CN103973606B - 适用于双极化多天线卫星移动通信的导频与信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于双极化多天线卫星移动通信的导频与信道估计方法，该方法包括如下步骤：在发送端，以包含两个时隙的子帧为单位，发送码分复用导频或频分复用导频。在接收端，首先，利用两个时隙内的接收导频信号，获得频域信道响应的最小二乘估计；接着，针对不同天线的频域信道响应，分别实施离散余弦变换，并在变换域进行降噪处理；最后，对降噪后的变换域信道响应作逆离散余弦变换，获得频域信道响应的估计值。本发明提供的导频与信道估计方法能兼容陆地长期演进(LTE)移动通信系统，且能完全消除多天线间的干扰，在降低了计算复杂度同时获得很好的估计性能。

Description

适用于双极化多天线卫星移动通信的导频与信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信系统导频设计和信道估计算法，尤其涉及一种适用于双极化多天线卫星移动通信系统的导频与信道估计方法。

背景技术

随着人们对多媒体业务需求的日益增长，传统卫星移动通信系统已经不能满足传输速率要求。宽带卫星移动通信系统支持宽带多媒体信息传输和高速互联网接入，已经逐渐成为人们关注的热点。卫星移动通信系统宽带化的同时将通过借鉴陆地移动通信的传输技术标准形成与之充分融合的宽带移动通信系统。随着陆地移动通信系统的发展，LTE系统将成为陆地移动通信的主流技术。所以将LTE陆地移动通信技术拓展应用于卫星移动通信，最终发展与LTE系统兼容的宽带卫星移动通信技术是未来卫星移动通信发展的方向。

卫星移动通信系统中信号主要通过视距分量传输，非视距衰落分量相对较弱，导致现有LTE多天线技术很难直接用于卫星系统。传统星上多天线阵元也主要用于形成点波束，以提高指定覆盖区域的天线增益，每个点波束对终端只等效于单天线端口。为进一步获得多天线增益，在点波束上引入双极化技术，在卫星侧和终端侧同时配置两根圆极化天线，从而构成双极化多天线通信系统，提高卫星移动通信系统频谱利用率和频谱效率。

对于LTE中多天线传输情形，接收端信道估计模块需要分别计算出各发送天线对应的信道响应。传统最小二乘方法通过离散傅里叶变换实现各发送天线在变换域的信道响应分离，然而，分配给某一用户的带宽只占系统带宽的很小的一部分，此时变换域信道响应会弥散到整个子载波上，从而产生天线间干扰。考虑双极化卫星通信系统，如果沿用现有的LTE导频结构，即不同天线间的导频是通过导频时域循环移位实现正交，采用传统的最小二乘估计依然会存在天线间干扰问题，估计性能受到约束。针对以上问题，本发明给出的时隙联合导频结构能够很好的消除天线间干扰，提出的离散余弦变换域信道估计算法能够根据当前的噪声值更新降噪滤波器的参数，复杂度变低的同时保持较高的估计精度。

发明内容

技术问题：本发明的目的是提供适用于双极化多天线卫星移动通信的导频与信道估计方法，根据卫星移动通信信道的特点，通过两个时隙导频结构解决多天线系统中最小二乘估计带来的天线间干扰问题，并在离散余弦变换域进行进一步的降噪处理，根据当前噪声值更新降噪滤波器门限，以较低的复杂度避免了信道估计中矩阵求逆问题，并保持较高的估计精度。

技术方案：为实现上述目的，本发明的一种适用于双极化多天线卫星移动通信的导频的信道估计方法包括如下步骤：

步骤一、在发送端，以包含两个时隙的子帧为单位，发送码分复用导频或频分复用导频，记x_i,j表示第i个天线在第j个时隙的频域导频，其中i,j＝1,2；若发送码分复用导频，则各导频之间满足如下关系

其中，s₁和s₂是按照LTE协议标准生成的长度为N_b的导频，ξ是由模为1的元素组成的向量，⊙表示矩阵Hardmard乘积，若发送频分复用导频，则各导频之间满足如下关系

其中，p₁和p₂是长度为N_b/2的Zadoff-Chu序列，表示矩阵Kronecker乘积；

步骤二、在接收端，利用两个时隙内的接收导频信号，获得第k个子载波上的频域信道响应的最小二乘估计，即

其中，()^H表示矩阵共轭转置，x_i,j和y_i,j分别表示第i个天线在第j个时隙的发送导频信号和接收导频信号， 表示第p根发送天线到第q根接收天线在第k个子载波的频域信道响应估计，E_P表示单个频点导频能量；

步骤三、针对不同天线的频域信道响应，分别实施离散余弦变换：

其中，()^T表示矩阵转置，和分别表示第p根发送天线到第q根接收天线的频域信道响应估计及其变换域表示形式，DCTⅡ变换阵的第(k，l)个元素表示为：

对每组变换域矢量进行单点滤波：

滤波矩阵A_opt为N_b×N_b的对角阵，其第k个对角元素[A_opt]_k,k为：

其中，E{}表示求期望，||²表示求复数模值的平方，表示变换域噪声方差的估计值，其计算公式为

N为变换域信道参数中模值大于门限λ的元素的个数，其中表示由初始设定的N_initial值计算得到的初始噪声方差；

步骤四、对降噪后的变换域信道响应作逆离散余弦变换，获得频域信道响应的估计值

其中,

步骤一中的码分复用导频或频分复用导频分别为：

a.码分复用导频

按照LTE协议标准生成长度为N_b的导频s₁和s₂，ξ是由模为1的元素组成的向量，当ξ为全1向量时，x_1,1＝x_2,1，x_1,2＝x_2,2，即此时不同天线间的导频序列不存在循环移位；

b.频分复用导频

为了保证上行链路的低峰均比PAPR要求，p₁和p₂是长度为N_b/2的Zadoff-Chu序列生成。

有益效果：本发明提供了一种兼容地面LTE系统的适用于双极化多天线卫星移动通信系统的导频与信道估计方法，按照本发明的导频结构，能够完全消除天线间干扰问题，进一步在变换域滤波降噪处理，根据变换域噪声值更新降噪滤波器参数，以较低的运算复杂度有效地提高信道估计精度，改善接收机的性能。

附图说明

图1和图2是本发明提供的两种码分复用导频结构图。

图3是本发明提供的频分复用导频结构图。

图4是本发明提供的一种导频设计和信道估计流程图。

图5是本发明导频结构下的信道估计性能对比传统最小二乘估计。

图6是不同门限值下信道估计性能比较。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述：

图1-图3是本发明提供的3种导频设计结构，其中图1和图2的码分复用导频结构能很好地与地面LTE系统兼容，图3为提出的频分复用结构。

考虑双极化卫星移动通信系统上行链路，有2个发送天线和2个接收天线，在轻阴影衰落环境下，其信道变化相对缓慢，假定在一个子帧内其信道不变。

在发送端，以包含两个时隙的子帧为单位，发送码分复用导频或频分复用导频，记x_i,j表示第i个天线在第j个时隙的频域导频，其中i,j＝1,2；若发送码分复用导频，则各导频之间满足如下关系

其中，s₁和s₂是按照LTE协议标准生成的长度为N_b的导频，ξ是由模为1的元素组成的向量，⊙表示矩阵Hardmard乘积，具体导频结构如图1所示；当ξ为全1向量时，x_1,1＝x_2,1，x_1,2＝x_2,2，即此时不同天线间的导频序列不存在循环移位，具体导频结构如图2所示；若发送频分复用导频，则各导频之间满足如下关系

其中表示矩阵Kronecker乘积，为了保证上行链路的低峰均比要求，p₁和p₂选择由长度为N_b/2的Zadoff-Chu序列生成，具体导频结构如图3所示。

在轻阴影衰落环境下，卫星信道变化相对缓慢，假定在一个子帧内信道不变。在接收端，利用两个时隙内的接收导频信号，获得第k个子载波上的频域信道响应的最小二乘估计，即

其中，()^H表示矩阵共轭转置，x_i,j和y_i,j分别表示第i个天线在第j个时隙的发送导频信号和接收导频信号， 表示第p根发送天线到第q根接收天线在第k个子载波的频域信道响应估计，E_P表示单个频点导频能量。

针对不同天线的频域信道响应分别实施离散余弦变换：

其中，()^T表示矩阵转置，DCTⅡ变换阵的第(k，l)个元素表示为：

对每组变换域矢量进行单点滤波：

滤波矩阵A_opt为N_b×N_b的对角阵，其第k个对角元素[A_opt]_k,k为：

其中，E{}表示求期望，||²表示求复数模值的平方，表示变换域噪声方差的估计值

N的取值由更新得到，其中Ω为N_b×N_b能量提取对角阵，表示由初始设定的N_initial值计算得到的初始噪声方差。

对降噪后的变换域信道响应作逆离散余弦变换，获得频域信道响应的估计值

图5和图6给出了本发明的信道估计性能，可以看出：

1.本发明提出的导频结构能很好的解决多天线间的干扰问题，从而使信道估计性能得到提升；

2.本发明提出的变换域信道估计方法由于根据当前噪声值更新了去噪滤波器的门限参数，使信道估计结果更为准确。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种适用于双极化多天线卫星移动通信的导频的信道估计方法，其特征在于该方法包括如下步骤：

步骤一、在发送端，以包含两个时隙的子帧为单位，发送码分复用导频或频分复用导频，记x_i,j表示第i个天线在第j个时隙的频域导频，其中i,j＝1,2；若发送码分复用导频，则各导频之间满足如下关系

其中，s₁和s₂是按照LTE协议标准生成的长度为N_b的导频，ξ是由模为1的元素组成的向量，⊙表示矩阵Hardmard乘积，若发送频分复用导频，则各导频之间满足如下关系

<mfenced open = "{" close = ""> <mtable> <mtr> <mtd> <mrow> <msub> <mi>x</mi> <mrow> <mn>1</mn> <mo>,</mo> <mn>1</mn> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>p</mi> <mn>1</mn> </msub> <mo>&amp;CircleTimes;</mo> <msup> <mfenced open = "[" close = "]"> <mtable> <mtr> <mtd> <mn>1</mn> </mtd> <mtd> <mn>0</mn> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mi>T</mi> </msup> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mrow> <msub> <mi>x</mi> <mrow> <mn>1</mn> <mo>,</mo> <mn>2</mn> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>p</mi> <mn>1</mn> </msub> <mo>&amp;CircleTimes;</mo> <msup> <mfenced open = "[" close = "]"> <mtable> <mtr> <mtd> <mn>0</mn> </mtd> <mtd> <mn>1</mn> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mi>T</mi> </msup> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mrow> <msub> <mi>x</mi> <mrow> <mn>2</mn> <mo>,</mo> <mn>1</mn> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>p</mi> <mn>2</mn> </msub> <mo>&amp;CircleTimes;</mo> <msup> <mfenced open = "[" close = "]"> <mtable> <mtr> <mtd> <mn>0</mn> </mtd> <mtd> <mn>1</mn> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mi>T</mi> </msup> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mrow> <msub> <mi>x</mi> <mrow> <mn>2</mn> <mo>,</mo> <mn>2</mn> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>p</mi> <mn>2</mn> </msub> <mo>&amp;CircleTimes;</mo> <msup> <mfenced open = "[" close = "]"> <mtable> <mtr> <mtd> <mn>1</mn> </mtd> <mtd> <mn>0</mn> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> <mi>T</mi> </msup> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced>

其中，p₁和p₂是长度为N_b/2的Zadoff-Chu序列，表示矩阵Kronecker乘积；

步骤二、在接收端，利用两个时隙内的接收导频信号，获得第k个子载波上的频域信道响应的最小二乘估计，即

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其中，()^H表示矩阵共轭转置，x_i,j和y_i,j分别表示第i个天线在第j个时隙的发送导频信号和接收导频信号，表示第p根发送天线到第q根接收天线在第k个子载波的频域信道响应估计，E_P表示单个频点导频能量；

步骤三、针对不同天线的频域信道响应，分别实施离散余弦变换：

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其中，()^T表示矩阵转置，和分别表示第p根发送天线到第q根接收天线的频域信道响应估计及其变换域表示形式，DCTⅡ变换阵的第(k，l)个元素表示为：

<mrow> <msub> <mrow> <mo>&amp;lsqb;</mo> <msubsup> <mi>D</mi> <msub> <mi>N</mi> <mi>b</mi> </msub> <mrow> <mi>I</mi> <mi>I</mi> </mrow> </msubsup> <mo>&amp;rsqb;</mo> </mrow> <mrow> <mi>k</mi> <mo>,</mo> <mi>l</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mi>w</mi> <mi>k</mi> </msub> <mi>cos</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mfrac> <mrow> <mi>&amp;pi;</mi> <mi>k</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>l</mi> <mo>+</mo> <mn>0.5</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> <msub> <mi>N</mi> <mi>b</mi> </msub> </mfrac> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <msub> <mi>w</mi> <mi>k</mi> </msub> <mo>=</mo> <mfenced open = "{" close = ""> <mtable> <mtr> <mtd> <mrow> <mn>1</mn> <mo>/</mo> <msqrt> <msub> <mi>N</mi> <mi>b</mi> </msub> </msqrt> <mo>,</mo> <mi>k</mi> <mo>=</mo> <mn>0</mn> </mrow> </mtd> </mtr> <mtr> <mtd> <mrow> <msqrt> <mrow> <mn>2</mn> <mo>/</mo> <msub> <mi>N</mi> <mi>b</mi> </msub> </mrow> </msqrt> <mo>,</mo> <mi>k</mi> <mo>&amp;NotEqual;</mo> <mn>0</mn> </mrow> </mtd> </mtr> </mtable> </mfenced> </mrow>

对每组变换域矢量进行单点滤波：

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滤波矩阵A_opt为N_b×N_b的对角阵，其第k个对角元素[A_opt]_k,k为：

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其中，E{}表示求期望，||²表示求复数模值的平方，表示变换域噪声方差的估计值，其计算公式为

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N为变换域信道参数中模值大于门限λ的元素的个数，其中表示由初始设定的N_initial值计算得到的初始噪声方差；

步骤四、对降噪后的变换域信道响应作逆离散余弦变换，获得频域信道响应的估计值

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2.根据权利要求1所述的适用于双极化多天线卫星移动通信的导频方案与信道估计方法，其特征在于步骤一中的码分复用导频或频分复用导频分别为：

a.码分复用导频

按照LTE协议标准生成长度为N_b的导频s₁和s₂，ξ是由模为1的元素组成的向量，当ξ为全1向量时，x_1,1＝x_2,1，x_1,2＝x_2,2，即此时不同天线间的导频序列不存在循环移位；

b.频分复用导频

为了保证上行链路的低峰均比PAPR要求，p₁和p₂是长度为N_b/2的Zadoff-Chu序列生成。