CN100493057C - 利用旋转技术解决ofdm截取位置跳变的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于MIMO-OFDM系统接收领域，其特征在于，在接收端根据OFDM最佳截取位置的变化计算出用于补偿此变化的旋转位数；对截取后的时域序列预旋转后，输入至FFT得到OFDM系统频域接收值；由此得到导频子载波上的信道估计值序列；再对信道估计值序列做IFFT，得到信道估计值时域序列；对时域序列旋转、补零、再旋转后输入至FFT模块反变换到频域，得到带导频OFDM符号所有子载波的信道估计值序列；最后用插值滤波算法得到所有OFDM符号的信道估计值。本发明解决了OFDM信道估计中，由于OFDM符号截取位置跳变所带来的信道估计问题，保证信道估计精度的同时没有额外增加系统复杂性。因此，具有很高的实用价值。

Description

利用旋转技术解决OFDM截取位置跳变的信道估计方法

技术领域

本发明属于MIMO-OFDM系统接收领域，本发明涉及采用频域导频的OFDM系统中，因OFDM符号截取位置跳变时而采取的改进信道估计方法

背景技术

正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一种利用多载波调制的特殊频率复用技术，它具有抗多径衰落、频谱利用率高、采用自适应调制等优点，被普遍认为是宽带无线接入和第四代移动通信系统中的关键技术之一。OFDM技术的主要思想是：将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性衰落，但是每个子信道是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，从而可以消除符号间干扰。经过调制映射后的输入数据经过串/并转换，进行IFFT变换，将频域信号转换到时域，IFFT模块的输出是N个时域的样点，再将循环前缀CP加到N个样点前或者直接加入保护间隔，形成循环扩展的OFDM信号，并经过并/串转换，通过滤波器后发射。接收端接收到的信号是时域信号，此信号经过串/并转换后移去CP，如果CP长度大于信道的记忆长度，那么由多径引起的符号间串扰ISI仅仅影响CP，而不影响有用数据。经过FFT变换后，再对信号进行频域的处理。

在OFDM系统中，由于无线信道的时变多径特性，接收端为了能够进行相干检测，必须对信道特性进行估计。准确的信道估计可以提高系统的性能。在无线通信领域，信道估计通常采用基于频域导频的方法，这种方法占用了一定的带宽，但可跟踪快速变化的场景，具有实际意义。

在信道变化或者收发间晶振存在偏差等情况下，需要在线调整OFDM符号截取位置使OFDM系统没有符号间串扰，但当OFDM截取位置发生跳变时，按照现有信道估计算法估计出的跳变前后OFDM符号对应子载波的信道传输函数存在一定相移，破坏了相同子载波处滤波插值的条件，而且会使现有频域DFT插值算法失效。虽然可以采用逐子载波调整相位的方法对此问题加以克服，但是不同子载波纠正不同相位时庞大的乘法将会严重增加系统的复杂性。

本发明通过预旋转和后旋转技术克服了OFDM信道估计中，由于符号截取位置跳变所带来的跳变前后OFDM符号对应子载波的信道传输函数存在一定相移的问题，改进的方法使系统仍然保证了较高的信道估计精度，且不会增加系统复杂性。因此，具有很高的实用价值。

发明内容

在信道变化或者收发间晶振存在偏差等情况下，需要在线调整OFDM符号截取位置使OFDM系统没有符号间串扰，但当OFDM截取位置发生跳变时，按照现有信道估计算法估计出的跳变前后OFDM符号对应子载波的信道传输函数存在一定相移，破坏了相同子载波处滤波插值的条件，而且会使现有频域DFT插值算法失效。本发明通过预旋转和后旋转技术克服了OFDM符号截取位置跳变所带来的信道估计问题，使系统仍然保证了较高的信道估计精度，且不会增加系统复杂性。因此，具有很高的实用价值。

本发明的特征在于，针对单发单收OFDM系统，或多发多收OFDM系统，在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片做信道估计：

步骤(1)设定每个时隙有a个采样点，包括c个OFDM符号，OFDM符号编号为0至c-1，每个OFDM符号采样点数目为b，采样点数目编号0至b-1，每个OFDM符号循环前缀有CP个采样点，相邻两个OFDM符号对应点相距e个采样点，且有e＝CP+b；其中，在含有导频OFDM符号内，设定导频间隔Finterval，非负导频子载波的个数NonnegaPilot、虚拟子载波导频位置个数VSCPilot、负导频子载波个数NegaPilot，满足

$\frac{b}{\mathrm{Finterval}}=\mathrm{NonnegaPilot}+\mathrm{VSCPilot}+\mathrm{NegaPilot};$

步骤(2)设定截取位置J(s)代表第s个时隙的最佳截取位置，P(s)代表由于J(s)的变化而采取的旋转位数，根据OFDM符号最佳截取位置J(s)，计算旋转位数P(s)，

$P\left(s\right)=\left(\underset{t=0}{\overset{s}{\mathrm{\Σ}}}K\left(t\right)\right)\mathrm{mod}b$

其中mod()为求模操作；

步骤(3)在接收端，以本地晶振构造一个以a为周期的循环计数器W，计数器取值从0至a-1，计数器计数间隔为收端本地晶振产生的采样率，对于第s个时隙，当循环计数器W计数计到J(s)时，截取时隙s第一个OFDM符号长度为b点的时域序列Z(cs+n)，随后当循环计数器W计数计到(J(s)+i*e)mod a时，截取时隙s第i个OFDM符号长度为b点的时域序列Z₁(cs+i，n)，i为一个时隙内OFDM符号的顺序编号，i＝0，1...c-1，n为一个OFDM符号内部的时域采样点顺序编号，n＝0，1...b-1，s为时隙编号；

步骤(4)对步骤(3)得到的序列Z₁(cs+i，n)进行旋转操作：把序列Z₁(cs+i，n)向右循环旋转P(s)位，得到序列Z₂(cs+i，n)，

       其中n＝0，1，2...b-1；

步骤(5)对步骤(4)得到的序列Z₂(cs+i，n)做FFT，变换到频域，得到序列Y(cs+i，q₁)

$Y(\mathrm{cs}+i,q_1)=\underset{n=0}{\overset{b-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_2(\mathrm{cs}+i,n)\×e^{\frac{-2\mathrm{j\πn}{q}_1}{b}},$    s＝0，1，2...，q₁＝0，1...b-1；

步骤(6)针对带导频符号的Y(cs+r，q₁)，利用最小二乘算法计算导频子载波上的信道估计序列ZH_p1(cs+r，q)，该ZH_p1(cs+r，q)序列包括非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值，式中r代表每个时隙中带有导频的OFDM符号在时隙中的OFDM符号编号；设定带导频OFDM符号中，导频位置子载波编号为u(0)至u(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，设定发送端这些导频子载波上发送的导频符号相应的分别为f(0)至

f(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，

${\mathrm{ZH}}_{p1}(\mathrm{cs}+r,q)=\frac{Y(\mathrm{cs}+r,u\left(q\right))}{f\left(q\right)},$         q＝0，1...NegaPilot+NonnegaPilot-1；

步骤(7)在步骤(6)得到的序列ZH_p1(cs+r，q)中非负导频子载波和负导频子载波的信道估计值之间插入VSCPilot个0，得到序列ZH_p2(cs+r，q′)，

步骤(8)对序列ZH_p2(cs+r，q′)进行长度为

的IFFT变换，转换到时域得到序列Zh₁(cs+r，n′)，

${\mathrm{Zh}}_1(\mathrm{cs}+r,n\′)=\underset{q\′=0}{\overset{\frac{b}{\mathrm{Finterval}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{ZH}}_{p2}(\mathrm{cs}+r,q\′)\×e^{\frac{2\mathrm{j\πq}\′n\′\×\mathrm{Finterval}}{b}}$     其中n′＝0，1，…， 

步骤(9)将步骤(8)得到的序列Zh₁(cs+r，n′)向左循环旋转P(s)位，得到序列Zh₂(cs+r，n′)，令 $L\left(s\right)=P\left(s\right)\mathrm{mod}\frac{b}{\mathrm{Finterval}}$

步骤(10)将步骤(9)得到的序列Zh₂(cs+r，n′)，末尾补零得到长度为b的序列Zh₃(cs+r，n＂)，

步骤(11)将序列Zh₃(cs+r，n＂)向右循环旋转P(s)位，得到序列Zh₄(cs+r，n＂)，

步骤(12)对步骤(11)得到的序列Zh₄(cs+r，n＂)进行长度为b的FFT变换，转换到频域得到带导频OFDM符号的信道传输函数序列H(cs+r，k)，

$H(\mathrm{cs}+r,k)=\underset{n\′\′=0}{\overset{b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Zh}}_4(\mathrm{cs}+r,n\′\′)\×e^{\frac{-2\mathrm{j\πn}\′\′k}{b}};$

步骤(13)获得了含导频OFDM符号所有子载波的信道频域传输函数值H(cs+r，k)之后，利用线性插值、高斯插值任一种现有插值技术，插值得到所有OFDM符号的信道传输函数值。本发明改进了传统的OFDM系统中频域导频的信道估计方法，在解决了由于截取位置跳变而引起的符号间信道滤波和DFT频域插值问题的同时，没有增加其复杂性。

附图说明

图1是实施例OFDM帧结构示意图。

图2是实施例中OFDM符号0的导频插入示意图，中间部分每隔4个子载波插入一个导频子载波，所谓的密集导频插入区。其中

代表导频子载波，代表数据子载波，

代表全0保护间隔，

图3是实施例中含有正常导频的OFDM符号示意图，除去保护间隔区域外每隔8个子载波插入1个导频子载波。其中

代表导频子载波，

代表数据子载波，代表全0保护间隔，

图4是实施例中数据OFDM符号示意图。其中

代表数据子载波，

代表全0保护间隔，

图5是发射机框图。

图6是接收机框图。

具体实施方式

下面结合附图和实例，对本发明作具体介绍：

在本实施例中，收发采用正交频分复用OFDM技术进行通信。帧结构如图1所示：每帧分为10个时隙，编号0—9，每时隙占时0.875ms；每时隙内包括1个时域引导序列和8个OFDM符号；每个时域引导序列包括16点无功率和256点PN序列，可用于初始时间同步和频率同步；每个OFDM符号包括330点循环前缀(CP)和2408点数据，这样每个时隙有19296个采样点。OFDM符号0作为低速物理信道可以用做传输低速业务和信令，OFDM符号1—7作为高速物理信道，其中符号1和5符号内部插有导频。

发送端和接收端晶振都近似为23.04M，但由于工艺问题，会有少量偏差，正是由于这个偏差导致收端OFDM符号截取位置需要在线调整，跳变处相邻符号相同子载波处信道估计值存在了一定的相位偏移。

在接收端为了得到更准确的信道估计，信道估计采用了时域滤波插值的方法，因此需要对收发晶振偏差引起的同步位置漂移进行跟踪，OFDM符号0的中间密集区域每隔4个子载波插入一个导频符号，可以用来对收发晶振偏差进行跟踪估计。

OFDM符号0结构如图2所示，带有导频的OFDM符号1、5结构如图3所示，纯数据OFDM符号结构如图4所示，发射机实现如图5所示，接收机实现如图6所示。

a)调制映射得到符号M^k(p)，调制可以采用QPSK、16QAM、64QAM等调制方式。其中

b)·对于OFDM符号0，在频域上从位置0开始插入第一个导频，每隔8点插入一个导频符号，直至第639点；从640点开始，每隔4点插入一个导频符号，直至第767点，这就是密集导频插入区；从768点至1279点为全0，作为保护间隔；接下来从1280点开始，每隔8点插入一个导频符号，直至第2047点，得到OFDM符号0的所有2048点频域值X⁰(q)。

·对于OFDM符号1和5，含有正常导频的OFDM符号，在频域上从位置0开始插入第一个导频，每隔8点插入一个导频符号，直至第767点；从768点至1279点为全0，作为保护间隔；接下来从1280点开始，每隔8点插入一个导频符号，直至第2047点，得到OFDM符号的所有2048点频域值X¹(q)或X⁵(q)，此类OFDM符号需要插入192个导频符号。

总而言之，对于数据OFDM符号X^k(q)，可按照图所示得到，k＝1...7。

c)对X^k(q)对做2048点IFFT变换，得到第k个OFDM符号的所有时域值x^k(n)。

$x^k\left(n\right)=\underset{q=0}{\overset{2047}{\mathrm{\Σ}}}{X}^k\left(q\right)\×e^{\frac{2\mathrm{j\πqn}}{2048}}$

d)对第k个OFDM符号时域值x^k(n)加入330点循环前缀，得到待发送的时域序列

当0≤n<330

经过数模变化、通过天线发送出去。

综上所述，系统参数总结如下：每个时隙有a＝19296个采样点，包括c＝8个OFDM符号，OFDM符号编号为0至7，每个OFDM符号采样点数目b＝2048，采样点数目编号0至2047，每个OFDM符号循环前缀有CP＝330个采样点，相邻两个OFDM符号对应点相距e＝2378个采样点；其中，在含有导频OFDM符号内导频间隔Finterval＝8，非负导频子载波的个数NonnegaPilot＝96、虚拟子载波中的导频位置个数VSCPilot＝64及负导频子载波个数NegaPilot＝96。

接收机中，如图1所示，1个时隙有19296个采样点，在1个时隙内部如果获得了某个OFDM符号的最佳截取位置后，向后数(2048+330)个采样点即是下一个OFDM符号的最佳截取位置。为了描述方便，我们用OFDM符号0的截取位置J(s)代表第S个时隙的最佳截取位置，P(s)代表由于J(s)的变化而采取的预旋转位数。

按照说明书所述步骤进行信道估计后，实验证明，本发明克服了由于截取位置跳变而引起的OFDM符号间相同子载波存在相位偏移的问题，经过改进的时域信道滤波插值和频域DFT变换插值算法可以达到最佳截取位置恒定时的信道估计性能。本发明通过旋转技术解决的截取位置跳变这一问题的同时，没有增加系统复杂性，因此具有实用价值。

Claims (1)

1.利用旋转技术解决OFDM截取位置跳变的信道估计方法，其特征在于，针对单发单收OFDM系统，或多发多收OFDM系统，在接收端依次按以下步骤用一块数字集成电路芯片做信道估计：

步骤(1)设定每个时隙有a个采样点，包括c个OFDM符号，OFDM符号编号为0至c-1，每个OFDM符号采样点数目为b，采样点数目编号0至b-1，每个OFDM符号循环前缀有CP个采样点，相邻两个OFDM符号对应点相距e个采样点，且有e＝CP+b；其中，在含有导频OFDM符号内，设定导频间隔为Finterval，非负导频子载波的个数为NonnegaPilot、虚拟导频子载波个数VSCPilot、负导频子载波个数NegaPilot，满足

$\frac{b}{\mathrm{Finterval}}=\mathrm{NonnegaPilot}+\mathrm{VSCPilot}+\mathrm{NegaPilot};$

步骤(2)设定截取位置J(s)代表第s个时隙的最佳截取位置，P(s)代表由于J(s)的变化而采取的旋转位数，根据OFDM符号最佳截取位置J(s)，计算旋转位数P(s)，

$P\left(s\right)=\left(\underset{t=0}{\overset{s}{\mathrm{\&Sigma;}}}K\left(t\right)\right)\mathrm{mod}b$

其中mod()为求模操作；

步骤(3)在接收端，以本地晶振构造一个以a为周期的循环计数器W，计数器取值从0至a-1，计数器计数间隔为收端本地晶振产生的采样率，对于第s个时隙，当循环计数器W计数计到J(s)时，截取时隙s第一个OFDM符号长度为b点的时域序列Z(cs+n)，随后当循环计数器W计数计到(J(s)+i*e)mod a时，截取时隙s第i个OFDM符号长度为b点的时域序列Z₁(cs+i，n)，i为一个时隙内OFDM符号的顺序编号，i＝0，1...c-1，n为一个OFDM符号内部的时域采样点顺序编号，n＝0，1...b-1，s为时隙编号；

步骤(4)对步骤(3)得到的序列Z₁(cs+i，n)进行旋转操作：把序列Z₁(cs+i，n)向右循环旋转P(s)位，得到序列Z₂(cs+i，n)，

其中n＝0，1，2...b-1；

步骤(5)对步骤(4)得到的序列Z₂(cs+i，n)做FFT，变换到频域，得到序列Y(cs+i，q₁)

$Y(\mathrm{cs}+i,q_1)=\underset{n=0}{\overset{b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Z}_2(\mathrm{cs}+i,n)\&times;e^{\frac{-2\mathrm{j\&pi;n}{q}_1}{b}},$ s＝0，1，2...，q₁＝0，1...b-1；

步骤(6)针对带导频符号的Y(cs+r，q₁)，利用最小二乘算法计算导频子载波上的信道估计序列ZH_p1(cs+r，q)，该ZH_p1(cs+r，q)序列包括非负导频子载波的信道估计值和负导频子载波的信道估计值，式中r代表每个时隙中带有导频的OFDM符号在时隙中的OFDM符号编号；设定带导频OFDM符号中，导频位置子载波编号为u(0)至u(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，设定发送端这些导频子载波上发送的导频符号相应的分别为f(0)至f(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，

${\mathrm{ZH}}_{p1}(\mathrm{cs}+r,q)=\frac{Y(\mathrm{cs}+r,u\left(q\right))}{f\left(q\right)},$ q＝0，1...NegaPilot+NonnegaPilot-1；

步骤(7)在步骤(6)得到的序列ZH_p1(cs+r，q)中非负导频子载波和负导频子载波的信道估计值之间插入VSCPilot个0，得到序列ZH_p2(cs+r，q′)，

步骤(8)对序列ZH_p2(cs+r，q′)进行长度为

的IFFT变换，转换到时域得到序列Zh₁(cs+r，n′)，

${\mathrm{Zh}}_1(\mathrm{cs}+i,n\&prime;)=\underset{q\&prime;=0}{\overset{\frac{b}{\mathrm{Finterval}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{ZH}}_{p2}(\mathrm{cs}+r,q\&prime;)\&times;e^{\frac{-2\mathrm{j\&pi;q}\&prime;n\&prime;\&times;\mathrm{Finterval}}{b}}$ 其中 $n\&prime;=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,\frac{b}{\mathrm{Finterval}}-1;$

步骤(9)将步骤(8)得到的序列Zh₁(cs+r，n′)向左循环旋转P(s)位，得到序列Zh₂(cs+r，n′)，令 $L\left(s\right)=P\left(s\right)\mathrm{mod}\frac{b}{\mathrm{Finterval}}$

步骤(10)将步骤(9)得到的序列Zh₂(cs+r，n′)，末尾补零得到长度为b的序列Zh₃(cs+r，n＂)，

步骤(11)将序列Zh₃(cs+r，n＂)向右循环旋转P(s)位，得到序列Zh₄(cs+r，n＂)，

步骤(12)对步骤(11)得到的序列Zh₄(cs+r，n＂)进行长度为b的FFT变换，转换到频域得到带导频OFDM符号的信道传输函数序列H(cs+r，k)，

$H(\mathrm{cs}+r,k)=\underset{n\&prime;\&prime;=0}{\overset{b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Zh}}_4(\mathrm{cs}+r,n\&prime;\&prime;)\&times;e^{\frac{-2\mathrm{j\&pi;n}\&prime;\&prime;k}{b}};$

步骤(13)获得了含导频OFDM符号所有子载波的信道频域传输函数值H(cs+r，k)之后，利用线性插值、高斯插值任一种现有插值技术，插值得到所有OFDM符号的信道传输函数值。

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