CN101056296A - 用于多径衰落信道环境下正交频分复用符号定时同步方法 - Google Patents

Abstract

用于多径衰落信道环境下的正交频分复用符号定时同步方法，专门用于多径衰落信道环境下的OFDM系统。具体包括以下步骤：1)判断接收信号中无符号间干扰的有效采样窗起始点的时间范围；2)对初步采样信号进行处理，利用其恢复OFDM信号；3)相关检测得到符号定时估计。本发明能够有效对抗多径衰落产生的符号间干扰，并且在低信噪比条件下能够得到较为准确的定时估计的优点，解决了现有技术中因复杂的信道环境破坏循环前缀的相关性以及系统信噪比较低而造成同步性能下降的问题。

Description

用于多径衰落信道环境下正交频分复用符号定时同步方法

技术领域

本发明提供一种正交频分复用(OFDM)符号定时同步方法，用于多径衰落信道环境下的OFDM系统，本发明涉及数字移动通信领域。

背景技术

目前对数字移动通信系统的研究中，人们已把目光越来越多的投向“后第三代”的移动通信系统，该系统可以容纳庞大的用户数、改善现有通信质量、达到高速数据传输的要求。而在“后第三代”移动通信系统中，正交频分复用(OFDM)技术以其频谱利用率高、成本低、易实现等优点而备受关注，预计将成为“第三代”通信技术后的主流技术。OFDM技术是一种特殊的多载波调制技术，通过将待传输的数据流分解成多个并行传输的比特流调制到一系列的子载波上并行传输来降低传输比特速率。OFDM同时也是一种子载波相互混叠且相互正交的多载波调制技术，因此比一般的多载波系统具有更高的频谱利用率。同步技术在任何通信系统中都占据非常重要的地位：与单载波系统相比，OFDM系统对同步精度的要求更高；载波频率的偏移会导致子信道之间产生干扰，甚至会破坏子载波之间的正交关系，产生载波间干扰；如果符号定时估计不准确，用于解调数据的快速傅立叶变换窗口扩展到相邻的左右两个OFDM符号上，即所谓的符号间干扰。另外，OFDM系统在接收端还需要进行样值同步，包括为使接收端确定每个样值符号起止时刻而设计的样值定时同步，及为了保证接收端有与发送端具有相同采样频率而设计的样值频率同步。在多径环境中，为了获得最佳的系统性能，需要确定最佳的符号定时。尽管符号定时的起点可以在保护间隔内任意选择，但任何符号定时的变化，都会增加OFDM系统对时延扩展的敏感程度。因此，系统所能容忍的时延扩展就会低于其设计值。为了尽量减小这种负面影响，需要尽量减小符号定时同步的误差。OFDM的时间同步方法通常分为两类：一类是基于循环前缀法，利用OFDM符号的结构特征，循环前缀与数据符号的相关特性进行估计；另一类是基于训练序列法，通过在传输符号中插入特殊的训练信息进行估计。

经对现有技术文献的检索发现，Ramasubramanian K，Baum K.在《An OFDMTiming Recovery Scheme with Inherent Delay-Spread Estimation》(“一种通过估计相关延迟样点的正交频分复用时域恢复方法”，详见IEEE GLOBECOM，2001，1(25-29)，pp.524-528)中提出了一种“集相关”的方法，通过观察OFDM符号内每个有效数据样点与其N点延迟样点的相关特性，提取时延扩展和定时信息。由于该函数独立观察每个采样点与其对应延迟点的相关关系，可以有效的划分出无符号间干扰有效采样窗起始点的范围，但是上述技术文献中并没有给出定时估计的具体实现方法。

发明内容

技术问题：本发明的目的在于克服现有技术中的不足，提供一种用于多径衰落信道环境下的正交频分复用符号定时同步方法，在使定时估计落在无符号间干扰区域内的基础上利用初步恢复信号的信息参与符号定时同步，能有效对抗多径衰落产生的符号间干扰，并且在低信噪比条件下能够得到准确的定时估计，达到进一步提高定时精度的目的。

技术方案：本发明利用OFDM符号的结构特性，即在多径衰落信道情况下，当符号的起始时刻在循环前缀内，且该起始时刻在最大多径时延之后，就不会引起符号间干扰。本发明提出方法就是在使定时估计落在无符号间干扰区域内的基础上初步恢复发送信号，恢复出的发送信号与接收信号共同参与符号定时同步，达到进一步提高定时精度的目的。

本发明主要包括以下步骤：

1)判断接收信号中无符号间干扰的有效采样窗起始点的时间范围；

2)对初步采样信号进行处理，利用其恢复发送信号；

3)计算恢复出的发送信号与接收信号的互相关函数；

4)检测步骤3)的中互相关函数峰值对应时刻，将此时刻作为OFDM符号定时同步时刻，同步工作完成。

具体为：

1.1)计算接收信号的归一化集相关系数P(n)；

1.2)设定集相关系数门限值，挑选满足集相关系数值大于该门限值所对应的时间范围；

1.3)取步骤1.2)所述时间范围的中点时刻开始对接收信号采样；

2.1)将步骤1.3)中获得的采样信号中的循环前缀去除后，进行快速傅立叶变换运算，得到采样信号的频域信号；

2.2)将步骤1.3)中获得的采样信号的导频符号进行信道估计以求得信道响应参数，并将步骤2.1)中的采样信号的频域信号除以所得信道响应参数得到均衡后的频域估计信号；

2.3)对步骤2.2)中得到的均衡后的频域估计信号进行正交键控相移解调，得到发送信号的估计值；

2.4)对步骤2.3)中得到的发送信号的估计值进行正交键控相移调制-快速傅立叶逆变换过程，并从该结果的尾部补充得到循环前缀，最终产生恢复后的发送信号参与符号定时估计；

3.1)在一个符号周期内，对接收信号和步骤2.4)中得到的恢复后的发送信号求互相关函数，在该互相关函数的峰值对应时刻，就是接收信号的定时估计值；

4.1)检测步骤3.1)中的互相关函数峰值对应时刻，将此时刻作为接收信号定时同步时刻，同步工作完成。

所述的步骤1)具体包括：

1.1)连续观察M个接收信号r(n)，计算出归一化集相关系数P(n)，具体如下：

$P\left(n\right)=\frac{\left|\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{*}(n+m(N+L))r(n+m(N+L)+N)\right|}{\sqrt{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(n+\left(m(N+L)\right)\right|}^2}\sqrt{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(n+(m(N+L)+N)\right|}^2}},0\&le;n<N+L$ 式(1.1)

其中N为系统快速傅立叶变换的点数，L为循环前缀采样点长度，(N+L)为一个正交频分复用符号长度，M为任意自然常数，n为一个正交频分复用符号长度内一点；

1.2)设定集相关系数门限值t，搜索满足集相关系数值大于该门限值所对应的时间范围，即满足等于一个OFDM符号中从信道最大时延到循环前缀结束的时间范围，具体通过以下方式得到

t＝p-α(1-p)                                          式(1.2)

其中p为归一化集相关系数P(n)的最大值，α为0到1之间的参数；由于P(n)取值大小正比于该时间位置对应的接收信号功率，则(1-p)正比于该时间位置对应的噪声功率。取α＝1，表示衰落大于噪声功率的信道都被排除。t值即为归一化集相关系数门限值；

1.3)取步骤1.2)所述时间范围的中点时刻作为初步采样的起始时刻，对接收信号r(n)进行采样，得到采样信号y(n)；

所述的步骤2)具体包括：

2.1)将步骤1.3)中获得的采样信号y(n)中的循环前缀去除后，对去除循环前缀的y(n)进行快速傅立叶变换运算，得到该采样信号在第l个子载波的调制信号x(l)，l＝1，…，N；

2.2)将步骤1.3)中获得的采样信号的导频符号取出，进行信道估计以求得导频符号处的信道响应参数H_p；对于非导频子载波，则采用线性插值法获取相应的信道响应参数H_e，即：

H_e(l)＝H_e(iK+k)＝(H_p(i+1)-H_p(i))k/K+H_p(i)                式(2.3)其中H_e为信道响应参数，H_p为导频符号处的信道响应参数，i为导频符号的序号，K为相邻导频符号之间的子载波间隔，k为与i相隔的子载波数；然后将步骤2.1)中的调制信号x(l)除以H_e(l)，即得到均衡后的频域估计信号s(l)；

2.3)对步骤2.2)所得的均衡后的频域估计信号s(l)进行解调，得到发送信号的估计值S(l)；

2.4)将步骤2.3)得到的发送信号的估计值S(l)进行一次调制-快速傅立叶逆变换过程，将所得结果序列的尾部取一个循环前缀采样点长度L复制后加到序列首部，作为该恢复后发送信号的循环前缀，并由此得到恢复后的发送信号

用于参与符号定时估计；

所述的步骤3)具体包括：

3.1)在一个符号周期内，对接收信号r(n)和步骤2.4)得到的恢复后的发送信号

计算两者的互相关函数f，具体如：

$f\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{s}}^{*}\left(n\right)r(k+n)$ 式(3.1)

在互相关函数f的峰值对应时刻，就是OFDM符号的定时估计值；

所述的步骤4)具体包括：

4.1)检测步骤3)中的互相关函数峰值对应时刻，将此时刻作为OFDM符号定时同步时刻，同步工作完成。

有益效果：本发明所述方法能够有效对抗多径衰落产生的符号间干扰，并且在低信噪比条件下能够得到较为准确的定时估计的优点，解决了现有技术中由于复杂的信道环境破坏循环前缀的相关性以及系统信噪比较低而造成同步性能下降的问题。

附图说明

图1是本发明具体实施流程图；

图2是多径信道作用示意图；

图3是多径衰落信道下不同符号定时算法的误差比较。

具体实施方式

以下结合具体的实施例对本发明的技术方案作进一步详细描述：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

本实施例为1.25MHz带宽OFDM系统；每个子载波采用QPSK调制；系统快速傅立叶变换点数N为128；传输数据所用的子载波数为76；每隔5个符号插入一个导频符号；采样频率为1.92MHz；循环前缀采样点长度L为32；信道模型为修正的Jakes模型，其中时延功率谱参数为M.1225信道A模型的车载参数。一个OFDM符号长度(N+L)为160个样点，接收信号是发送信号经过多个子信道后衰落信号的叠加。

步骤1)用集相关系数门限值判断接收信号中无符号间干扰的有效采样窗起始点的时间范围：

步骤1.1)取M＝6，观察连续6个OFDM符号。对每个符号内各点信号与其延迟128点信号求得相关值c(k)＝r^*(k)r(k+N)，并将间隔为一个OFDM符号长度(N+L)的各点相关值对应相加，并进行归一化得到集相关系数表示如下：

$P\left(n\right)=\frac{\left|\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{*}(n+m(N+L))r(n+m(N+L)+N)\right|}{\sqrt{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(n+\left(m(N+L)\right)\right|}^2}\sqrt{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(n+(m(N+L)+N)\right|}^2}},0\&le;n<N+L.$

其中N为系统快速傅立叶变换的点数，L为循环前缀采样点长度，(N+L)为一个正交频分复用符号长度，M为任意自然常数，n为一个正交频分复用符号长度内一点；

步骤1.2)式(1)中P(n)的取值体现了OFDM符号的结构特性和时间扩展信息。当L＜n＜N+L时，P(n)取值近似为零，当τ_M≤n≤L时有一致的最大值，P(n)取值正比于信号总功率，而0≤n＜τ_M时的P(n)取值正比于对应时刻所有作用于信号的各信道的衰落功率之和。通过P(n)的取值大小可以得到无符号间干扰采样的时间范围，同时必须确保采样窗起始点在这段时间范围内，则快速傅立叶逆变换得到的输出信号只有相位的旋转，幅度不会产生失真，如图2所示。具体设定门限值以确定无符号间干扰采样窗起始的的时间范围可以由以下式子得到：t＝p-α(1-p)，其中p为P(n)的最大值，由于P(n)取值大小正比于对应部分信号功率，则(1-p)正比于噪声功率。取α＝1，表示衰落大于噪声功率的信道都被排除。搜索P(n)值大于门限值所对应时间坐标的起止时刻；

步骤1.3)取步骤1.2)所述时间范围的中点时刻作为采样窗的起点，对接收信号进行采样。采样的数据点存储为矩阵：行数为传输符号的个数，列数为一个OFDM符号的长度，在本实例中为160；

步骤2)处理初步采样信号，利用其恢复OFDM信号：

步骤2.1)去除步骤1.3)得到的采样数据点矩阵的循环前缀，将数据矩阵中每行前32个样点去除。然后对得到的128列矩阵进行128点快速傅立叶变换运算，得到的输出信号就是经过解调的频域信号；

步骤2.2)基于本实施例采用梳状导频均匀分布在每个OFDM符号上。则从步骤1.3)得到的采样数据点矩阵中提取出导频所在子载波上的信号，除以已知的梳状导频符号，可以得到导频子载波上的信道响应参数。对于非导频子载波，则采用线性插值法获取相应的信道响应参数，具体如：

H_e(l)＝H_e(iK+k)＝(H_p(i+1)-H_p(i))k/K+H_p(i)

通过上述信道估计过程得到所有子载波上的信道响应参数估计值。将步骤2.1)中的经过解调的频域信号除以所得信道响应参数估计值，即得到均衡后的频域估计信号；

步骤2.3)对步骤2.2)所得的均衡后的频域估计信号进行QPSK解调，得到发送信号二进制序列的估计值；

步骤2.4)将步骤2.3)所得到的发送信号二进制序列的估计值再进行一次OFDM调制解调过程：首先对步骤2.3)得到的二进制序列进行QPSK调制，调制后的信号矩阵行数为传输符号的个数，列数为128；然后对每行128点数据进行快速傅立叶逆变换运算；最后在调制信号矩阵每行尾部32点信号复制后加到行首，作为循环前缀。由此得到恢复后的时域OFDM估计信号。用于与接收信号共同参与符号定时估计；

步骤3)相关检测得到符号定时估计：在一个符号周期内，对接收信号和步骤2.4)得到的恢复后的时域OFDM估计信号进行互相关运算，过程如： $f\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{s}}^{*}\left(n\right)r(k+n),$ 在符号到达的时刻，即互相关函数的峰值对应时刻，就是OFDM符号的定时估计值。

步骤4)检测步骤3)中的互相关函数峰值对应时刻，将此时刻作为OFDM符号定时同步时刻，同步工作完成。

如图3所示本实施例错误！未找到引用源。条件下，本发明技术方案与稳健最大似然同步两种算法的归一化符号同步误差均值随信噪比变化的比较曲线。其中误差均值小于零的部分表示符号同步估计位置在正确位置之前，而大于零的部分则表示符号同步估计位置在正确位置之后。本发明提出的技术方案得到的符号同步误差均值小于零，说明符号同步估计位置在正确位置之前，因此接收信号中快速傅立叶变换采样窗的起始时间也在正确的数据段起始时间之前，保证了采样数据不会受到下一个OFDM符号的影响。从图中错误！未找到引用源。可以看出，本文提出算法得到的符号同步误差能够保证快速傅立叶变换采样窗起始时刻在无符号间干扰干扰的循环前缀部分，且同步误差远小于差分法的同步性能。

Claims (6)

1.一种用于多径衰落信道环境下正交频分复用符号定时同步方法，具体包括以下步骤：

1.1)计算接收信号的归一化集相关系数P(n)；

1.2)设定集相关系数门限值，挑选满足集相关系数值大于该门限值所对应的时间范围；

1.3)取步骤1.2)所述时间范围的中点时刻开始对接收信号采样；

2.1)将步骤1.3)中获得的采样信号中的循环前缀去除后，进行快速傅立叶变换运算，得到采样信号的频域信号；

2.2)将步骤1.3)中获得的采样信号的导频符号进行信道估计以求得信道响应参数，并将步骤2.1)中的采样信号的频域信号除以所得信道响应参数得到均衡后的频域估计信号；

2.3)对步骤2.2)中得到的均衡后的频域估计信号进行正交键控相移解调，得到发送信号的估计值；

2.4)对步骤2.3)中得到的发送信号的估计值进行正交键控相移调制-快速傅立叶逆变换过程，并从该结果的尾部补充得到循环前缀，最终产生恢复后的发送信号参与符号定时估计；

3.1)在一个符号周期内，对接收信号和步骤2.4)中得到的恢复后的发送信号求互相关函数，在该互相关函数的峰值对应时刻，就是接收信号的定时估计值；

4.1)检测步骤3.1)中的互相关函数峰值对应时刻，将此时刻作为接收信号定时同步时刻，同步工作完成。

2.根据权利要求1所述的用于多径衰落信道环境下的正交频分复用符号定时同步方法，其特征在于所述步骤1.1)中归一化集相关系数P(n)表示如下：

$P\left(n\right)=\frac{\left|\underset{m=1}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{*}(n+m(N+L))r(n+m(N+L)+N)\right|}{\sqrt{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(n+\left(m(N+L\right))\right|}^2}\sqrt{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(n+(m(N+L)+N)\right|}^2}},0\&le;n<N+L.$

其中N为系统快速傅立叶变换的点数，L为循环前缀采样点长度，(N+L)为一个正交频分复用符号长度，M为小于正交频分复用符号长度的任意自然常数，n为一个正交频分复用符号长度内一点，通过P(n)的取值得到无符号间干扰采样的，包含采样窗起始点的时间范围，r(n)是第n点的接收信号，m是第m个OFDM符号。

3.根据权利要求1所述的用于多径衰落信道环境下的正交频分复用符号定时同步方法，其特征在于所述步骤1.2)中集相关系数门限值，按照以无符号间干扰采样窗起始点的时间范围表示如下：t＝p-α(1-p)，其中t为集相关系数门限值，p为归一化集相关系数P(n)的最大值，α取值范围0到1，(1-p)正比于信道噪声功率，则α＝1，时表示衰落大于噪声功率的信道都被排除；搜索P(n)值大于集相关系数门限值t所对应时间坐标的起止时刻。

4.根据权利要求1所述的用于多径衰落信道环境下的正交频分复用符号定时同步方法，其特征在于步骤2.2)所述的信道响应参数通过以下方法获得：首先从步骤2.1)得到的采样数据点矩阵中提取出导频所在子载波上的信号，除以步骤2.1)中的导频符号，产生导频子载波上的信道响应参数；对于非导频子载波，则采用线性插值法获取相应的信道响应参数，具体如下：

H_e(l)＝H_e(iK+k)＝(H_p(i+1)-H_p(i))k/K+H_p(i)

其中H_e为信道响应参数，H_p为导频符号处的信道响应参数，i为导频符号的序号，K为相邻导频符号之间的子载波间隔，k为与i相隔的子载波数。

5.根据权利要求1所述的用于多径衰落信道环境下的正交频分复用符号定时同步方法，其特征在于步骤2.4)所述的正交频分复用调制解调过程为：首先对二进制序列进行正交键控相移调制，然后调制信号进行快速傅立叶逆变换运算，最后复制该序列尾部循环前缀。

6.根据权利要求1所述的用于多径衰落信道环境下的正交频分复用符号定时同步方法，其特征在于步骤3.1)所述的互相关运算具体如下： $f\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{s}}^{*}\left(n\right)r(k+n),$

其中f为互相关函数，r(n)为接收信号，

为步骤2.4)得到的恢复后的发送信号。

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