CN101115046A - 用于ofdm系统的改进型ls信道估计方法 - Google Patents

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李建东
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杨胜
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Abstract

本发明公开了一种用于OFDM系统的改进型LS信道估计方法,它涉及通信技术领域,其目的在于克服现有技术中在低信噪比情况下计算复杂度高、误码性能差的缺陷,采用该方法,能在低信噪比情况下更准确地估计出信道的冲击响应,并且计算复杂度不高。该方法的实现过程是利用LS算法估计出信道的频域响应,并将得到的信道频域响应转化到时域,利用在时域信道脉冲响应的有限性,除去一部分噪声干扰,得到新的信道脉冲响应,再将其变换到频域替代LS算法所估计的信道频域响应对接收到的数据进行信道均衡,进而对均衡后的数据进行相干解调。本发明可用于OFDM调制突发式无线通信系统中。

Description

用于OFDM系统的改进型LS信道估计方法
技术领域
本发明属于通信技术领域,涉及通信信号处理技术,具体地说是一种用于OFDM系统的改进型LS信道估计方法,可用于OFDM调制突发式无线通信系统。
背景技术
正交频分复用OFDM是一种多载波调制技术,它将高速的数据流通过串并变换变成低速率的并行子数据流,再将它们调制到相互正交的子载波上,最后并行传输。OFDM将信道化分成多个子信道,各个子信道间保持正交,频谱相互重叠,从而减小了码间干扰,提高了频谱利用率,抵抗窄带干扰能力强,因此适合于无线多径频率选择性信道,OFDM调制技术已成为第四代移动通信及IEEE802.16、IEEE802.11a/g标准的核心技术。
OFDM系统中主要的调制方式有差分和相干两种方式。差分方式虽然可以避免进行信道估计和信道均衡,但差分方式只适合于低数据速率的系统,用于多进制调制的高数据速率的系统性能不佳,存在约3dB的性能差异。所以对于高数据速率系统都采取相干解调的方式。对于相干方式,解调时必须使用与发送端同频同相的载波信息,否则就不能正确的解调。由于无线信道对传输信号的影响,使得在接收端各个子载波之间很难保持正交,系统性能急剧降低,所以必须对信道进行估计,并对接收数据进行信道均衡。信道估计的准确与否直接影响系统的性能,因此信道估计技术是实现高速率传输的关键技术之一。
OFDM信道估计一般有三大类:基于判决的信道估计;导频辅助PSAM信道估计;盲或半盲信道估计。目前使用最多的是PSAM信道估计,这类信道估计所利用的数学原理比较成熟,算法比较简单,易于工程实现,且利于将信道估计和信号检测过程分离处理,可以大大简化接收机的设计。
现有的大量文献已经对PSAM信道估计做了深入的研究,如传统的最小二乘LS算法,没有考虑噪声对信道估计的影响,在高信噪比下有很好的性能,这是因为在高信噪比下噪声对信号的干扰比较小,估计的信道与实际的信道误差很小,由于计算简单,很适合应用于实际系统中,但是在低信噪比时,噪声对信号的干扰比较大,噪声对信道估计的影响很大,所以在低信噪比下LS算法性能比较差。又如最小均方误差MMSE算法,尽管考虑了噪声对信道估计的影响,在低信噪比下有很好的性能,但是该算法必须要事先知道信道的相关性,信道的相关信息属于信道状态的二阶统计特性,统计特性在实际中都是通过时间平均来处理的,这种时间上的平均来代替统计上的平均只有在信道属于平稳随机过程时才是无偏的,而信道一般都不是平稳随机过程,这种处理引入了估计误差,另外MMSE算法还必须要估算出信噪比,整个估计过程复杂度很高,不适合应用于实际系统。
发明的内容
本发明的目的在于克服上述现有技术中在低信噪比下计算复杂度高、误码性能差的缺陷,提供一种用于OFDM系统的改进型LS信道估计方法,在低信噪比下能更准确的估计出信道的冲击响应,并且复杂度不高。
实现本发明的技术方案是:利用LS算法估计出信道的频域响应,并将得到的信道频域响应转化到时域,利用在时域信道脉冲响应的有限性,除去一部分噪声干扰,得到新的信道脉冲响应,再将其变换到频域替代LS算法所估计的信道频域响应。具体步骤如下:
1、在发射端,在待发送的OFDM符号之前加上帧同步头和收、发端共知的两个连续的OFDM训练符号及OFDM训练符号的循环前缀,形成完整的突发分组帧,通过发射机发送出去。
2、在接收端首先进行信号检测,通过检测接收信号的能量来判断接收到的是否有用信号并进行同步。将接收到的信号能量与设定的门限Emin进行比较,若接收到的信号能量小于Emin,认为接收到的是噪声,则继续进行本步骤的信号检测;若接收到的信号能量大于Emin时,则认为接收到的是有用信号,然后再对接收到的信号进行帧同步,若没有同步,则丢弃当前的一帧信号,继续进行本步骤的信号检测;若已同步,则丢弃同步头,执行步骤3。
3、在获得帧同步后,去掉帧同步头,分别取出去掉循环前缀后接收到的两个连续的OFDM训练符号和m个OFDM数据符号,并对其中第二个训练符号做N点的傅立叶变换,得到训练序列为Preceive′,再对得到的训练序列利用LS信道估计算法估计出信道的频域响应,该信道的频域响应表示为: H 1 = P receive ′ P trans = ( P recieve ′ ( 0 ) P trans ( 0 ) , P recieve ′ ( 1 ) P trans ( 1 ) , L , P recieve ′ ( N - 1 ) P trans ( N - 1 ) ) .
4、将信道的频域响应经过快速傅立叶逆变换,得到时域信道冲击响应,利用OFDM调制突发式无线通信系统中信号最大的延迟时间要小于循环前缀的长度,取最坏情况即最大延迟时间等于循环前缀长度,强迫时域信道冲击响应在大于循环前缀长度处的抽样值为零,从而得到新的时域信道冲击响应。
5将新的时域信道冲击响应进行FFT变换到频域,得到新的估计信道频域响应。
6、利用新的估计信道频域响应替代LS算法所估计的信道频域响应对接收到的数据进行信道均衡,进而对均衡后的数据进行相干解调。
上述的用于OFDM系统的改进型LS信道估计方法,所说的OFDM符号和OFDM训练符号的产生过程为:将需要传输的二进制信息进行串并变换;对串并变换后的并行二进制信息进行调制,再将调制后的数据以连续的N个数据划分为一组,对这每一组数据进行N点IFFT,得到一个OFDM数据符号,在OFDM数据符号前面加上该OFDM数据符号的循环前缀,就形成一个完整的OFDM符号。OFDM训练符号是接收端和发射端共知的训练序列经过N点IFFT变换而得到。
本发明与现有的技术相比,具有如下优点:
1、本发明信道估计所使用的训练序列结构具有通用性和广义性,可以包含现有的相同信道条件和模型下的特定训练序列。
2、本发明信道估计方法简单、计算复杂度低、耗时间少、易于满足实时性通信。
3、本发明在相同的训练长度前提下,该信道估计方法的均方误差要显著小于LS算法。
4、本发明在相同低信噪比前提下,该信道估计方法的误码性能要好于LS算法1~3dB。
附图说明
图1是本发明实现的流程图
图2是本发明信道估计器结构示意图
图3是本发明使用的帧结构示意图
图4是本发明方法与传统LS算法的信道估计性能的比较图
图5是本发明方法和LS算法估计的信道与真实信道的均方误差的比较图
具体实施方式
参照图1,它是本发明实现的流程图,从流程图中可以清楚地看出该方法的具体实现步骤如下:
1、在发射端,在待发送的OFDM符号之前加上帧同步头和收、发端共知的两个连续的OFDM训练符号及OFDM训练符号的循环前缀,形成完整的突发分组帧,通过发射机发送出去。
当发射端需要传输数据时,首先将需要传输的二进制信息进行串并变换;对串并变换后的并行二进制信息进行调制,调制可采用QPSK,QAM调制方式;再将调制后的数据以连续的N个数据划分为一组,对这每一组数据进行N点IFFT,得到一个OFDM数据符号,再在OFDM数据符号的前面加上该OFDM数据符号的循环前缀,就形成了一个完整的OFDM符号。假设调制后的数据划分了m组,那么就得到m个待发送的OFDM符号;最后在这些OFDM符号前加上帧同步头、两个连续的OFDM训练符号和OFDM训练符号的循环前缀形成完整的突发分组帧,通过发射机发送出去。两个连续OFDM训练符号是接收端和发射端共知的两个相同训练序列分别经过N点IFFT变换得到的。设同步头用s表示,发送的两个相同训练序列用Ptrans表示,用ptime表示两个连续的OFDM训练符号及OFDM训练符号的循环前缀,发送OFDM符号用di表示,从而突发分组帧的帧结构可表示为:
Fr=[s,ptime,d0,d1,L,dm-1]
2、在接收端首先进行信号检测,通过检测接收信号的能量来判断接收到的是否有用信号并进行同步。将接收到的信号能量与设定的门限Emin进行比较,若接收到的信号能量小于Emin,认为接收到的是噪声,则继续进行本步骤的信号检测;若接收到的信号能量大于Emin时,则认为接收到的是有用信号,然后再对接收到的信号进行帧同步,若没有同步,则丢弃当前的一帧信号,继续进行本步骤的信号检测;若已同步,则丢弃同步头,执行步骤3。
3、在获得帧同步后,去掉帧同步头,分别取出去掉循环前缀后接收到的两个连续的OFDM训练符号和m个OFDM数据符号,并对接收到的第二个训练符号做N点的FFT变换得到接收的训练符号为Preceive′,再对已知的训练符号利用LS信道估计算法估计出信道的频域响应,该信道的频域响应表示为:
H 1 = P receive ′ P trans = ( P recieve ′ ( 0 ) P trans ( 0 ) , P recieve ′ ( 1 ) P trans ( 1 ) , L , P recieve ′ ( N - 1 ) P trans ( N - 1 ) )
4、根据估计的信道频域响应H1,对其做N点的IFFT变换,得到信道的时域冲击响应,其表达形式为h1=[h1(0),h1(1),L,h1(N-1)],利用多径信号的最大延迟时间要小于循环前缀的长度,并且只考虑主要的多径信号的影响,L表示多径信号最大延迟时间以采样间隔为单位采样的点数,N表示OFDM数据符号持续时间以采样间隔为单位采样的点数,那么实际信道的时域冲击响应可表示为h(n)=0,n≥L-1,并且L<N,其中n表示采样点数,D表示OFDM数据符号循环前缀长度以采样间隔为单位的采样点数,那么有L≤D<N,可认为:h1(n),D≤n≤N-1的值是由加性噪声引起的,去掉加性噪声对这一部分的影响,强迫这些点处的值为0,得到新的信道时域冲击响应h2=[h1(0),h1(1),L,h1(D-1),0,L,0]。该处理过程中信道没有丢失任何信息,只是去掉了一部分噪声功率对信道估计的影响。
5、对信道时域冲击响应h2做N点的FFT变换到频域,得到新的频域信道响应可表示为H2=(H2(0),H2(1),L,H2(N-1))。
6、将步骤3中接收到的第i个OFDM数据符号di′做N点FFT变换得到D′receive,i后,其中i∈[0,m],利用步骤5得到的H2对D′receive,i进行信道均衡,均衡后的接收数据为 D date , i = D ′ receive , i H 2 = ( D ′ receive , ( 0 ) H 2 ( 0 ) , D ′ receive , i ( 1 ) H 2 ( 1 ) , L , D ′ receive , i ( N - 1 ) H 2 ( N - 1 ) ) , 从而可以对Ddate,i做相干解调。
参考图2,它是本发明的信道估计器结构示意图,它由LS信道估计器、IFFT、去噪声单元、FFT组成,各部分的功能和工作过程如下:
信道估计器对接收到的训练序列,首先利用LS信道估计器估计出信道的频域响应并传送给傅立叶逆变换IFFT;通过IFFT将信道的频域响应转化到时域;再经过去噪声单元去掉一部分噪声干扰,减少了噪声功率,从而降低了噪声对信道的干扰,得到新的时域信道冲击响应,送往FFT;通过FFT将新的时域信道冲击响应再转化到频域,得到最终估计的信道频域响应。
参考图3,它是本发明所使用的帧结构示意图,每一帧突发分组数据都以特定的帧同步头开始,在帧同步头和待发送的OFDM数据符号中间设置两个连续的OFDM训练符号,在其中第一个OFDM训练符号与帧同步头之间加入训练符号的循环前缀,在第二个OFDM训练符号与待发送的OFDM数据符号之间加入数据符号的循环前缀,数据符号的循环前缀与OFDM数据符号构成了OFDM符号,上述的两个连续的OFDM训练符号是接收端和发射端共知的两个完全相同的训练序列分别经过N点IFFT变换而得到,每个OFDM训练符号都是由N个数据组成,OFDM训练符号的循环前缀是将第二个OFDM训练符号的N个数据中复制最后N/2个数据而得到。将待发送的二进制数据经过串并变换,首先将串并变换后的数据进行调制,并将调制后的数据以连续的N个数据划分为一组,其次对这每一组数据进行N点IFFT变换,得到待发送的一个OFDM数据符号。OFDM数据符号的循环前缀是由对应OFDM数据符号的N个数据中复制最后N/4个数据而得到,将OFDM数据符号的循环前缀放在对应的OFDM数据符号之前,从而使OFDM数据符号和对应的数据符号的循环前缀组成一个完整的OFDM符号。每一个OFDM符号持续的时间为5T/4,OFDM训练符号的循环前缀持续时间为T/2,OFDM数据符号的循环前缀持续时间为T/4。
本发明实施例的仿真场景是:对发送的随机二进制信息进行串并变换,并对串并变换后的每四位二进制数据进行标准形16-QAM调制,设子载波数为128,对调制后的数据进行128点的IFFT,OFDM数据符号长度为T,数据符号的循环前缀是整个OFDM符号长度的1/5倍,D取最坏情况,等于数据符号的循环前缀长度以采样间隔为单位的采样点数,即D=32,采样周期为T/128,一帧信号包括11个OFDM数据符号。在下列信道环境下进行仿真:
高斯白噪声AWGN,同时叠加6径的信道间干扰ISI信道,以采样间隔为单位,各径的延时在[0,20]间服从均匀分布,各径的增益系数由下式确定:
h i = exp ( - τ i / 20 ) Σ k = 1 6 exp ( - τ k / 10 ) , i=1,2,L,6
其中τi表示多径延迟,hi表示多径信道的增益系数。
参考图4,它是本发明方法与传统LS算法的信道估计性能的比较图,从图中可以看出本发明方法与传统LS算法的误码性能比较情况。信噪比在0~15dB以内,在相同的误码率下,本发明所需信噪比要比LS估计器的低1~2dB;信噪比在15~25dB时,本发明误码性能也低于LS估计器,信噪比高于25dB时两者误码性能相当。
参考图5,它是本发明方法和传统LS算法估计的信道与真实信道的均方误差的比较图,它利用本发明所估计出的信道脉冲响应和传统LS算法估计出的信道脉冲响应与实际信道脉冲响应之间的均方误差,从图中可以看出在低信噪比的情况下,本发明所估计出的信道冲击响应比传统LS算法估计的信道冲击响应更接近实际信道冲击响应,在高信噪比的情况下,本发明方法与传统LS算法所估计的均方误差性能基本一致。

Claims (2)

1.一种用于OFDM系统的改进型LS信道估计方法,其具体实施步骤如下:
(1)、在发射端,在待发送的OFDM符号之前加上帧同步头和收、发端共知的两个连续的OFDM训练符号及OFDM训练符号的循环前缀,形成完整的突发分组帧,通过发射机发送出去;
(2)、在接收端首先进行信号检测,通过检测接收信号的能量来判断接收到的是否有用信号并进行同步;将接收到的信号能量与设定的门限Emin进行比较,若接收到的信号能量小于Emin,认为接收到的是噪声,则继续进行本步骤的信号检测;若接收到的信号能量大于Emin时,则认为接收到的是有用信号,然后再对接收到的信号进行帧同步,若没有同步,则丢弃当前的一帧信号,继续进行本步骤的信号检测;若已同步,则丢弃同步头,执行步骤(3);
(3)、在获得帧同步后,去掉帧同步头,分别取出去掉循环前缀后接收到的两个连续的OFDM训练符号和m个OFDM数据符号,并对其中第二个训练符号做N点的傅立叶变换,得到训练序列为Preceive,再对得到的训练序列利用LS信道估计算法估计出信道的频域响应,该信道的频域响应表示为:
H 1 = P receive ′ P trans = ( P recieve ′ ( 0 ) P trans ( 0 ) , P recieve ′ ( 1 ) P trans ( 1 ) , L , P recieve ′ ( N - 1 ) P trans ( N - 1 ) )
(4)、将信道的频域响应经过快速傅立叶逆变换,得到时域信道冲击响应,利用OFDM调制突发式无线通信系统中信号最大的延迟时间要小于循环前缀的长度,取最坏情况即最大延迟时间等于循环前缀长度,强迫时域信道冲击响应在大于循环前缀长度处的抽样值为零,从而得到新的时域信道冲击响应;
(5)、将新的时域信道冲击响应进行FFT变换到频域,得到新的估计信道频域响应;
(6)、利用新的估计信道频域响应替代LS算法所估计的信道频域响应对接收到的数据进行信道均衡,进而对均衡后的数据进行相干解调。
2.根据权利要求1所述的一种用于OFDM系统的改进型LS信道估计方法,其特征在于所说的OFDM符号和OFDM训练符号的产生过程为:将需要传输的二进制信息进行串并变换;对串并变换后的并行二进制信息进行调制,再将调制后的数据以连续的N个数据划分为一组,对这每一组数据进行N点IFFT,得到一个OFDM数据符号,再在OFDM数据符号的前面加上该OFDM数据符号的循环前缀,就形成了一个完整的OFDM符号;OFDM训练符号是接收端和发射端共知的训练序列经过N点IFFT变换而得到。
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