CN109861939B - 一种oqpsk频域均衡无线数据传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种OQPSK频域均衡无线数据传输系统及方法，包括发射端和接收端，发射端包括OQPSK调制模块、训练序列插入模块、前导序列插入模块以及成型滤波模块；接收端包括匹配滤波模块、帧同步模块、频偏估计及修正模块、均衡模块以及OQPSK解映射模块。设置OQPSK模块，OQPSK为恒包络技术，拥有较小的PAPR，具有较高的频带利用率及高功率等特性，降低了发射端功率放大器的设计要求，同时降低了功率放大器的设计成本；设置均衡模块去除符号间的干扰，提供抗多径干扰能力，同时相比于同样拥有抗干扰能力的直扩通信拥有更高的信息传输速率，能同时满足高速+抗多径干扰的无线通信需求。

Description

一种OQPSK频域均衡无线数据传输方法

技术领域

本发明属于通信领域，涉及一种OQPSK频域均衡无线数据传输系统及方法。

背景技术

目前，随着社会的进步以及科技的快速发展，人们对无线通信的速度以及准确度的要求越来越高，尤其在无人机等行业对高清图传无线通信系统的需求越来越多。在无线通信过程中，电磁波在自由空间中传播会遇到各种障碍物，从而产生折射、反射、散射等现象，这些现象会导致电磁波从发射端到接收端产生多条路径，由于每条路径的传输延迟及衰落大小不同，形成了无线通信中的多径干扰。多径干扰会导致接收机无法解调出正确的发送信息，造成通信误码甚至通信失败。

为了解决通信过程中的多径干扰问题，现有两种较为成熟的解决方案，正交频分复用(OFDM)技术和单载波均衡技术。OFDM属于多载波调制技术，发射端通过将数据信息调制在多个正交载波上，从而减小码间串扰，达到抗多径干扰的目的。但是多载波调制对多普勒频偏以及相位噪声敏感，同时拥有较高的峰平比(PAPR)，降低了发射前端的功率放大器工作效率，进而提高了功率放大器的设计要求与设计成本。同时，OFDM为多载波调制技术，故其在接收端进行数字解调的过程较为复杂，相对于单载波解调更难实现。

单载波均衡技术拥有相对于OFDM调制更低的PAPR，故对功率放大器的要求降低。但是，由于常用的单载波调制方式(如QPSK等)并不是恒包络调制，其调制后通过带通滤波包络起伏较大，甚至产生过零包络，尽管其PAPR相比于OFDM系统低，但是相对于功率放大器的设计要求仍然是难以接受的。

发明内容

针对现有技术中存在的问题，本发明提供一种OQPSK频域均衡无线数据传输系统及方法，在具有抗多径干扰能力的同时，降低了发射信号的 PAPR，从而降低了功率放大器的设计要求，并且设计难度小，运算过程简单，资源消耗少，降低了工程实现的复杂度与成本。

本发明是通过以下技术方案来实现：

一种OQPSK频域均衡无线数据传输系统，包括发射端和接收端，发射端包括OQPSK调制模块、训练序列插入模块、前导序列插入模块以及成型滤波模块；接收端包括匹配滤波模块、帧同步模块、频偏估计及修正模块、均衡模块以及OQPSK解映射模块；

OQPSK调制模块，用于对待发送的信息数据进行OQPSK调制；

训练序列插入模块，用于接收OQPSK调制模块调制的数据并在数据前插入训练序列；

前导序列插入模块，用于接收训练序列插入模块插入训练序列后的数据并在数据前端插入前导序列；

成型滤波模块，用于接收前导序列插入模块插入前导序列的组帧数据并进行成型滤波；

匹配滤波模块，用于接收成型滤波模块发送的基带数据并进行匹配滤波；

帧同步模块，用于接收匹配滤波模块发送的数据并与本地前导序列进行互相关操作完成帧同步；

频偏估计及修正模块，用于接收帧同步模块发送的数据并进行频偏估计及修正；

均衡模块，用于接收频偏估计及修正模块修正后的数据并进行均衡；

OQPSK解映射模块，用于接收频域均衡模块均衡后的数据并进行OQP SK解映射，得到接收数据。

优选的，均衡模块采用频域均衡器。

一种OQPSK频域均衡无线数据传输方法，包括如下步骤：

步骤1，发射端发送信号：

步骤1.1，对待发送的信息数据进行OQPSK调制，生成同相、正交两路待发送数据；

步骤1.2，在同相、正交两路待发送数据前插入训练序列；

步骤1.3，在同相、正交两路待发送数据的训练序列前插入前导序列，完成通信帧组帧；

步骤1.4，对数据帧进行成型滤波后，发射至接收端；

步骤2，接收端接收信号：

步骤2.1，接收基带数据并与本地前导序列的互相关运算，寻找出帧同步头的位置；

步骤2.2，利用步骤2.1互相关运算的相关值峰值，对接收信号进行多普勒频偏估计后修正多普勒频偏；

步骤2.3，利用训练序列进行信道估计，完成均衡；

步骤2.4，对均衡后的数据块进行OQPSK解映射，完成信息数据的接收。

优选的，步骤1.3中，通信帧采用BPSK+OQPSK的方式组成，其中，前导序列以及训练序列采用BPSK的调制方式，数据块采用OQPSK的调制方式。

优选的，步骤1.3中通信帧格式为：前导序列为2个周期长度为256bit 的PN码序列，训练序列为长度128bit的PN码序列；数据块长度2048bit。

进一步的，步骤2.2，具体为：由于前导序列由2个长度为256bit的P N码组合而成，在帧同步过程中会求解出两个相关值峰值，第一组相关值峰值记为I_cd和Q_cd，第二组相关值峰值记为I_c和Q_c，求得点积 P_dot＝I_c×I_cd+Q_c×Q_cd，叉积P_cross＝I_c×Q_cd-Q_c×I_cd；采用基于叉积、点积的四象限反正切鉴频器求得多普勒频偏为

其中，t1为第一组相关值峰值时间信息，t2为第二组相关值峰值时间信息，则t2-t1为两组相关值峰值之间的时间差值；求出基带数据的多普勒频偏后，通过数字载波生成器生成多普勒频率的本地载波，与基带数据进行混频并通过低通滤波器剥离多普勒频偏，完成频偏修正。

优选的，步骤2.3中，均衡采用频域均衡方式。

进一步的，频域均衡基于最小均方误差准则进行：

步骤2.31，对数据块进行傅里叶变换，将其变换至频域，记为 Y(k)＝W_Ny(n)，其中，y(n)为接收到的基带数据，W_N表示N点FFT运算；

步骤2.32，对信道冲击响应进行傅里叶变换，将其变换至频域，记为 H(k)＝W_Nh(n)，其中，H(k)为信道频域冲击响应，h(n)为信道冲击响应；

步骤2.33，求解信道的噪声方差σ²；

步骤2.34，完成MMSE频域均衡，即

其中， H^*(k)为信道频域冲击响应的共轭，σ²为信道的噪声方差。

步骤2.35，将频域均衡后的数据进行傅里叶逆变换，将其变换回时域，记为

其中，

表示N点IFFT运算。

进一步的，步骤2.32中，在每个数据块的前端与后端均有训练序列，采用前后训练序列做差的方法描述信道变化，求解信道冲击响应。

进一步的，步骤2.33，求解信道的噪声方差：首先将训练序列转换至频域，即U_i(k)＝W_NU_i(n)，U_i-1(k)＝W_NU_i-1(n)，其中U_i(n)为接收到的训练序列， i为训练序列标号，即i＝0,1,…Num，Num为一个通信帧包含的数据块个数， W_N表示N点FFT运算，U_i(k)为转换至频域的训练序列；得到频域训练序列后求解其均值，记为M_i(k)＝(U_i(k)+U_i-1(k))/2，根据方差的求解公式得到信道的噪声方差为

与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

本发明所述的系统，设置OQPSK模块，OQPSK为恒包络技术，拥有较小的PAPR，经过非线性功率放大器后不会产生明显的频谱扩展，具有较高的频带利用率及高功率等特性，降低了发射端功率放大器的设计要求，同时降低了功率放大器的设计成本。设置均衡模块去除符号间的干扰，提供抗多径干扰能力，同时相比于同样拥有抗干扰能力的直扩通信拥有更高的信息传输速率，能同时满足高速+抗多径干扰的无线通信需求。本发明系统在具有抗多径干扰能力的同时，降低了发射信号的PAPR，从而降低了功率放大器的设计要求，并且设计难度小。

进一步的，目前常用的均衡器为时域均衡器，时域均衡处理过程复杂，运算量大，工程实现时资源消耗较大，增加了工程实现的难度及成本。本发明采用频域均衡器，运算过程简单，资源消耗少，降低了工程实现的复杂度与成本。

本发明方法采用了OQPSK的恒包络调制技术，拥有较小的PAPR，经过非线性功率放大器后不会产生明显的频谱扩展，具有较高的频带利用率及高功率等特性，降低了发射端功率放大器的设计要求，同时降低了功率放大器的设计成本。利用均衡方法去除符号间的干扰，提供抗多径干扰能力，同时相比于同样拥有抗干扰能力的直扩通信拥有更高的信息传输速率，能同时满足高速+抗多径干扰的无线通信需求。本发明方法具有高速、高准确性，同时具有抗多径干扰能力。

进一步的，采用BPSK+OQPSK的调制方式。前导序列采用BPSK的调制方式，相比OQPSK方式降低了接收端帧同步检测的复杂度；同时，数据块采用OQPSK的恒包络调制技术，拥有较小的PAPR，降低了发射端功率放大器的设计要求和设计成本。

进一步的，利用前导序列帧同步检测时求出的相关值峰值，进行多普勒频偏估计，并且通过混频+滤波的方式剥离多普勒频偏，完成频偏修正。在未提高设计的复杂程度的条件下(未使用导频序列进行频偏估计)，去除了多普勒频偏，提高了接收端的解调信噪比，进一步提高了接收端的接收灵敏度。

进一步的，采用频域均衡的实现方式，其相比于传统的时域均衡技术，大大降低了运算的复杂度以及资源消耗。

进一步的，采用基于MMSE准则频域均衡的实现方式，相比于ZF(迫零)等均衡准则，拥有更佳的解调性能，更能满足实际的工程实现时的需求。

附图说明

图1OQPSK频域均衡无线数据传输方法框图。

图2通信帧结构图。

图3OQPSK相位跳转图。

图4发射端处理流程图。

具体实施方式

下面结合具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。

OQPSK为偏移正交相移键控，是由QPSK(正交相移键控)的基础上改进而成的一种恒包络技术，在实际的带限通信系统中，其包络起伏小，经过非线性功率放大器后不会产生明显频谱扩展，具有较高的频带利用率及高功率等特性。

均衡器是在基带系统中插入滤波器用于补偿一定时间内信道幅频及相频特性发生的变化，从而从信道的角度消除码间串扰，抑制多径干扰。时域均衡器是在时域进行卷积完成均衡处理，而频域均衡是在频域进行乘积完成均衡处理，故频域均衡比时域均衡复杂度要低很多。

本发明系统采用BPSK+OQPSK的单载波调制方式，其中同步头采用 BPSK调制方式，数据段采用OQPSK调制方式；均衡器采用频域均衡的方法。同步头采用BPSK调制方式可以降低接收端同步检测的设计难度； OQPSK为恒包络单载波调制方式，其拥有较低的PAPR，降低功率放大器设计要求，降低了功率放大器的设计成本；频域均衡相比于时域均衡降低了运算的复杂度，更易于实际的工程实现。

本发明所述的OQPSK频域均衡无线数据传输方法，包括如下步骤，

发射端发送信号给接收端：

步骤1，对待发送的信息数据进行OQPSK调制，生成同相、正交两路待发送数据；

步骤2，在同相、正交两路待发送数据前插入训练序列；

步骤3，在同相、正交两路数据的训练序列前插入前导序列，完成通信帧组帧。

步骤4，对数据帧进行成型滤波；

接收端接收发射端发送的信号：

步骤1，接收发射端发送的基带数据，通过基带数据与前导序列的互相关运算，寻找出帧同步头的位置；

步骤2，利用互相关运算的相关值峰值，对接收信号进行多普勒频偏估计后修正多普勒频偏；

步骤3，利用训练序列进行信道估计，后完成基于MMSE准则(最小均方误差准则)的频域均衡；

步骤4，对均衡后的数据块进行OQPSK解映射，完成信息数据的接收。

本发明设计通信帧帧格式见附图2所示。通信帧采用BPSK+OQPSK的方式组成，其中前导序列以及训练序列采用BPSK的调制方式，数据块采用 OQPSK的调制方式。BPSK调制技术相比于OQPSK调制技术拥有更为简易的检测方法，不需要进行OQPSK去延迟解映射的步骤，可有效的简化利用前导序列检测帧同步以及利用训练序列进行信道估计；数据块采用OQPSK 调制技术可以避免因为相位跳转导致过零(即去除I、Q同时翻转的现象)，使得数据块经调制后成为恒包络信号，降低峰平比(PAPR)，经过非线性功率放大器后不会产生明显频谱扩展，具有较高的频带利用率及高功率等特性，从而降低了发射端对功率放大器件的设计要求，更易于工程实现。OQPSK 相位跳转图见附图3所示。

本发明中采用均衡器完成数据接收。在衰落信道下，定义如下关系：

其中x(n)为发送的信息数据，h(n)为信道冲击响应，z(n)为噪声，y(n)为接收到的基带数据。由上式可以得到，均衡需要进行卷积运算，由于在时域的卷积等效于频域的乘积，故采用频域计算虽然增加了FFT与IFFT的运算，但是卷积运算变成的乘积运算，运算量大大降低，故本发明设计中采用了频域均衡器。

均衡算法通常采用迫零(ZF)或最小均方误差(MMSE)准则。对于线性方程组Y＝H×X+Z，其迫零(ZF)估计为X_ZF＝(H^*H)^-1H^*Y，其最小均方误差(MMSE)估计为

其中

为噪声方差，

为信号方差。当信噪比较高时，H^*H远远大于

此时ZF估计基本等同于MMSE估计；当信噪比较低时，ZF估计相比于MMSE估计缺少了相对较大的噪声

在MMSE估计中该噪声被有效的抑制，其估计结果好于 ZF估计。由于在实际的通信过程中，很多情况下是在低信噪比下完成通信，故本发明设计中选取最小均方误差准(MMSE)进行估计。

具体实施例如下。

图1为OQPSK频域均衡无线数据传输方法流程框图，可知，本发明系统主要由发射端、接收端两部分组成，其中发射端包括OQPSK调制模块、训练序列插入模块、前导序列插入模块以及成型滤波模块；接收端包括匹配滤波模块、帧同步模块、频偏估计及修正模块、频域均衡模块以及OQPSK 解映射模块。

发射端处理流程见图4所示。具体流程为：

在发射端首先OQPSK调制模块将输入的信息数据进行串并转换后，I 支路数据直接输出，Q支路数据延迟半个符号周期输出，即完成OQPSK调制；训练序列插入模块收到OQPSK调制数据后，将本地存储的训练序列读出，插入到调制数据前端后，输出到前导序列插入模块；前导序列插入模块接收到插入训练序列后的发送数据后，将前导序列插入到数据前端，完成发送帧的组帧后，输出至成型滤波模块；在成型滤波模块，发送数据帧通过根升余弦滚降滤波器后完成成型滤波，发射至接收端，其中，根升余弦滚降滤波器滚降系数选取为0.5，即发射信号带宽为符号速率的1.5倍。

本发明设计的通信帧帧格式见图2所示。其中，前导序列为2个周期长度为256bit的PN码序列组成，用于帧同步判定以及频偏修正；训练序列为长度128bit的PN码序列，用于信道估计以及信道噪声方差的估计；数据块长度2048bit。一个通信帧所含的数据块可根据需求进行定制。

接收端的处理流程为：

匹配滤波模块在接收到正交解调后的I、Q支路数字基带数据后进行匹配滤波，匹配滤波器采用与发送端成型滤波器相同；

成型滤波后的I、Q支路数据输入至帧同步模块，帧同步模块与本地前导序列进行互相关操作。前导序列为长度为256bit的PN码，故此处相关值计算积分长度选取为256点，即相关值表达式记为

其中p(k)为本地的前导序列，y(n)为输入基带数据。当相关值大于检测门限后，认为前导序列检测有效，为完成帧同步，进一步的向后搜索512个相位的相关值，其中最大峰值的位置即为帧同步位置。

频偏估计及修正模块进行频偏修正，具体为：由于前导序列由2个长度为256bit的PN码组合而成，故在帧同步过程中，会求解出两个相关值峰值，两个相关值峰值之间距离为256个点。记第一组相关值峰值为I_cd、Q_cd，第二组相关值峰值为I_c、Q_c，求得点积P_dot＝I_c×I_cd+Q_c×Q_cd，叉积 P_cross＝I_c×Q_cd-Q_c×I_cd；采用基于叉积、点积的四象限反正切鉴频器求得多普勒频偏为

其中，t1为第一组相关值峰值时间信息，t2为第二组相关值峰值时间信息，则t2-t1为两组相关值峰值之间的时间差值，即256符号周期。求出基带数据的多普勒频偏后，通过数字载波生成器生成多普勒频率的本地载波，与基带数据进行混频并通过低通滤波器，剥离多普勒频偏完成频偏修正。

频偏修正后的基带数据输入到均衡模块进行频域均衡处理。基于 MMSE准则的频域均衡主要分为以下四个步骤：

第一，对数据块进行快速傅里叶变换，将其变换至频域，记为 Y(k)＝W_Ny(n)，其中W_N表示N点FFT运算。

第二，对信道的冲击响应进行快速傅里叶变换，将其变换至频域，记为 H(k)＝W_Nh(n)，其中W_N表示N点FFT运算。

第三，求解信道的噪声方差σ²。

第三，完成MMSE频域均衡，即

其中H^*(k) 为信道频域冲击响应的共轭，σ²为信道的噪声方差。

第四，将频域均衡后的数据进行快速傅里叶逆变换，将其变换回时域，记为

其中

表示N点IFFT运算。

根据图2所示，在每个数据块的前端与后端均有训练序列，记为U_i(n)，其长度为128bit,即n＝0,1,…127，i为训练序列标号，即i＝0,1,…Num， Num为一个通信帧包含的数据块个数。本发明采用前后训练序列做差的方法描述信道变化，求解信道冲击响应，即h_i(n)＝U_i(n)-U_i-1(n)。信道时域冲击响应进行FFT转换为频域冲击响应，即H_i(k)＝W_Nh_i(n)，由于数据块长度为2048，故此处N＝2048，即对128点时域冲击响应进行2048点的FFT 转换至频域。

为了求解噪声方差，首先将训练序列转换至频域，即U_i(k)＝W_NU_i(n)， U_i-1(k)＝W_NU_i-1(n)，其中N＝2048，得到频域训练序列后求解其均值，记为 M_i(k)＝(U_i(k)+U_i(k))/2。根据方差的求解公式得到频域的噪声方差为

待频域均衡完成后，得到了均衡后的I、Q两路数据。由于在发射端对数据进行了OQPSK调制，故需要对均衡后的数据进行解映射，即I支路数据延迟半个符号周期后与Q支路进行并串转换，完成OQPSK解映射，得到原始的信息数据。

Claims (5)

1.一种OQPSK频域均衡无线数据传输方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，发射端发送信号：

步骤1.1，对待发送的信息数据进行OQPSK调制，生成同相、正交两路待发送数据；

步骤1.2，在同相、正交两路待发送数据前插入训练序列；

步骤1.3，在同相、正交两路待发送数据的训练序列前插入前导序列，完成通信帧组帧；

步骤1.4，对通信帧进行成型滤波后，发射至接收端；

步骤2，接收端接收信号：

步骤2.1，接收基带数据并与本地前导序列的互相关运算，寻找出帧同步头的位置；

步骤2.2，利用步骤2.1互相关运算的相关值峰值，对接收信号进行多普勒频偏估计后修正多普勒频偏；

步骤2.3，利用训练序列进行信道估计，完成均衡；

步骤2.4，对均衡后的数据块进行OQPSK解映射，完成信息数据的接收；

步骤1.3中通信帧格式为：前导序列为2个周期长度为256bit的PN码序列，训练序列为长度128bit的PN码序列；数据块长度2048bit；

步骤2.2，具体为：由于前导序列由2个长度为256bit的PN码组合而成，在帧同步过程中会求解出两个相关值峰值，第一组相关值峰值记为I_cd和Q_cd，第二组相关值峰值记为I_c和Q_c，求得点积P_dot＝I_c×I_cd+Q_c×Q_cd，叉积P_cross＝I_c×Q_cd-Q_c×I_cd；采用基于叉积、点积的四象限反正切鉴频器求得多普勒频偏为

其中，t1为第一组相关值峰值时间信息，t2为第二组相关值峰值时间信息，则t2-t1为两组相关值峰值之间的时间差值；求出基带数据的多普勒频偏后，通过数字载波生成器生成多普勒频率的本地载波，与基带数据进行混频并通过低通滤波器剥离多普勒频偏，完成频偏修正。

2.根据权利要求1所述的OQPSK频域均衡无线数据传输方法，其特征在于，步骤1.3中，通信帧采用BPSK+OQPSK的方式组成，其中，前导序列以及训练序列采用BPSK的调制方式，数据块采用OQPSK的调制方式。

3.根据权利要求1所述的OQPSK频域均衡无线数据传输方法，其特征在于，频域均衡基于最小均方误差准则进行：

步骤2.31，对数据块进行傅里叶变换，将其变换至频域，记为Y(k)＝W_Ny(n)，其中，y(n)为接收到的基带数据，W_N表示N点FFT运算；

步骤2.32，对信道冲击响应进行傅里叶变换，将其变换至频域，记为H(k)＝W_Nh(n)，其中，H(k)为信道频域冲击响应，h(n)为信道冲击响应；

步骤2.33，求解信道的噪声方差σ²；

步骤2.34，完成MMSE频域均衡，即

其中，H^*(k)为信道频域冲击响应的共轭，σ²为信道的噪声方差；

步骤2.35，将频域均衡后的数据进行傅里叶逆变换，将其变换回时域，记为

其中，

表示N点IFFT运算。

4.根据权利要求3所述的OQPSK频域均衡无线数据传输方法，其特征在于，步骤2.32中，在每个数据块的前端与后端均有训练序列，采用前后训练序列做差的方法描述信道变化，求解信道冲击响应。

5.根据权利要求3所述的OQPSK频域均衡无线数据传输方法，其特征在于，步骤2.33，求解信道的噪声方差：首先将训练序列转换至频域，即U_i(k)＝W_NU_i(n)，U_i-1(k)＝W_NU_i-1(n)，其中U_i(n)为接收到的训练序列，i为训练序列标号，即i＝0,1,…Num，Num为一个通信帧包含的数据块个数，W_N表示N点FFT运算，U_i(k)为转换至频域的训练序列；得到频域训练序列后求解其均值，记为M_i(k)＝(U_i(k)+U_i-1(k))/2，根据方差的求解公式得到信道的噪声方差为

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