CN101835252A - 信道估计和信道后处理的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信道估计和信道后处理的装置和方法。本发明信道估计和信道后处理的方法将频域的导频信道估计值通过离散余弦变换后做信道后处理滤除干扰和噪声，再用离散余弦逆变换变到频域，然后将不同时隙导频位置的频域信道估计值用滤波的方式实现非导频位置的信道估计，减少噪声的引入，降低了噪声的影响，同时有效地降低了有用信号径的泄露，避免错误删除有用信号径给接收机性能带来的损失，从而提高接收机解调性能，增加了系统容量。

Description

信道估计和信道后处理的装置和方法

技术领域

本发明涉及移动通讯领域，尤其涉及一种移动通讯领域正交频分复用系统(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)的信道估计和信道后处理的装置和方法。

背景技术

长期演进(Long Term Evolution，LTE)项目是近两年来第三代合作伙伴计划(3rd Generation Partnership Project，3GPP)启动的最大的新技术研发项目，它改进并增强了第三代数字通信(3rd Generation，3G)的空中接入技术。与3G相比，LTE更具技术优势，体现在更高的用户数据速率、分组传送、降低系统延迟、系统容量和覆盖的改善以及运营成本的降低等方面。

LTE下行链路采用OFDM技术。OFDM具有频谱利用率高、抗多径干扰等特点，OFDM系统能够有效地抵抗无线信道带来的影响。LTE上行链路的传输方案采用带循环前缀的单载波频分复用多址系统(Single Carrier Frequency Division Multiple Access，SC-FDMA)。在上行采用带循环前缀的SC-FDMA传输方案中，使用离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transformation，DFT)获得频域信号，然后插入零符号进行频谱搬移，再将经过搬移后的信号进行快速傅里叶反变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)。因此，SC-FDMA系统也称DFT-S-OFDM系统。上行用户间能在频域相互正交，以及在接收机一侧得到有效的频域均衡，可以降低发射终端的峰均功率比，减小终端的体积和成本。

然而，发射机和接收机之间的传播路径非常复杂和多变，无线信道会导致接收到的信号发生畸变。为了能正确地解出发端信号，信道估计是接收机必不可少的组成部分，并在发送信号时设计了参考信号(3GPP TS 36.211：″Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physical channels and modulation″中给出了参考信号的设计规则和使用方法)用来做信道估计。在实际的信道中由于时延并不可能总是采样间隔的整数倍，泄露就一定存在，在进行信道估计噪声抑制的时候，过多地引入噪声和错误地删除有用信号径都是不恰当的降噪处理，这样会损失系统容量。

发明内容

为解决有用信号径的泄露、过多的引入噪声和错误的删除有用信号径的问题，有必要提供一种降低有用信号径的泄露、降低噪声的引入和减少错误地删除有用信号径的信道估计和信道后处理的装置。

此外，还有必要提供一种上述的信道估计和信道后处理的方法。

本发明信道估计和信道后处理的装置包括离散余弦变换模块、门限过滤模块、信道后处理模块、离散余弦逆变换模块和转换模块，其中：

所述离散余弦变换模块用于对频域上导频位置的信道估计值进行离散余弦变换，得到第一信道估计值；

所述门限过滤模块用于计算有效信道冲激响应窗的窗长，并根据所述有效信道冲激响应窗的窗长，滤除所述第一信道估计值在所述有效信道冲激响应窗之外的部分，得到第二信道估计值；

所述信道后处理模块用于计算所述第一信道估计值被滤除部分对应的噪声功率，并根据所述噪声功率，对所述第二信道估计值做信道后处理，得到第三信道估计值；

所述离散余弦逆变换模块用于对所述第三信道估计值进行离散余弦逆变换，得到第四信道估计值。

所述转换模块用于根据所述第四信道估计值得到非导频位置的信道估计值。

在上述装置中，所述频域上导频位置的信道估计值为频域导频解调参考信号除于本地频域导频解调参考信号得到的值。

在上述装置中，所述有效信道冲激响应窗的窗长为将循环前缀的长度除于常数2048，再将相除的结果与信道冲激响应估计长度信道冲激响应长度相乘，得到的乘积取整所得的值。

在上述装置中，所述噪声功率为对所述第一信道估计值被滤除部分的功率求和，再取平均值。

在上述装置中，所述转换模块接收不同时隙的所述第四信道估计值，并采用滤波的方式得到所述非导频位置的信道估计值。

本发明信道估计和信道后处理的方法包括以下步骤：

离散余弦变换模块对频域上导频位置的信道估计值进行离散余弦变换，得到第一信道估计值；

门限过滤模块计算有效信道冲激响应窗的窗长，并根据所述有效信道冲激响应窗的窗长，滤除所述第一信道估计值在所述有效信道冲激响应窗之外的部分，得到第二信道估计值；

信道后处理模块计算所述第一信道估计值被滤除的部分对应的噪声功率，并根据所述噪声功率，对所述第二信道估计值做信道后处理，得到第三信道估计值，再对所述第三信道估计值进行离散余弦逆变换，得到第四信道估计值；

转换模块根据所述第四信道估计值得到非导频位置的信道估计值。

在上述方法中，所述计算频域上导频位置的信道估计值包括：

将频域导频解调参考信号除于本地导频解调参考信号，得到所述频域上导频位置的信道估计值。

在上述方法中，所述有效信道冲激响应窗的窗长为将循环前缀的长度除于常数2048，再将相除的结果与信道冲激响应估计长度信道冲激响应长度相乘，得到的乘积取整所得的值。

在上述方法中，所述信道后处理指：

确定信道后处理门限，所述信道后处理门限为预设的信道后处理门限系数与所述噪声功率的乘积；

根据所述信道后处理门限，保留所述第二信道估计值的抽头功率大于所述信道后处理门限的第二信道估计值的抽头，消除所述第二信道估计值的抽头功率不大于所述信道后处理门限的第二信道估计值的抽头。

在上述方法中，根据所述第四信道估计值得到非导频位置的信道估计值指：根据不同时隙的所述第四信道估计值，并采用滤波的方式，得到所述非导频位置的信道估计值。

与现有技术相比较，本发明信道估计和信道后处理的装置和方法将频域的导频信道估计值通过离散余弦变换后做信道后处理滤除干扰和噪声，再用离散余弦逆变换变到频域，然后将不同时隙导频位置的频域信道估计值用滤波的方式实现非导频位置的信道估计，减少噪声的引入，降低了噪声的影响，同时有效地降低了有用信号径的泄露，避免错误删除有用信号径给接收机性能带来的损失，从而提高接收机解调性能，增加了系统容量。而且本发明可以简单、高效地实现信道估计，为通信服务质量提供了可靠的保障。

在结合附图阅读本发明实施方式的详细描述后，本发明的特点和优点将变得更加清楚。

附图说明

图1是本发明信道估计和信道后处理的装置模块示意图；

图2是本发明信道估计和信道后处理的方法流程图；

图3是SC-FDMA系统PUSCH信道解调参考信号的导频位置示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明信道估计和信道后处理的装置和方法进行说明。

请参阅图1，其是本发明信道估计和信道后处理的装置模块示意图。

信道估计和信道后处理的装置设置在接收机端，其包括离散余弦变换模块101、门限过滤模块102、信道后处理模块103、离散余弦逆变换模块104和转换模块105。

离散余弦变换模块101用于计算频域上导频位置的信道估计值H_RS(k)，并对所述频域上导频位置的信道估计值H_RS(k)进行离散余弦变换，得到第一信道估计值h_RS(n)。

门限过滤模块102用于计算有效信道冲激响应窗的窗长L_w，并根据所述有效信道冲激响应窗的窗长L_w，滤除所述第一信道估计值h_RS(n)在所述有效信道冲激响应窗之外的部分，得到第二信道估计值

信道后处理模块103用于计算所述第一信道估计值h_RS(n)被滤除的部分对应的噪声功率P_n，并根据所述噪声功率P_n，对所述第二信道估计值做信道后处理，得到第三信道估计值离散余弦逆变换模块104用于对所述第三信道估计值

进行离散余弦逆变换，得到第四信道估计值

转换模块105用于根据所述第四信道估计值

实现非导频位置的信道估计。转换模块105接收不同时隙的所述第四信道估计值并采用滤波的方式得到所述非导频位置的信道估计值。

本发明信道估计和信道后处理的装置模块工作流程如下所述：

首先，离散余弦变换模块101对频域上导频位置的信道估计值H_RS(k)进行离散余弦变换，得到第一信道估计值h_RS(n)；其次，门限过滤模块102计算有效信道冲激响应窗的窗长L_w，并根据有效信道冲激响应窗的窗长L_w，滤除第一信道估计值h_RS(n)在有效信道冲激响应窗之外的部分，得到第二信道估计值

接着，信道后处理模块103计算第一信道估计值h_RS(n)被滤除部分对应的噪声功率P_n，并根据所述噪声功率P_n，对所述第二信道估计值

做信道后处理，得到第三信道估计值

然后，离散余弦逆变换模块104对所述第三信道估计值

进行离散余弦逆变换，得到第四信道估计值最后，转换模块105根据所述第四信道估计值

采用滤波的方式得到非导频位置的信道估计值。

请参阅图2和图3，图2是本发明信道估计和信道后处理的方法流程图，图3是SC-FDMA系统PUSCH信道解调参考信号的导频位置示意图，下面以PUSCH信道为例对信道估计和信道后处理的方法进行详细说明，但本文所述方法不局限于PUSCH信道。

信道估计和信道后处理的方法包括如下步骤：

步骤S1、对频域上导频位置的信道估计值进行离散余弦变换，得到第一信道估计值；

信号发送端发送信号X_RS，经过空间无线信道，接收机接收到信号Y_RS。频域的系统方程为：

Y_RS＝H·X_RS+N

其中，H是频域信道冲激响应特性，N是噪声，且，X_RS、Y_RS、H和N都是矩阵。

Y_RS＝[Y_RS(0)Y_RS(1)...Y_RS(M-1)]

X_RS＝[X_RS(0)X_RS(1)...X_RS(M-1)]

根据频域导频解调参考信号Y_RS(k)和接收端生成与发送端相同的本地频域导频解调参考信号X_RS(k)，计算得到频域上导频位置的信道估计值H_RS(k)，如下所示：

$H_{\mathrm{RS}}\left(k\right)=\frac{Y_{\mathrm{RS}}\left(k\right)}{X_{\mathrm{RS}}\left(k\right)},$ 0≤k≤M-1

其中，M表示信道冲激响应长度，k表示频域上的编号，取整数。

对频域上导频位置的信道估计值H_RS(k)进行离散余弦变换，得到第一信道估计值h_RS(n)，如下所示：

$h_{\mathrm{RS}}\left(n\right)=\sqrt{\frac{2}{M}}\·g_n\·\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{RS}}\left(k\right)\·\cos \left[\frac{(2k+1)\mathrm{n\π}}{2M}\right]$

$=\sqrt{\frac{2}{300}}\·g_n\·\underset{k=0}{\overset{299}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{RS}}\left(k\right)\·\cos \left[\frac{(2k+1)\mathrm{n\π}}{600}\right]$

其中，M表示信道冲激响应长度，且若M取300，k＝0，…，299，g_n为一常数，且

步骤S2、门限过滤模块计算有效信道冲激响应窗的窗长，并根据所述有效信道冲激响应窗的窗长，滤除所述第一信道估计值在所述有效信道冲激响应窗之外的部分，得到第二信道估计值；

首先，有效信道冲激响应窗的窗长L_w，其计算公式如下所示：

其中，M表示信道冲激响应长度，且若M取300，Q＝2048，l_CP表示循环前缀(CP)的长度，l_CP取144，L_w为整数，即为对M与l_CP/Q的乘积取整所得的值。

接着，滤除所述第一信道估计值h_RS(n)在有效信道冲激响应窗之外的部分，得到第二信道估计值

如下所示：

${\tilde{h}}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)& n\≤L_w-1\\ 0& n>L_w-1\end{array}\right.$

$=\left\{\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)& n\≤20\\ 0& n>20\end{array}\right.$

步骤S3、信道后处理模块计算所述第一信道估计值被滤除的部分对应的噪声功率，并根据所述噪声功率，对所述第二信道估计值做信道后处理，得到第三信道估计值，离散余弦逆变换模块对所述第三信道估计值进行离散余弦逆变换，得到第四信道估计值；

首先，根据滤除第一信道估计值h_RS(n)在有效信道冲激响应窗之外的部分，计算噪声功率P_n，如下所示：

$P_n=\frac{1}{M-L_w}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{|h_{\mathrm{RS}}\left(n\right)-{\tilde{h}}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)|}^2$

$=\frac{1}{300-21}\underset{n=0}{\overset{300-1}{\mathrm{\Σ}}}{|h_{\mathrm{RS}}\left(n\right)-{\tilde{h}}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)|}^2$

$=\frac{1}{279}\underset{n=0}{\overset{299}{\mathrm{\Σ}}}{|h_{\mathrm{RS}}\left(n\right)-{\tilde{h}}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)|}^2$

其中，M表示信道冲激响应长度，且若M取300，n＝0，…，299。

接着，确定信道后处理门限T，该信道后处理门限T为预设的信道后处理门限系数p与噪声功率P_n的乘积，如下所示：

T＝p·P_n

其中，p为预设的信道后处理门限系数，其由仿真或根据实际场景确定。

然后，对第二信道估计值做信道后处理。我们将信道冲激响应的一个点叫做一个抽头。保留第二信道估计值

的抽头功率

大于所述信道后处理门限T的第二信道估计值

的抽头，消除所述第二信道估计值

的抽头功率

不大于所述信道后处理门限T的第二信道估计值

的抽头，从而得到第三信道估计值

如下所示：

${\widetilde{\stackrel{~}{h}}}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)& {\left|{\tilde{h}}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)\right|}^2>T\\ 0& {\left|{\tilde{h}}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)\right|}^2\≤T\end{array}\right.$

其中，

表示第二信道估计值的抽头功率，T表示信道后处理门限。

最后，对第三信道估计值

进行离散余弦逆变换，得到第四信道估计值如下所示：

${\tilde{H}}_{\mathrm{RS}}\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{2}{M}}\·g_n\·{\widetilde{\stackrel{~}{h}}}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)\·\cos \left[\frac{(2k+1)\mathrm{n\π}}{2M}\right]$

$=\underset{n=0}{\overset{299}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{\frac{2}{300}}\·g_n\·{\widetilde{\stackrel{~}{h}}}_{\mathrm{RS}}\left(n\right)\·\cos \left[\frac{(2k+1)\mathrm{n\π}}{600}\right]$

其中，M表示信道冲激响应长度，且若M取300，n＝0，…，299，g_n为一常数，且

步骤S4、转换模块根据所述第四信道估计值得到非导频位置的信道估计值。

将不同时隙(slot)的第四信道估计值k＝0，…，299，用滤波的方式实现非导频位置的信道估计。

其中，滤波方式包括线性插值滤波方式。下面以相同子载波，即相同k的上的时隙0和时隙1分别对应的第四信道估计值

与

采用线性插值滤波方式实现非导频位置的信道估计来举例说明。

相同k的上的

与

的差值，除去时隙1和时隙0导频符号之间的时间间隔ΔT，得到线性插值直线的斜率m(k)，再以

为截距，得到以m(k)为斜率的一条直线，从而获得对到非导频位置的信道估计值。

与现有技术相比较，本发明信道估计和信道后处理的装置和方法将频域的导频信道估计值H_RS(k)通过离散余弦变换后做信道后处理滤除干扰和噪声，再用离散余弦逆变换变到频域，然后将不同时隙导频位置的频域信道估计值

用滤波的方式实现非导频位置的信道估计，减少噪声的引入，降低了噪声的影响，同时有效地降低了有用信号径的泄露，避免错误删除有用信号径给接收机性能带来的损失，从而提高接收机解调性能，增加了系统容量。而且本发明可以简单、高效地实现信道估计，为通信服务质量提供了可靠的保障。

以上仅为本发明的优选实施案例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种信道估计和信道后处理的装置，其特征在于，包括离散余弦变换模块、门限过滤模块、信道后处理模块、离散余弦逆变换模块和转换模块，其中：

所述离散余弦变换模块用于对频域上导频位置的信道估计值进行离散余弦变换，得到第一信道估计值；

所述门限过滤模块用于计算有效信道冲激响应窗的窗长，并根据所述有效信道冲激响应窗的窗长，滤除所述第一信道估计值在所述有效信道冲激响应窗之外的部分，得到第二信道估计值；

所述信道后处理模块用于计算所述第一信道估计值被滤除部分对应的噪声功率，并根据所述噪声功率，对所述第二信道估计值做信道后处理，得到第三信道估计值；

所述离散余弦逆变换模块用于对所述第三信道估计值进行离散余弦逆变换，得到第四信道估计值。

所述转换模块用于根据所述第四信道估计值得到非导频位置的信道估计值。

2.根据权利要求1所述的信道估计和信道后处理的装置，其特征在于，所述频域上导频位置的信道估计值为频域导频解调参考信号除于本地频域导频解调参考信号得到的值。

3.根据权利要求1所述的信道估计和信道后处理的装置，其特征在于，所述有效信道冲激响应窗的窗长为将循环前缀的长度除于常数2048，再将相除的结果与信道冲激响应长度相乘，得到的乘积取整所得的值。

4.根据权利要求1所述的信道估计和信道后处理的装置，其特征在于，所述噪声功率为对所述第一信道估计值被滤除部分的功率求和，再取平均值。

5.根据权利要求1所述的信道估计和信道后处理的装置，其特征在于，所述转换模块接收不同时隙的所述第四信道估计值，并采用滤波的方式得到所述非导频位置的信道估计值。

6.一种信道估计和信道后处理的方法，其特征在于，包括以下步骤：

离散余弦变换模块对频域上导频位置的信道估计值进行离散余弦变换，得到第一信道估计值；

门限过滤模块计算有效信道冲激响应窗的窗长，并根据所述有效信道冲激响应窗的窗长，滤除所述第一信道估计值在所述有效信道冲激响应窗之外的部分，得到第二信道估计值；

信道后处理模块计算所述第一信道估计值被滤除的部分对应的噪声功率，并根据所述噪声功率，对所述第二信道估计值做信道后处理，得到第三信道估计值，再对所述第三信道估计值进行离散余弦逆变换，得到第四信道估计值；

转换模块根据所述第四信道估计值得到非导频位置的信道估计值。

7.根据权利要求6所述的信道估计和信道后处理的方法，其特征在于，所述计算频域上导频位置的信道估计值包括：

将频域导频解调参考信号除于本地导频解调参考信号，得到所述频域上导频位置的信道估计值。

8.根据权利要求7所述的信道估计和信道后处理的方法，其特征在于，所述有效信道冲激响应窗的窗长为将循环前缀的长度除于常数2048，再将相除的结果与信道冲激响应长度相乘，得到的乘积取整所得的值。

9.根据权利要求6所述的信道估计和信道后处理的方法，其特征在于，所述信道后处理指：

确定信道后处理门限，所述信道后处理门限为预设的信道后处理门限系数与所述噪声功率的乘积；

根据所述信道后处理门限，保留所述第二信道估计值的抽头功率大于所述信道后处理门限的第二信道估计值的抽头，消除所述第二信道估计值的抽头功率不大于所述信道后处理门限的第二信道估计值的抽头。

10.根据权利要求6所述的信道估计和信道后处理的方法，其特征在于，根据所述第四信道估计值得到非导频位置的信道估计值指：根据不同时隙的所述第四信道估计值，并采用滤波的方式，得到所述非导频位置的信道估计值。

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