CN102821080B - 1553b通信总线带宽扩展的接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及1553B数字通信装置。为在1553B总线中，扩大通信容量，扩大数据传送量，提高抗干扰性等得通信性能，本发明采取的技术方案是，1553B通信总线带宽扩展的接收方法，包括下列方法子模块：模拟前端、帧检测模块、符号同步模块、傅立叶逆变换FFT模块、块浮点模块、信道均衡模块、频偏同步模块、动态门限的QAM解映射模块及基带处理模块，其中：模拟前端AFE：进行信号放大、AD转换，将模拟信号采样为数字信号并发送；帧检测模块：用来检测帧的到来情况；傅立叶逆变换IFFT模块：对基带信号进行处理。本发明主要应用于1553B数字通信。

Description

1553B通信总线带宽扩展的接收方法

技术领域

本发明涉及数字通信装置，特别是涉及使用了多载波调制方式的数字通信装置的接收机及接收方法。属于数字信息传输技术，航空航天技术领域。具体讲，涉及1553B通信总线带宽扩展的接收方法。

背景技术

1553B总线是MIL-STD-1553B的简称，其中文全称是飞机内部时分制指令响应式多路传输数据总线。其设备之间连接简单灵活，噪声容限高，通信效率高而且可靠。经过三十年的发展，1553B总线技术也在不断的改进，目前已经成为在航空航天领域占统治地位的总线标准。MIL-STD-1553B总线具有很高的可靠性和灵活性，同时能够保证实时可确定性。但其1Mbps的传输速率成为了它的限制因素，为此，当前一些公司尝试使用4Mbps和8Mbps的速率传输数据，在一定程度上提高了传输速率，但是仍然无法满足未来越来越大量的数据传输(视频、音频、分布式数据)需求。

鉴于上述情况，需要使用多载波技术的DMT技术来对1553B总线进行带宽的扩展。

近年来，作为数字通信技术的一种，多载波技术正在被广泛使用。离散多音调制(DMT，Discrete Multi-Tone)技术作为多载波技术的典型代表，他利用子载波间的正交性实现信道划分和调制解调。与单载波调制不同，DMT的解调主要在频域完成，很多情况下不需要复杂时域均衡就可以实现无符号间干扰的信息传输。DMT调制前先将串行数据流串并转换，转换后的并行数据分别进行单载波调制，子载波在符号周期内严格正交，可选的调制方式包括相移键控(PSK，Phase-shift Keying)和正交幅度调制(QAM，Quadrature AmplitudeModulation)。这组信号叠加之后便得到DMT调制信号，可以注入信道发送。

发明内容

本发明旨在解决克服现有技术的不足，在1553B总线中，扩大通信容量，扩大数据传送量，提高抗干扰性等得通信性能。为达到上述目的，本发明采取的技术方案是，1553B通信总线带宽扩展的接收方法，包括下列方法子模块：模拟前端及AD模块、帧检测模块、符号同步模块、傅立叶变换FFT模块、块浮点模块、信道均衡模块、频偏同步模块、动态门限的正交幅度调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)解映射模块以及基带处理模块；其中：

模拟前端及AD(AD，Analog to Digital)模块：用来对信号进行滤波和放大，将模拟信号采样为数字信号；

帧检测模块：用来检测数据帧的到来情况；

符号同步模块：符号同步的任务是要准确判定各个离散多音调制(DMT，DiscreteMulti-Tone)符号的开始和结束，符号同步的结果将用来判定各个DMT符号中用来做傅立叶变换(FFT)模块的样值的范围；

傅立叶变换FFT(FFT，Fast Fourier Transformation)模块：对来自上述截止装置的多载波数据进行傅立叶变换，其傅立叶变换FFT模块的结果将用来解调符号中的各个子载波；

块浮点模块：介于浮点和定点之间的算法模块，不重要的冗余位；

信道均衡模块：对来自上述截止装置的解调后的数据进行均衡处理，以减少反射等信号的影响。

频偏同步模块：提取发送端在特定位置插入的离散的导频后，进行采样频偏估计，并使用坐标旋转数字计算机(Cordic，Coordinate Rotation Digital Computer)算法对数据进行处理；

动态门限的正交幅度调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)解映射模块：动态门限的作用是将信道均衡模块对信道估计的结果，转换到QAM的判决门限上，从而避免复杂的除法运算；

基带处理模块：包含频域均衡的输出及去除导频、解交织、解RS编码、解扰等部分，作用是对数据进行纠错，并恢复基带原始数据。

在帧检测模块中，采用双滑动窗口分组检测算法，即计算两个连续滑动窗口的接收能量，通过两个窗口中的总能量的比值作为判决变量m，当m值连续32次高于门限值，则认为有帧到来，之后记录帧的位置。

符号同步模块具体是：采用简化后的基于训练符号的符号同步算法，具体表示如下：

其中，r′(d+M·k)和short′(M·k)分别为二值化后的接收序列和本地序列，d为接收序列位置，k为训练符号位置，M为序列间隔；

对经过简化后的本地序列和接收序列做同或运算，再将结果通过多级加法器相加；如果在4096个样值内得到互相关峰值，即完成同步；否则认为帧检测算法产生虚警，重新开始帧检测。

块浮点模块具体操作是，判定数据前端的冗余位，若前端数据有冗余则先进行删除，反之如果没有，则删除后面的多余位，以提高数据精度，并将结果标记为exp；

块浮点单元算法可表示为：

data_out＝data_in·2^-exp

其中data_in为输入块浮点模块数据，data_out为块浮点模块输出数据，exp为精度数据，在块浮点模块之后设置一个数据匹配模块根据块浮点单元计算结果，缩短数据。

信道估计与频域均衡模块具体为，符号同步后可知各个符号去起始位置，第一个符号即为训练符号，删除扩展后，将该符号进行FFT变换得到接收训练序列Y_K，Y_K是信道增益H_K与训练序列X_K加上噪声W_K的结果：

Y_k＝H_kX_k+W_K

按照最小二乘算法，信道增益可以计算为：

${\hat{H}}_{k,\mathrm{LS}}=H_k+W_k{X}_k^{-1}$

其中X_K为收端已知的训练序列，得到后将其存储，用于练符号之后的所有符号的频域均衡操作；

训练符号之后的符号在删除循环扩展和FFT变换后，用对接收到的频域符号Y_k进行频域均衡，这里是复数，而且位置在分母，需要用等价运算转化到分子上：

${\hat{X}}_k=Y_k/{\hat{H}}_k=Y_k\·{\hat{H}}_k*/{\left|{\hat{H}}_k\right|}^2$

把均衡器的除法，等效变换到对星座图的判决门限的乘法，进而使QAM的判决门限变为动态门限，从而实现信道估计；

采样频率同步模块具体为，将接收到的序列和已知的导频信息相对比，使用Cordic模块计算出频偏差，再使用Cordic对偏差进行矫正，具体实现方法为，对12个导频符号最小二乘计算偏移程度，并确定是否需要移位：

$S=\frac{\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j{\mathrm{\θ}}_j}{\underset{j=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j^2}$

当时，若S_m＞0，下一个FFT变换窗应延后一个样值；若S_m＜0，下一个FFT变换窗应提前一个样值。

选取门限幅度不恒定的正交幅度调制M-QAM作为数字调制解调的映射方式，具体使用的是64QAM。64QAM采用格雷码Gray code星座图，星座图中的星座点位置用(I，Q)来表示，映射与解映射过程都遵循方案预定的虚位在前实位在后的原则，b5表示输入信息数据流的第一个比特信息，而b5b4b3三位决定Q路虚部，b2b1b0三位决定I路实部，在实虚两轴上的正负两边分别设置2、4、6三个门限，从而把坐标系分成64个网格，通过设置加法器进行计算和设置寄存器以保证同步，从而生成各门限，之后对数据所在范围进行判断，待解调的数据只要落在相应区域内，判决为相应的数值；

解交织采用了规则的块交织技术，对随机存储器RAM，Random Access Memory的读和写进行列进行出。

解信道编码采用面向字节的RS(246，200)解码。

解扰算法按下面的方程所表示的算法，其码生成多项式g(X)为：

g(x)＝x²³+x¹⁸+1

在每个帧开始时，用序列“10010101000000010000000”初始化；

伪随机序列发生器用矩阵来表示；

而在本发明中对所处理信号进行8路并行解码，要求伪随机序列发生器同时给出8路并行序列，一个并行8bit周期之后，伪随机序列发生器的状态由S_n转移至S_n+1，所以收端的矩阵通过公式S_n+1＝T⁸·S_n的计算可得并行处理转移矩阵T。

本发明的技术特点及效果：

1.通过方案的实施，1553B总线系统可以有效提高频带利用率，提高数据传输速率。

2.通过方案的实施，1553B总线系统可以在不影响原有较低速率传输信号的基础上，传输所需高速数据。

附图说明

图1本发明(一种1553B通信总线带宽扩展的接收方法)示例性实施方式。

图2本接收端发明设计图。

图3适用发射端方案图。

图4本方案的帧结构图。

图5本方案的帧结构图。

图6虚载波、实载波以及导频的位置。

图7双滑动窗口分组检测原理示意图。

图8简化的互相关算法实现。

图9峰值搜索算法的实现。

图10本发明所采用的四输出按频率抽取的基4快速傅立叶变换结构。

图11采样时钟偏差。

图12载频同步方法示意图。

图13本方案所采用的64QAM的星座点分布。

图14交织按列写入示意图。

图15交织按行读出示意图。

图16本方案加扰器原理图(串行)。

图17本发明扰码产生矩阵图(串行)。

图18本发明扰码产生矩阵图(并行)。

具体实施方式

本发明的接收端可以通过提供一种基于离散多音调制的数据传输方法及系统，以实现1553B总线的高速数据传输。

整体模块使用离散多音调制技术，离散多音调制(DMT，Discrete Multi-Tone)是多载波调制技术的典型代表，它利用子载波间的正交性实现信道划分和调制解调。与单载波调制不同，DMT的解调主要在频域完成，很多情况下不需要复杂时域均衡就可以实现无符号间干扰的信息传输。

本发明如图2、3所示，包含模拟前端、帧检测模块、符号同步模块、傅立叶变换(FFT)变换模块、块浮点模块、信道均衡模块、采样频率同步模块、动态门限的QAM解映射模块及基带处理模块。

各部分模块功能描述如下：

模拟前端及AD模块：主要功能包括以下2个方面，一个是模拟信号处理模块(AFE，AnalogFront End)，主要功能为对信号进行滤波和放大，当接收到的信号过于微弱，满足不了系统载噪比要求时，在前端要采用低噪声放大器进行放大，以提高载噪比。另一个是功能是AD转换(ADC，Analog to Digital Converter)，将模拟信号采样为数字信号，并传送给后面的模块。

帧检测模块：用来检测帧的到来情况。

符号同步模块：符号同步的任务是要准确判定各个DMT符号的开始和结束。因为已知DMT系统的一个符号由2*N个抽样值组成(N为系统的子载波数，在本发明中即4096)，符号同步即确定每个符号开始的时间。其结果用来判定各个DMT符号中用来做FFT变换的样值的范围。

傅立叶变换(FFT)模块：对符号同步后所收到的数据进行傅立叶变换。

块浮点模块：介于全浮点和全定点之间的算法。在保证减少资源使用量并重复使用傅立叶变换模块进行蝶形计算的同时，截掉不重要的前端冗余位，从而提高数据精度。

信道均衡模块：对来自上述块浮点的解调后的数据进行均衡处理，以减少反射等多径效应对信号的影响。在本发明中，通过设置训练符号来进行信道均衡，这些训练符号的内容是接收端确知的，和发端相同，接收端提取这些训练符号后即可进行信道估计。

采样频率同步模块：由于收发两端的DAC/ADC的晶振频率不可能完全同步，晶振频率漂移引起载波串扰和频域符号的相位旋转，相位旋转随时间积累而增加。在本方案中通过导频的设置，来进行采样频率同步，这些导频的位置和内容都是接收端确知的，接收端提取这些导频后即可进行采样采样频率估计。

动态门限的QAM解映射模块：动态门限的作用是将信道估计的结果，转换到QAM的判决门限上，从而使接收信号判决的值由信道均衡模块来决定。

基带处理模块：包含去除导频、解交织、位宽变换、解RS编码、解扰5个模块，他们的作用是去除非数据信息，恢复数据结构和顺序，并对数据根据差错控制编码进行纠错。

下面结合说明书附图说明本发明的具体实施方式：

图1为本1553B通信总线带宽扩展的接收方法所在位置和作用的示意图。本接收端用于接收在1553B总线上传输的高速数据。

本发明的作用是在1553B总线上同时传输1/2/4/8Mbps的数据和适用于本接收端的高速数据，并将模拟前端接收到的数据转换为高速基带数据，以达到扩大通信容量，扩大数据传送量的效果。整体接收端方案如图2所示。

1本发明适用于使用以下参数的发射机所传输的DMT信号的接收。如图3所示。

本发明使用频段20.3635MHz至49.3412MHz，如图4所示，峰值输出功率为3W，总共设置4096个子载波，其中实载波为第1390-3368个载频点，共计1979个，虚载波为第0-1389、3369-4095个载频点，共计2117个，每个子载波间隔为14.65kHz。数据长度约为68.25μs，数据符号循环前缀长度约为16.00μs，而数据符号循环后缀长度约为1.07μs，数据符号总长为85.34μs。

本发明的帧结构如图5所示，以一帧为数据单位进行接收，要求发送的数据每帧设有65个DMT符号，其中第1帧为训练符号，2至65帧为64个DMT数据符号。

每帧只设有一个训练符号，该训练符号由m序列经BPSK调制得到，选取的m序列抽头系数为[ 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0 ]，BPSK(Binary Phase Shift Keying)调制前，m序列中的0置换为-1，即[ 1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 1 -1 ]。训练符号既用于定时同步也用于信道估计，其循环前缀长度设置为16.00μs，而循环后缀长度设为1.07μs，因而训练符号总长度也为85.34μs。

每个DMT符号中设置11个导频，用于完成频偏估计。图6列举的11个导频的位置，分别位于DMT符号的第1442、1641、1830、2019、2208、2397、2586、2775、2964、3153、3343个载频点，在这些位置的子载波上，传送符号1+i，所设置的导频数据大小为一般DMT符号大小的倍。

在发射机，对数据进行加扰、RS编码、交织、QAM映射的基带处理，并且对映射后的数据进行，导频插入、傅立叶逆变换(IFFT，Inverse Fast Fourier Transformation)、添加循环扩展的操作。

加扰用来改变信息流的统计特性，在本发明发端的加扰模块采用如下的码多项式：g(x)＝x²³+x¹⁸+1所有的算法都使用模2加。在每一帧开始时，用序列“10010101000000010000000”初始化，所有的数据都进行该操作。

信道纠错模块使用里德所罗门码(RS码，Reed-solomon codes)，本发明适用于采用面向字节的RS(246，200)编码，它是RS(255，209)码的缩短码，码长是246个字节，每个DMT符号包含6个码字，其中包括200个信息字节、46个校验字节，最大可纠正23个字节的错误。

交织方式为对1968个点进行246*8的块交织，在交织之前需要对数据进行位宽转换，将8bit的数据转换为6bit的数据，其数据顺序不变。交织的过程是按行写入按列读出，采用64QAM时，应该正好每个交织块填充一个完整的DMT符号，进而提高系统抵御突发和的频率选择性衰落的能力。

映射方式采用64QAM，每6个二进制数据映射为一个点，本发明的QAM使用了格雷码(Graycode)星座图，格雷码属于可靠性编码，它的循环、单步特性消除了随机取数时出现重大误差的可能。星座图中的星座点用(I，Q)来表示，I和Q位于奇整数±1，±3，±5等位置上。待传的信息数据被映射到64QAM调制中所对应的星座点，映射过程遵循方案预定的虚位在前实位在后的原则，b5表示输入信息数据流的第一个比特信息，而b5b4b3三位决定Q路(虚部)，b2b1b0三位决定I路(实部)，具体映射数值参见表1。

表1  64QAM映射图

在使用加扰、RS(246，200)编码、246*8的块交织、64QAM映射的基础上，每个DMT符号包含的数据为1200个8位2进制信息数据，即9600个2进制信息数据。经过加扰、RS(246，200)编码后，变为1476个8位数据，其中276个数据为校验数据。之后经过8位转6位的位宽变换、246*8的块交织，得到1968个6位数据。最后经过64QAM映射，映射成1968个点。由于包含11个导频，一个DMT符号的实际数据总数为1979个。

DMT符号经过傅立叶逆变换(IFFT)处理，把频域数据符号变换为时域数据符号。

为保证数据可以有效对抗多径时延扩展，在生成的时域数据符号前后加入循环前缀和循环后缀，其中前缀为复制的每个DMT数据的最后1920个字符位于对应的DMT符号之前，约16.00μs，而后缀为复制的每个DMT数据的开头的128个字符，约1.07μs。

2本发明的模拟前端及AD模块

在本发明中，模拟前端用来对信号进行滤波和放大。使用输入接口为SMA(SubMiniatureversion A)接口，输入信号频带为20MHz～50MHz，信号增益为35dB。

前级设有一个带通滤波器，(作用是平滑滤波，同时降低对低频段的干扰)通带频率范围是2050MHz，带外衰减为40dB以上。

经过模拟前端的模拟信号通过AD转换转为数字信号，并送到下一级。

3帧检测模块，使用双滑动窗口分组检测算法

在有线条件下，能量检测算法即可完成帧检测任务。本发明采用双滑动窗口分组检测算法。双滑动窗口分组检测算法计算了两个连续滑动窗口的接收能量，基本思想是通过两个窗口中的总能量的比值作为判决变量m。

图7表示了双滑动窗口符号同步算法的流程。a_n是滑动窗口A中信号的总能量，而b_n是滑动窗口B中信号的总能量，判决变量m是两者之间的比值，选取的窗口长度L为256，即256个数据。两个窗口是相对静止的，而接收到的数据流从左到右经过窗口。当没有信号到达时，两个窗口中都是噪声，能量相当，m约等于1；当有信号开始到达的初始时刻，A窗口中的能量增加，而B窗口由于还没有信号到达能量没有增长，此时m的值开始上升；而当信号到达B窗口之后，两个窗口的能量值又变得相当，m值又回复到1附近。窗口A和窗口B的计算方法如下：

$a_n=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{n+l}\right|}^2$

$b_n=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{n+L+l+1}\right|}^2$

$m_n=\frac{a_n}{b_n}$

其中，r_n为接收到的数据，a_n是滑动窗口A中信号的总能量，而b_n是滑动窗口B中信号的总能量，m是两者之间的比值

在本发明实际运用中，各个样值的能量使用移位寄存器缓存一个窗口能量，a_n和b_n的计算依据下式进行，每来一个样值进行两次乘法运算和四次加法运算：

a_n＝a_n-1+|r_n+L-1|²-|r_n-1|²

b_n＝b_n-1+|r_n+2L|²-|r_n+L|²

当m值连续32次高于门限值，则认为有帧到来，之后记录帧的位置。

4符号同步模块，采用基于训练符号的符号同步算法

本发明采用基于训练符号的符号同步算法，该算法主要是利用训练符号良好的互相关特性，把接收端已知的训练符号样值和接收序列做滑动互相关，当已知训练符号样值和接收的训练符号对齐时便会产生一个峰值，可以通过寻找互相关的峰值位置来做精确的定时同步。该算法定时精准，通常误差不大于一个样值点。

帧检测算法检测到有帧到来后启动符号同步算法：

$\mathrm{Corr}\left(d\right)=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r(d+k)\⊕\mathrm{short}\left(k\right)$

其中，short(k)为已知样值序列，r(k)是接收序列，d为接受序列位置，k为训练符号位置。

本发明的训练符号由m序列调制而成，前文已述，训练符号的循环前缀多达2500个样值点，大于训练符号长度的四分之一。在接收端，训练符号及其循环前缀都是已知样值序列，由于循环前缀最初的样值易受信道环境的影响而产生畸变，本发明用训练符号的循环前缀的后2048个样值实现符号同步。

然而，由于本系统子载波较多，样值接收频率高达120M，上述算法每接收一个样值都要做2048次乘法运算，如此庞大的运算量不论硬件还是软件都不易实现。而且判决门限随信道增益变化，难以掌握。因此本发明对该算法进行简化。简化的算法对本地序列和接收序列都做二值化处理，即将大于零和小于零的样值分别量化为+1和-1，然后再进行互相关运算。此外，为简化计算量，才去进一步的简化措施“亚取样”，即每8个比特中取一个和本地序列进行相关运算。简化后的算法可表示如下：

其中，r′(d+M·k)和short′(M·k)分别为二值化后的接收序列和本地序列，d为接受序列位置，k为训练符号位置，M为序列间隔，设置为8。

在本发明中，对经过简化后的本地序列和接收序列做同或运算，再将结果通过多级加法器相加。如果在4096个样值内得到互相关峰值，即完成同步。否则认为帧检测算法产生虚警，重新开始帧检测。

在本发明实际运用中，先建立一组移位寄存器，把接收样值的符号位依次读入寄存器。移位寄存器每隔M位拉一个抽头与本地序列比较，每次移位都比较一次，结果相同输出1，反之输出0，用一个计数器统计1的个数，如图8所示。由于运算简单，这种符号同步速度极快。由于简化后的相关结果取值有确定的范围，较容易设置固定门限，在本发明中，门限根据不同位置情况而定，因为不同距离信号衰减程度和反射程度不一样。

峰值搜索算法实现方法如图9所示。将计数器输出的结果存入移位寄存器，移位寄存器中间的数据与在其之前和之后的N个数据比较，把比较结果存入一组寄存器。当该组寄存器的所有单元均为“1”时，即认为中间的数据为峰值。如果该值也大于已设定的固定门限，那么该点就是符号同步位置。

5按频率抽取的基4快速傅立叶变换(FFT变换)模块

同步所得的信号包括多个频率分量，多个频率分量所包含的数据有所发送的原始信息，所以需要想快速傅立叶变换(FFT)调制器提供所编码的信息。在本发明中，如图2所示，FFT把信号从时域转换到频域。如图10所示，模块采用四输出为单位的FFT引擎结构，对2N个点，即8192个点执行快速傅立叶变换，FFT变换的数据精度为18比特。

图10为FFT变换的方法图。具体实施方式是以每4个复数数据为单位储存到寄存器中，FFT模块并行取出数据，并进行按频率抽取的基4蝶形运算，之后由于按频率抽取的基4蝶形分解固有的数学特性，只需要用3个复数乘法器即可实现3旋转因子乘法作用在蝶形运算输出结果上。为了实现所计算值的最大有效范围，还需要使用块浮点单元并行地对输出结果进行评估，块浮点单元在本发明的后文进行阐述。

6块浮点模块和数据匹配模块

块浮点单元作用是介于浮点和定点之间的算法。保证减少资源使用量而重复使用FFT模块蝶形计算后，截掉不重要的前端冗余位。位于FFT模块之后，对每次FFT计算结果进行调整。

在本发明中，块浮点单元的具体操作是，判定数据前端的冗余位，若前端数据有冗余，例如“11”或者“00”等，则先进行删除，反之如果没有，则删除后面的多余位，以提高数据精度，并将结果标记为exp。

块浮点单元算法可表示为：

data_out＝data_in·2^-exp

其中data_in为模块输入数据，data_out为模块输出数据，exp为精度数据。

在每个块浮点模块之后设置一个数据匹配模块根据块浮点单元计算结果，缩短(Scaling)数据。缩短数据在发明中使用状态机实现，根据exp值的大小对数据进行移动。

7信道估计与频域均衡模块，采用基于训练符号的信道均衡算法

当循环前缀扩展大于信道冲击响应长度时，可将信道与信号的线性卷积运算近似为循环卷积，从而消除了符号间和符号内部的ISI(Inter-Symbol Interference)，慢时变信道对信号的影响只是乘上了信道在该子载波信道的响应。

符号同步后可知各个符号去起始位置，第一个符号为训练符号，删除其循环扩展后，将该符号进行FFT变换，得到接收训练符号Yk，Yk是信道增益Hk与训练符号Xk加上噪声Yk的结果：

Y_k＝H_kX_k+W_K

按照最小二乘算法，信道增益可以计算为：

${\hat{H}}_{k,\mathrm{LS}}=H_k+W_k{X}_k^{-1}$

其中Xk为收端已知的训练符号。采用最小二乘算法时，由于训练符号的元素全部为实数，且取值简单仅有-1和+1两种，计算时只需按照子信道的训练符号的符号(-1和+1)对经过FFT变换后训练符号取反操作或者保持，即是信道估计的结果。这样一次信道估计的运算平均到每个子载波一次逻辑取相反数的运算，计算复杂度较低。得到后将其存储，用于练符号之后的所有符号的频域均衡操作。

训练符号之后的符号在删除循环扩展和FFT变换后，用对接收到的频域符号Y_k进行频域均衡，这里是复数，而且位置在分母，需要用等价运算转化到分子上：

${\hat{X}}_k=Y_k/{\hat{H}}_k=Y_k\·{\hat{H}}_k*/{\left|{\hat{H}}_k\right|}^2$

8采样频偏估计与补偿，采用基于导频的频偏估计算法

在本发明中，由于发送端共设置了11个导频点，导频的作用是让接收端对采样频偏进行估计，并补偿，如图11所示，频偏估计和补偿的作用是消除实际与理论采样时钟偏差所对采样结果造成的影响。由于晶振等因素的影响，理想的抽样位置和接收端实际的抽样位置通常有一些抽样间隔偏移，此外定时位置也有可能对抽样的位置造成一定的偏移影响。在实际采样中，采样时钟偏差的影响与子载波序号相关，在本发明中，使用最小二乘法来计算偏移度。导频点的值在本发明中设为1+i，比一般的点大一且接收端已知，这些点位于第1442，1641，1830，2019，2208，2397，2586，2775，2964，3153，3343个载频点。

在本发明中，将接收到的序列和已知的导频信息相对比，使用Cordic模块计算出频偏差，再使用Cordic对偏差进行矫正，如图12所示。

具体实现方法为，对12个导频符号最小二乘计算偏移程度，并确定是否需要调整符号同步位置，若需要，则反馈回符号同步模块，调整FFT变换窗的位置。

当时，若S_m＞0，下一个FFT变换窗应延后一个样值；若S_m＜0，下一个FFT变换窗应提前一个样值。

9动态门限的QAM解映射模块及相关的基带处理

9.1频域均衡的输出及去除导频

在本发明中，通过信道估计模块，可得到信道增益函数并将其存储，用于训练符号之后的所有符号的频域均衡操作。训练符号是帧结构中最前面的部分，在本方案中调制端的帧结构依次为训练符号、信息数据区，如图5所示。

训练符号之后的符号在删除循环扩展和FFT变换后，用对接收到的频域符号Y_k进行频域均衡，这里是复数，而且位置在分母，需要用等价运算化到分子上：

${\hat{X}}_k=Y_k/{\hat{H}}_k=Y_k/\left(\right|H_k|\·e^{\mathrm{\θ}})$

${\hat{X}}_k=Y_k/{\hat{H}}_k=Y_k\·{\hat{H}}_k*/{\left|{\hat{H}}_k\right|}^2$

本发明中基带接收部分所采用的方法是对分子分母同时乘以共轭的处理，如上面所示。相比于其他方法，本方法相对容易。但由于乘后的分母需要用到除法器，而除法器在实现时通常需要消耗大量资源，为了在运算中避免除法运算，决定在本发明中采用等效处理的方法。具体是把均衡器的除法，等效变换为对星座图判决门限的乘法。

在频域均衡和频偏调整两个模块之后，对发端设置的11个用于接收信号的导频进行删除，图6中列举的11个导频的位置，在这些位置的子载波上，传送符号1+i。

去除导频的具体操作即通过计数器将这些导频所在位置的使能信号清除。以使系统传输和处理的数据为有效信息数据。

9.2  64QAM解映射

DMT系统的子载波调制方式有许多种，参数的选择也关系到系统的性能，在本1553B通信总线带宽扩展的接收方法中，使用更适合DMT系统的QAM调制。于是，本发明选取了正交幅度调制(M-QAM)作为数字调制解调的映射方式，具体使用的是64QAM映射。

为了使错误最小化，如图13所示，本发明的QAM使用的是格雷码星座图，格雷码属于可靠性编码，它的循环、单步特性消除了随机取数时出现重大误差的可能。

64QAM解映射实现的实质是一个对接收数据划分区域进行判决的过程。与映射时的星座图相同，根据本方案的64QAM星座图，按照虚位在前实位在后的映射规则，在实虚两轴上的正负两边分别设置2、4、6三个门限，从而把坐标系分成64个网格。通过设置加法器进行计算和设置寄存器以保证同步，从而生成各门限。之后对数据所在范围进行判断，待解调的数据只要落在相应区域内，就可以判决为相应的数值。

9.3解交织模块

有本发明前文所述的发送端采用了规则的块交织技术，所以本发明也采用块交织技术对信号进行解交织，即对随机存储器(RAM，Random Access Memory)的读和写进行列进行出。由于接收到的数据目前为以1968为单位的数据，故接收端采用和发端相同的交织方式以保证交织的数据能完整恢复，用于交织器的RAM设计为246×8＝1968 bit的容量。

在基带解调部分中，按照输入的基带调制部分的逆规则进行数据的处理。因此，解交织器的设计与交织器类似，只是将打乱顺序的字节回复为原始码字。在这里有两种实现方法，一种为RAM功能不变，将读写顺序改变。另一种为RAM行列长度改变，读写顺序不变。这两种方法没有实质的差别，但由于后者更易实现，所以本方案采用后者，长和宽的大小变更为246行和8列，每个单元依然存储一个数据。

在本发明中，解交织的具体过程为假设进入交织器的一组数据流：r表示行(row)、c表示列(colomn)，则数据按列写入RAM的顺序为：r1c1，r2c1，r3c1，……，r245c1，r246c1，r1c2，r2c2，……，r1c8，r2c8，……，r245c8，r246c8；按列从RAM中读出的顺序为：r1c1，r1c2，……，r1c7，r1c8，r2c1，r2c2，……，r246c7，r246c8。

图14和15给出了交织模块按列写入按行读出的示意图。

在交织模块之后，数据需要由6位转为8位，在本发明中，处理方法为将1968个6位数据，每4个进行合并，再分为3份，并依次输出。所得到的结果即8位数据，一共1476个。

9.4解信道编码(解RS码)

在本发明中，信道纠错模块为保持和发端一致，使用里德所罗门(RS，Reed-solomoncodes)码，本发明的发端采用面向字节的RS(246，200)编码，它是RS(255，209)码的缩短码，其中包括200个信息字节、46个校验字节，最大可纠正23个字节的错误，因此收端的本解码器使用面向字节的RS(246，200)解码。

9.5并行解扰码器

源数据(比如图像)之间往往有一定的相关性，这种相关性往往会导致过高的峰均功率比(图中上方折线)。加扰解扰对于方案的重大意义在于取消数据间相关性，使数据随机化，进而得到可以预测的峰均功率比。

在本发明中，不采用串行扰码，而采用8位并行扰码，所谓并行扰码，是指伪随机序列发生器同时给出多位伪随机码，与到来的多路并行数据信息进行异或运算，同时产生多位加扰的数据信息输出。这样的并行扰码，为我们的发明设计提供了方便，因为如果不使用并行扰码，则需要对原始的数据进行8位的并/串转换，最终通过普通的串行扰码器，对数据进行加扰。而对于给定的数据信息流，经并行扰码后再进行并/串变换所产生的码字应与直接串行扰码所产生的码字完全一致。为了验证串行扰码和并行扰码产生的码字完全一致。

在生成扰码的实现方法中，矩阵法是一种实现并行扰码的很好的方法。矩阵法一般用来实现并行路数小于串行扰码器阶数的并行扰码器。本方案使用的就是矩阵法实现。

为此，本发明为和发端保持一致，使用23阶伪随机序列原理图，如图16所示。解扰算法按下面的方程所表示的算法，其码生成多项式g(x)为：

g(x)＝x²³+x¹⁸+1

在每个帧开始时，用序列“10010101000000010000000”初始化。

在上文中提到伪随机序列发生器可以用生成多项式来表示，此外上它也可以用矩阵来表示。在本发明中的23阶伪随机序列发生器，若以矩阵的形式表示，可以表示为如图17所示矩阵。

而在本发明中对所处理信号进行8路并行解码，要求伪随机序列发生器同时给出8路并行序列，一个并行(8bit周期)之后，伪随机序列发生器的状态由S_n转移至S_n+1，所以收端的矩阵通过公式S_n+1＝T⁸·S_n的计算可得并行处理转移矩阵T。图18所示矩阵即本发明中解扰模块所使用的转移矩阵。

Claims (6)

1.一种1553B通信总线带宽扩展的接收方法，其特征是，包括下列方法子模块：模拟前端及AD模块、帧检测模块、符号同步模块、傅立叶变换FFT模块、块浮点模块、信道均衡模块、频偏同步模块、动态门限的正交幅度调制(QAM,Quadrature Amplitude Modulation)解映射模块以及基带处理模块；其中： 

模拟前端及AD(AD,Analog to Digital)模块：用来对信号进行滤波和放大，将模拟信号采样为数字信号； 

帧检测模块：用来检测数据帧的到来情况； 

符号同步模块：符号同步的任务是要准确判定各个离散多音调制(DMT,Discrete Multi-Tone)符号的开始和结束，符号同步的结果将用来判定各个DMT符号中用来做傅立叶变换(FFT)模块的样值的范围； 

傅立叶变换FFT(FFT,Fast Fourier Transformation)模块：对来自上述符号同步模块接收的多载波数据进行傅立叶变换，其傅立叶变换FFT模块的结果将用来解调符号中的各个子载波； 

块浮点模块：介于浮点和定点之间的算法模块，截掉不重要的冗余位； 

信道均衡模块：对解调后的数据进行均衡处理； 

频偏同步模块：提取发送端在特定位置插入的离散的导频后，进行采样频偏估计，并使用坐标旋转数字计算机(Cordic，Coordinate Rotation Digital Computer)算法对数据进行处理； 

动态门限的正交幅度调制(QAM,Quadrature Amplitude Modulation)解映射模块：动态门限的作用是将信道均衡模块对信道估计的结果，转换到QAM的判决门限上，从而避免复杂的除法运算； 

基带处理模块：包含频域均衡的输出及去除导频、解交织、解RS编码、解扰部分，作用是对数据进行纠错，并恢复基带原始数据。 

2.如权利要求1所述的1553B通信总线带宽扩展的接收方法，其特征是，在帧检测模块中，采用双滑动窗口分组检测算法，即计算两个连续滑动窗口的接收能量，通过两个窗口中的总能量的比值作为判决变量m，当m值连续32次高于门限值，则认为有帧到来，之后记录帧的位置。 

3.如权利要求1所述的1553B通信总线带宽扩展的接收方法，其特征是，符号同步模块具体是：采用简化后的基于训练符号的符号同步算法,具体表示如下： 

其中，r'(d+M·k)和short'(M·k)分别为二值化后的接收序列和本地序列，d为接收序列位置，k为训练符号位置，M为序列间隔； 

对经过简化后的本地序列和接收序列做同或运算，再将结果通过多级加法器相加；如果在4096个样值内得到互相关峰值，即完成同步；否则认为帧检测算法产生虚警，重新开始帧检测。 

4.如权利要求1所述的1553B通信总线带宽扩展的接收方法，其特征是，块浮点模块具体操 作是，判定数据前端的冗余位，若前端数据有冗余则先进行删除，反之如果没有，则删除后面的多余位，以提高数据精度，并将结果标记为exp；块浮点单元算法可表示为： 

data_out＝data_in·2^-exp

在块浮点模块之后设有一个数据匹配模块，数据匹配模块根据块浮点单元计算结果，对数据进行缩短。 

5.如权利要求1所述的1553B通信总线带宽扩展的接收方法，其特征是，信道均衡模块具体为，符号同步后可知各个DMT符号的起始位置，第一个符号即为训练符号，删除扩展后，将该符号进行FFT变换得到接收训练序列Y_k，Y_k是信道增益H_k与训练序列X_k加上噪声W_k的结果： 

Y_k＝H_kX_k+W_k

按照最小二乘算法，接收端对信道增益的估计结果可以表示为： 

其中X_k为收端已知的训练序列，得到后将其存储，用于训练符号之后的所有符号的频域均衡操作； 

训练符号之后的符号在删除循环扩展和FFT变换后，用对接收到的频域符号Y_k进行频域均衡，这里是复数，而且位置在分母，需要用等价运算转化到分子上： 

把均衡器的除法，等效变换到对星座图的判决门限的乘法，进而使QAM的判决门限变为动态门限，从而实现信道均衡； 

频偏同步模块具体为，将接收到的序列和已知的导频信息相对比，使用Cordic模块计算出频偏差，再使用Cordic对偏差进行矫正，具体实现方法为，对12个导频符号最小二乘计算偏移程度，并确定是否需要移位； 

若N为系统子载波个数，则同一帧中的后一个DMT符号做FFT的范围应该整体延后1个样值 ；

若则同一帧中的后一个DMT符号做FFT的范围应该整体提前1个样值。 

6.如权利要求1所述的1553B通信总线带宽扩展的接收方法，其特征是，选取门限幅度不恒定的正交幅度调制M-QAM作为数字调制解调的映射方式，具体使用的是64QAM；64QAM采 用格雷码(Gray code)星座图，星座图中的星座点位置用(I，Q)来表示，映射与解映射过程都遵循方案预定的虚位在前实位在后的原则，b5表示输入信息数据流的第一个比特信息，而b5b4b3三位决定Q路虚部，b2b1b0三位决定I路实部；在实虚两轴上的正负两边分别设置2、4、6三个门限，从而把坐标系分成64个网格；通过设置加法器进行计算和设置寄存器以保证同步，从而生成各门限；之后对数据所在范围进行判断，待解调的数据只要落在相应区域内，就可以判决为相应的数值； 

解交织采用了规则的块交织技术，对随机存储器(RAM,Random Access Memory)的读和写进行列进行出；

解信道编码采用面向字节的RS(246,200)解码； 

解扰算法按下面的方程所表示的算法，其码生成多项式g(x)为： 

g(x)＝x²³+x¹⁸+1 

在每个帧开始时，用序列“10010101000000010000000”初始化； 

伪随机序列发生器用矩阵来表示； 

而在本发明中对所处理信号进行8路并行解码，要求伪随机序列发生器同时给出8路并行序列，一个并行8bit周期之后，伪随机序列发生器的状态由S_n转移至S_n+1，所以收端的矩阵通过公式S_n+1＝T⁸·S_n的计算可得并行处理转移矩阵T。