_N ^II表示第II类离散余弦变换矩阵，其矩阵中的元素表示如下：

${\left[C_N^{\mathrm{II}}\right]}_{k,l}=w_k\cos \frac{\mathrm{\π}(k-1)(l-0.5)}{N},k,l=\mathrm{1,2},...,N$

                 (6)

$w_k=\left\{\begin{array}{cc}1/\sqrt{N}& k=1\\ \sqrt{2}/\sqrt{N}& k\≠1\end{array}\right.$

对变换后的矢量进行滤波，具体来说，可以在离散余弦变换域上对信号矢量进行单点滤波：

${\stackrel{\‾}{s}}_p={\mathrm{\Γ}}_p{s}_p^D---\left(7\right)$

其中Γ_p为第p个多相信号对应的单点滤波矩阵，它是一个N_b×N_b的对角阵，本实施例中，还可以根据不同情况选择不同的滤波矩阵：

如果信号矢量的统计信息已知，则Γ_p的第k个对角元素可表示为：

${\left[{\mathrm{\Γ}}_p\right]}_{k,k}=\frac{E\left\{{\left|s_{p,k}^D\right|}^2\right\}-{\mathrm{\σ}}_z^2}{E\left\{{\left|s_{p,k}^D\right|}^2\right\}},k=\mathrm{1,2},...,N_b---\left(8\right)$

其中s_p，k ^D表示矢量s_p ^D的第k个元素。

如果信道矢量的统计信息未知，则Γ_p为N_b×N_b的单位阵。

当统计信息已知时，通过单点滤波可以去除变换后的信号中的噪声，当然本发明实施例中的滤波方式并不局限于单点滤波，也可以采用其他类型的滤波方式，如基于最小均方误差准则的滤波，与单点滤波相对应，为多点滤波，滤波矩阵包括矩阵的求逆，复杂度较高。

对滤波后的信号矢量进行扩展的逆离散余弦变换及映射，得到离散余弦插值后的矢量

其中C表示扩展的逆离散余弦变换阵，其矩阵中的元素表示如下：

${\left[\underset{\‾}{C}\right]}_{k,l}=w_l\cos \left(\mathrm{\π}(l-1)(\frac{k-\stackrel{\‾}{P}}{N_b}+\frac{1}{2N})\right)$

$w_l=\left\{\begin{array}{cc}1/\sqrt{N}& l=1\\ \sqrt{2}/\sqrt{N}& l\≠1\end{array}\right.,---\left(9\right)$

l＝1，2，...，N，k＝1，2，...，N_b+P-1，

矩阵Λ_p为第p个多相信号对应的N_b×(N_b+P-1)映射矩阵，矩阵中的元素表示如下：

利用上述插值方法，我们得到各频点上多天线信道参数在第p组多相信号对应的线性组合的估计值矢量可表示为

将各频点上多天线信道参数的不同线性组合的估计值表示成矩阵

206.根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵，利用该解相关矩阵对各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号上的信道参数。

矩阵

每一行元素都是对应频点的多天线信道频域响应参数的不同线性组合的估计值，可利用解相关矩阵对所述多天线信道频域响应参数的不同线性组合的估计值进行解相关处理，还原多天线的信道频域响应参数。

解相关矩阵U计算方法如下，

其中

表示N_T×N_T的单位阵，

表示N_T×P的全零阵，[]^*表示对矩阵进行共轭操作。利用解相关矩阵U对各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关，获得发送天线的信道频域响应参数的估计值，第i个发送天线的信道频域响应参数的估计值：

${\hat{h}}_i=\tilde{S}{u}_i---\left(12\right)$

其中，u_i表示解相关矩阵U的第i列。

207.根据导频符号上的信道参数，通过插值或拟合的方法获取数据符号处的信道参数。

举例来说，本步骤中可以通过线性插值的方式来获取数据符号处的信道参数：

假设两个相邻导频在一帧中处于第n₁和n₂个符号，分别用和

表示第i个发送天线的导频符号上的信道频域响应参数，那么该发送天线的第n个数据符号的信道频域响应参数估计可以表示为：

${\hat{h}}_{i,n}=\frac{{\hat{h}}_{i,n_2}-{\hat{h}}_{i,n_1}}{n_2-n_1}(n_1-n)+{\hat{h}}_{i,n_1}---\left(13\right)$

此外，根据导频符号上的信道频域响应参数获取数据符号处的信道频域响应参数还可以有其他实现方式，例如可以通过均值替代的方式来获取。

本发明实施例提供的多天线信道估计方法，由于考虑了发送天线上的导频具有循环移位的特性，接收端的接收信号是一个多相混合信号，利用多相分解及解相关的方法使得多天线信道估计方法实现复杂度更低，而多相分解后的插值采用离散余弦变换及滤波的方法使得多天线信道估计方法性能更加准确。

本发明实施例可以利用软件实现，相应的软件程序可以存贮在可读取的存贮介质中，例如，计算机的硬盘、缓存或光盘中。

以上所述，仪为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围内，因此，本发明的保护范围以所述的权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种基于多相分解的多天线信道估计方法，其特征在于该方法包括：

a.接收经过离散傅里叶变换的导频符号处的频域接收信号；

b.对所述的频域接收信号进行相位修正；

c.对所述相位修正的频域接收信号进行多相分解，获取多相信号；

d.对所述多相信号进行插值处理，获取各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值；

e.根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵，利用该解相关矩阵对各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号处的信道参数；

f.根据所述导频符号处的信道参数，获取数据符号处的信道参数。

2.根据权利要求1所述的基于多相分解的多天线信道估计方法，其特征在于所述对频域接收信号进行相位修正包括：

利用已知的导频符号的基本序列对频域接收信号进行相位修正，导频符号为幅度归一化的，相位修正的接收信号矢量为

其中，X＝Diag{x}，x表示导频符号的基本序列矢量，Diag{□}表示以括号内的矢量为主对角元素的对角阵，()^H表示对矩阵进行共轭转置，

表示频域接收信号，y_k为信号矢量y的第k个元素，表示第k个频点的接收信号，k＝1，...，N_b，N_b为导频符号和数据符号在频域方向的个数，()^T表示对矩阵进行转置。

3.根据权利要求1所述的基于多相分解的多天线信道估计方法，其特征在于，所述对相位修正的接收信号进行多相分解，获取多相信号包括：

多相分解是指对相位修正的接收信号矢量

的前P个频点分别为起始点，P为抽取间隔，分解出P组多相信号，第p组多相信号矢量为s_p，

其中s_p＝[s_p，1，s_p，2，...，s_p，N]^T，

i＝1，2，...，N，i′＝(i-1)×P+p，

n_i表示第i个发送天线导频的循环时间移位地址，P表示系统可以支持的等间隔循环时间移位的个数，N_T表示发送天线的个数，GCD(□)表示括号内所有元素的最大公约数。

4.根据权利要求1所述的基于多相分解的多天线信道估计方法，其特征在于，

所述对多相信号进行插值包括：

对每组多相信号单独进行样条插值，或对每组多相信号单独进行线性插值，或对每组多相信号以离散余弦变换及滤波的方法单独进行插值，获得各频点上多天线信道参数在各多相信号对应的线性组合的估计值。

5.根据权利要求4所述的基于多相分解的多天线信道估计方法，其特征在于，所述离散余弦变换及滤波的插值方法包括：

5a.对每组多相信号矢量进行离散余弦变换：离散余弦变换采用第II类离散余弦变换，变换矩阵为

${\left[C_N^{\mathrm{II}}\right]}_{k,l}=w_k\cos \frac{\mathrm{\π}(k-1)(l-0.5)}{N}$ k，l＝1，2，...，N

$w_k=\left\{\begin{array}{cc}1/\sqrt{N}& k=1\\ \sqrt{2}/\sqrt{N}& k\≠1\end{array}\right.$

其中，C_N ^II是长度为N的第II类离散余弦变换矩阵，N为每组多相信号包含频点的个数，k，l，w为中间变量；

每组多相信号矢量进行离散余弦变换后，获得离散余弦变换域中的信号矢量为： $s_p^D=C_N^{\mathrm{II}}{s}_p;$

5b.对变换后的信号矢量进行单点滤波：对离散余弦变换域上的信号矢量进行单点滤波，得到滤波后的信号矢量

其中，Γ_p为第p个多相信号对应的单点滤波矩阵，它是一个N_b×N_b的对角阵；如果所述离散余弦变换域上的信号矢量的统计信息已知，所述单点滤波矩阵Γ_p的第k个对角元素可表示为：

${\left[{\mathrm{\Γ}}_p\right]}_{k,k}=\frac{E\left\{{\left|s_{p,k}^D\right|}^2\right\}-{\mathrm{\σ}}_z^2}{E\left\{{\left|s_{p,k}^D\right|}^2\right\}},$ k＝1，2，...，N_b

其中，s_p，k ^D表示矢量s_p ^D的第k个元素，E{}表示取期望，||²表示绝对值的平方，σ_z ²表示噪声方差，N_b表示导频符号和数据符号在频域方向的个数；

如果所述离散余弦变换域上的信号矢量的统计信息未知，所述单点滤波矩阵Γ_p为N_b×N_b的单位阵；

5c.对滤波后的信号矢量进行扩展的逆离散余弦变换及映射，获得各频点上多天线信道参数在各多相信号对应的线性组合的估计值；对滤波后的信号矢量进行扩展的逆离散余弦变换及映射包括：

各频点上多天线信道参数在第p组多相信号对应的线性组合的估计值矢量可表示为

Λ_p为第p个多相信号对应的N_b×(N_b+P-1)映射矩阵，C表示扩展的逆离散余弦变换阵，

${\left[\underset{\‾}{C}\right]}_{k,l}=w_l\cos \left(\mathrm{\π}(l-1)(\frac{k-\stackrel{\‾}{P}}{N_b}+\frac{1}{2N})\right)$

$w_l=\left\{\begin{array}{cc}1/\sqrt{N}& l=1\\ \sqrt{2}/\sqrt{N}& l\≠1\end{array}\right.,$

l＝1，2，...，N，k＝1，2，...，N_b+P-1，

其中w，l，k为中间变量，各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值可表示成矩阵形式：

6.根据权利要求1所述的基于多相分解的多天线信道估计方法，其特征在于，所述根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵包括：

根据发送天线导频结构中的循环移位矢量的周期特性，计算解相关矩阵U

其中

表示N_T×N_T的单位阵，

表示N_T×P的全零阵，w_i为表示第i个发送天线的导频符号的循环移位矢量，[]^*表示对矩阵进行共轭操作。

7.根据权利要求1所述的基于多相分解的多天线信道估计方法，其特征在于，所述利用解相关矩阵对各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号处的信道参数包括：

利用解相关矩阵U各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关，获得发送天线的信道频域响应参数的估计值，第i个发送天线的信道频域响应参数的估计值为

其中，u_i表示解相关矩阵U的第i列。

8.根据权利要求1所述的基于多相分解的多天线信道估计方法，其特征在于，根据所述导频符号上的信道参数，获取数据符号处的信道参数具体包括：根据所述导频符号上的信道频域响应参数，利用线性插值的方式，获取数据符号处的信道频域响应参数。

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