CN101815042A - 一种正交频分复用系统信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM系统信道估计方法，对接收天线接收的导频信号进行逆傅里叶变换，得到接收的多用户时域导频信号，对每个用户发送的导频信号进行逆傅里叶变换，得到每个用户发送的时域导频信号，根据每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计，对每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换，获得每个用户导频处的频域信道估计，对每个用户导频处的频域信道估计进行插值，获得数据载波的信道估计结果。本发明还公开了一种OFDM系统信道估计装置。采用本发明的OFDM系统信道估计方法和装置，能够提高对于多用户系统信道估计的准确度。

Description

一种正交频分复用系统信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术，特别是涉及一种正交频分复用(OFDM)系统信道估计方法和装置。

背景技术

目前，OFDM技术成为在实现中极具吸引力的多载波技术。OFDM技术将高速的数据流调制为频谱交叠的多个并行低速数据流发送。由于OFDM符号周期显著增加，因此提高了OFDM技术抗多径时延的能力，通过在OFDM符号的前端增加循环前缀(CP)，完全消除了由多径时延引起的符号间干扰，简化了接收端均衡器的负担。

为了达到高速率的数据传输，需要在OFDM系统中使用多幅度、多相位的调制方式，常采用正交幅度调制(QAM)，例如16QAM和64QAM等。在此情况下，为了保证系统的性能不受信道多径和衰落效应的影响，就需要采用信道估计的方法来跟踪信道响应的变化。由于导频符号辅助的信道估计算法性能优越，因此目前大多数的基于OFDM技术的系统采用了导频符号辅助的信道估计方案。根据处理域的不同，OFDM信道估计有时域和频域之分，前者估计出信道脉冲响应；而后者估计出信道频率响应。

目前常用的基于OFDM系统的导频设计采用的是块状导频模式，即导频子载波在时域以一定的周期插入到所有的OFDM的子载波中，其中通过码分复用(CDM)方式实现导频的正交性。也就是说，不同的参考信号在相同的子载波上发送，但采用不同的正交码。可以采用一个恒包络零自相关(CAZAC)序列的不同循环移位来实现正交的导频信号。对于使用相同时频资源的不同用户就可以采用此种正交导频来进行导频设计。常用的长期演进公开协议8(R8LTE)的物理上行控制信道(PUCCH)和物理上行共享信道(PUSCH)的多用户解调导频信号复用就是采用此种设计。

图1为现有OFDM系统的信道估计方法的流程图。对于多个用户使用相同时频资源的CDM方式的OFDM系统，例如对于R8LTE的上行多用户多输入多输出(MIMO)的OFDM系统，如图1所示，信道估计方法包括以下步骤：

步骤101，获得接收信号导频位置信道频域参数。

从接收天线取出导频信号，将接收的导频信号与发送的没有移位的CAZAC序列进行最小二乘(LS)估计，获得导频处的频域信道估计。这个频域信道估计是多用户的频域信道估计的叠加。

步骤102，提取每个用户导频处的时域信道估计值。

因为R8LTE的上行多用户MIMO发送的不同用户的导频使用的是同一个CAZAC序列的不同的循环位移版本，所以信道冲击响应在时域上的响应延迟不同，因此可以根据不同的循环位移值来取出不同用户的时域信道估计值。

步骤103，对每个用户导频处的时域信道估计进行时域滤波处理。在步骤103中，可以采用多种时域滤波算法对每个用户导频处的时域信道估计进行降噪处理。

步骤104，对滤波后的每个用户导频处的时域信道估计进行离散傅里叶变换(DFT)或者快速傅里叶变换(FFT)，获得每个用户导频处的频域信道估计。

步骤105，对每个用户导频处的频域信道估计结果进行插值，获得数据载波的信道估计结果。

根据图1所示的现有的OFDM系统的信道估计方法，由于现有方法是先在频域上估计出所有复用用户的导频处的信道估计值的叠加，然后再变换到时域上提取出各个用户的导频处的时域信道估计，那么对于多用户系统来说，如果系统没有达到严格同步，则将频域中所有用户的信道估计叠加转换到时域中提取时，无法准确地对准每个用户的时域序列起始点，因此现有的OFDM系统信道估计方法准确性低。

发明内容

本发明提供了一种OFDM系统信道估计方法，采用该方法能够提高信道估计的准确度。

本发明还提供了一种OFDM系统信道估计装置，采用该装置能够提高信道估计的准确度。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

本发明公开了一种正交频分复用OFDM系统信道估计方法，包括：

对天线接收的导频信号进行逆傅里叶变换，得到接收的多用户时域导频信号；

对每个用户发送的导频信号进行逆傅里叶变换，得到每个用户发送的时域导频信号；

根据每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计；

对每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换，得到每个用户导频处的频域信道估计；

对每个用户导频处的频域信道估计进行插值，得到数据载波的信道估计结果。

所述得到每个用户导频处的时域信道估计之后，该方法进一步包括：

对每个用户导频处的时域信道估计进行时域滤波处理；

则所述对每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换，包括：

对时域滤波处理后的每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换。

所述逆傅里叶变换为逆离散傅里叶变换IDFT，所述傅里叶变换为离散傅里叶变换DFT；

或者，

所述逆傅里叶变换为快速傅里叶逆变换IFFT，所述傅里叶变换为快速傅里叶变换FFT。

所述根据每个用户发送的时域导频信号与接收的时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计，包括：

对第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓，得到周期信号y_c ⁽ⁿ⁾；

根据

计算得到第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计h_j ⁽ⁿ⁾；

其中，n为天线序号，i为用户序号，k为分量序号，N为导频信号的时域序列的长度，h_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计，p_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列，y_c ⁽ⁿ⁾为将第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓得到的周期信号，H表示共轭转置。

所述根据每个用户发送的时域导频信号与接收的时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计，包括：

对第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓，得到周期信号y_c ⁽ⁿ⁾；

根据

计算得到第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计h_i ⁽ⁿ⁾；

其中，n为天线序号，i为用户序号，k为分量序号，N为导频信号的时域序列的长度，h_i(n)为第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计，p_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列，y_c ⁽ⁿ⁾为将第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓得到的周期信号，H表示共轭转置，L为时域信道估计的长度。

所述时域信道估计的长度L为：

$L=\mathrm{\α}\frac{{\mathrm{NL}}_{\mathrm{cp}}}{N_c}$

其中，N_c表示系统的有用子载波个数，L_cp表示系统设计的循环前缀CP的长度，α为调整参数，且α∈(0，1]。

本发明还公开了一种正交频分复用OFDM系统信道估计装置，该装置包括：逆傅里叶变换单元、互相关单元、傅里叶变换单元和插值单元；

所述逆傅里叶变换单元，用于对天线接收的导频信号进行逆傅里叶变换，得到接收的多用户时域导频信号，并对每个用户发送的导频信号进行逆傅里叶变换，得到每个用户发送的时域导频信号，将接收的多用户时域导频信号和每个用户发送的时域导频信号发送给互相关单元；

所述互相关单元，用于接收来自逆傅里叶变换单元的每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号，根据每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计并发送给傅里叶变换单元；

所述傅里叶变换单元，用于接收来自互相关单元的每个用户导频处的时域信道估计，对每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换，获得每个用户导频处的频域信道估计并发送给插值单元；

所述插值单元，用于接收来自傅里叶变换单元的每个用户导频处的频域信道估计，对每个用户导频处的频域信道估计进行插值，获得数据载波的信道估计结果。

该装置进一步包括：滤波器单元；

所述互相关单元，进一步用于将得到的每个用户导频处的时域信道估计发送给滤波器单元；

所述滤波器单元，用于接收来自互相关单元的每个用户导频处的时域信道估计，对每个用户导频处的时域信道估计进行时域滤波处理，将时域滤波处理后的每个用户导频处的时域信道估计发送给傅里叶变换单元；

所述傅里叶变换单元，进一步用于接收来自滤波器单元的时域滤波处理后的每个用户导频处的时域信道估计。

所述互相关单元根据接收的时域导频信号，对第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓，得到周期信号y_c ⁽ⁿ⁾；

根据每个用户发送的时域导频信号与周期信号y_c ⁽ⁿ⁾，采用下式进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计：

$h_i^{\left(n\right)}\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_i^{\left(n\right)}\left(m\right){\left(y_c^{\left(n\right)}(m+k)\right)}^H,k\∈[0,N-1]$

其中，n为天线序号，i为用户序号，k为分量序号，N为导频信号的时域序列的长度，h_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计，p_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列，y_c ⁽ⁿ⁾为将第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓得到的周期信号，H表示共轭转置。

所述互相关单元根据接收的时域导频信号，对第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓，得到周期信号y_c ⁽ⁿ⁾；

根据每个用户发送的时域导频信号与周期信号y_c ⁽ⁿ⁾，采用下式进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计：

$h_i^{\left(n\right)}\left(k\right)=\left(\begin{array}{cc}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_i^{\left(n\right)}\left(m\right){\left(y_c^{\left(n\right)}(m+k)\right)}^H& k\∈[0,L-1]\∪[N-L,N-1]\\ 0& k\∈[L,N-L-1]\end{array}\right.$

其中，n为天线序号，i为用户序号，k为分量序号，N为导频信号的时域序列的长度，h_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计，p_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列，y_c ⁽ⁿ⁾为将第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓得到的周期信号，H表示共轭转置，L为时域信道估计的长度，

$L=\mathrm{\α}\frac{{\mathrm{NL}}_{\mathrm{cp}}}{N_c}$

其中，N_c表示系统的有用子载波个数，L_cp表示系统设计的循环前缀CP的长度，α为调整参数，且α∈(0，1]。

根据以上发明内容可见，本发明提出的信道估计方法直接在时域中对每个用户发送的导频信号和接收的多用户导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计，再将其转换到频域进行插值获得最终的信道估计结果。因为直接在时域中通过互相关得到每个用户的导频处的时域信道估计，不必先在频域中计算所有用户叠加的信道估计，再回到时域中针对每个用户逐个进行提取，因此即使多用户系统的同步性能不佳，也能够直接在时域中根据每个用户发送的导频信号得到导频处的时域信道估计，因此提高了OFDM系统信道估计的准确度。

附图说明

图1为现有OFDM系统的信道估计方法的流程图；

图2为本发明实施例的OFDM系统的信道估计方法的流程图；

图3为本发明实施例的OFDM系统的信道估计装置的结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述。

本发明的基本思想是，直接在时域根据每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计，然后再将其转换到频域进行插值，得到最终的信道估计结果。

图2为本发明实施例的OFDM系统的信道估计方法的流程图。如图2所示，本发明实施例的OFDM系统的信道估计方法包括以下步骤。

步骤201，对天线接收的导频信号进行逆傅里叶变换，得到接收的多用户时域导频信号；对每个用户发送的导频信号进行逆傅里叶变换，得到每个用户发送的时域导频信号；根据每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计。

在步骤201中，从接收天线接收的信号中取出导频信号，对该导频信号进行逆傅里叶变换，得到的接收的多用户时域导频信号，该接收的多用户时域导频信号是每一个用户发射的导频信号的叠加。

并且，在此步骤中，逆傅里叶变换可以采用逆离散傅里叶变换(IDFT)或者逆快速傅里叶变换(IFFT)。

以下对步骤201中根据每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号进行互相关的一个具体实施例进行详细说明。

以第n根天线表示接收天线，从第n根天线接收的信号中提取出导频信号，将该导频信号的时域序列表示为y⁽ⁿ⁾，y⁽ⁿ⁾的第k个分量为y⁽ⁿ⁾(k)，其中0≤k≤N-1，N为导频信号的时域序列的长度。

以第n根天线的第i个用户为例进行说明，将第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列表示为p_i ⁽ⁿ⁾，p_i ⁽ⁿ⁾的第k个分量为p_i ⁽ⁿ⁾(k)，其中0≤k≤N-1，N为导频信号的时域序列的长度。

首先，将y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓，将得到的周期信号表示为y_c ⁽ⁿ⁾，y_c ⁽ⁿ⁾的第k个分量为y_c ⁽ⁿ⁾(k)(-∞≤k≤+∞)。然后，将p_i ⁽ⁿ⁾与y_c ⁽ⁿ⁾做互相关，可以得到第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计h_i ⁽ⁿ⁾的第k个分量h_i ⁽ⁿ⁾(k)。上述互相关的计算公式是：

$h_i^{\left(n\right)}\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_i^{\left(n\right)}\left(m\right){\left(y_c^{\left(n\right)}(m+k)\right)}^H,k\∈[0,N-1]$

其中，H表示共轭转置，即Hermit转置。

进一步，在步骤201的上述互相关操作中，由于时域信道估计的长度通常小于导频信号的时域序列的长度，所以，如果以L表示时域信道估计的长度，则步骤201中只需要根据互相关的计算公式，计算出k取值为0至(L-1)和k取值为(N-L)至(N-1)时，h_i ⁽ⁿ⁾(k)的2L个分量即可。用计算式表示为：

$h_i^{\left(n\right)}\left(k\right)=\left(\begin{array}{cc}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_i^{\left(n\right)}\left(m\right){\left(y_c^{\left(n\right)}(m+k)\right)}^H& k\∈[0,L-1]\∪[N-L,N-1]\\ 0& k\∈[L,N-L-1]\end{array}\right.$

采用上述只计算2L个分量的互相关方法，能够进一步地简化计算，从而在提高了信道估计准确度的同时减小信道估计的运算复杂度。

其中，时域信道估计的长度L可以由循环前缀(CP)的长度计算。以N_c表示系统的有用子载波个数，L_cp表示系统设计的CP的长度，则L的计算方法为：

$L=\mathrm{\α}\frac{{\mathrm{NL}}_{\mathrm{cp}}}{N_c}$

其中，α为调整参数，且α∈(0，1]，α的具体数值可以根据实际的信道环境设定。

步骤202，对每个用户导频处的时域信道估计进行时域滤波处理。

本发明实施例中的步骤202与现有的信道估计方法中的步骤103相同，可以采用现有的各种时域滤波算法对每个用户导频处的时域信道估计进行时域滤波，其目的在于去除噪声，对每个用户导频处的时域信道估计进行降噪处理。对于信噪比条件较好的网络环境，可以不进行步骤202，在步骤201之后直接执行步骤203。

步骤203，对每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换，获得每个用户导频处的频域信道估计。

本发明实施例中的步骤203与现有的信道估计方法中的步骤104相同。在步骤203中，傅里叶变换可以采用DFT或者FFT。如果在步骤201中，逆傅里叶变换采用IDFT，则相应地，在步骤203中，傅里叶变换采用DFT；如果在步骤201中，逆傅里叶变换采用IFFT，则相应地，在步骤203中，傅里叶变换采用FFT。

步骤204，对每个用户导频处的频域信道估计进行插值，获得数据载波的信道估计结果。

本发明实施例中的步骤204与现有的信道估计方法中的步骤105相同。

以上以一个具体实施例介绍了本发明提出的信道估计方法，下面举出另一个具体实施例，对本发明提出的信道估计装置进行说明，该装置采用上述信道估计方法。

图3为本发明实施例的OFDM系统的信道估计装置的结构示意图。如图3所示，信道估计装置至少包括：逆傅里叶变换单元301、互相关单元302、傅里叶变换单元304和插值单元305，还可以进一步包括滤波器单元303。

逆傅里叶变换单元301对天线接收的导频信号进行逆傅里叶变换，得到接收的多用户时域导频信号，并对每个用户发送的导频信号进行逆傅里叶变换，得到每个用户发送的时域导频信号，将接收的多用户时域导频信号和每个用户发送的时域导频信号发送给互相关单元302。

互相关单元302接收来自逆傅里叶变换单元301的每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号，根据每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计并发送给滤波器单元303。

互相关单元302根据每个用户发送的时域导频信号与接收的时域导频信号进行互相关，对第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓，得到周期信号y_c ⁽ⁿ⁾，采用下式进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计：

$h_i^{\left(n\right)}\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_i^{\left(n\right)}\left(m\right){\left(y_c^{\left(n\right)}(m+k)\right)}^H,k\∈[0,N-1]$

其中，n为天线序号，i为用户序号，k为分量序号，N为导频信号的时域序列的长度，h_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计，p_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列，y_c ⁽ⁿ⁾为将第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓得到的周期信号，H表示共轭转置。

或者，互相关单元302根据每个用户发送的时域导频信号与接收的时域导频信号进行互相关还可以采用下式完成：

$h_i^{\left(n\right)}\left(k\right)=\left(\begin{array}{cc}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_i^{\left(n\right)}\left(m\right){\left(y_c^{\left(n\right)}(m+k)\right)}^H& k\∈[0,L-1]\∪[N-L,N-1]\\ 0& k\∈[L,N-L-1]\end{array}\right.$

其中，n为天线序号，i为用户序号，k为分量序号，N为导频信号的时域序列的长度，h_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计，p_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列，y_c ⁽ⁿ⁾为将第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓得到的周期信号，H表示共轭转置。

L表示时域信道估计的长度，L的计算方法是：

$L=\mathrm{\α}\frac{{\mathrm{NL}}_{\mathrm{cp}}}{N_c}$

其中，N_c表示系统的有用子载波个数，L_cp表示系统设计的CP的长度，α为调整参数，且α∈(0，1]。

滤波器单元303接收来自互相关单元302的每个用户导频处的时域信道估计，对每个用户导频处的时域信道估计进行时域滤波处理，将时域滤波处理后的每个用户导频处的时域信道估计发送给傅里叶变换单元304。

傅里叶变换单元304接收来自滤波器单元303的每个用户导频处的时域信道估计，对每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换，获得每个用户导频处的频域信道估计并发送给插值单元305。

插值单元305接收来自傅里叶变换单元304的每个用户导频处的频域信道估计，对每个用户导频处的频域信道估计进行插值，获得数据载波的信道估计结果。

上述滤波器单元303的作用是对每个用户导频处的时域信道估计进行降噪处理，对于信噪比条件较好的系统，信道估计装置中可以不包含滤波器单元303，而只包含逆傅里叶变换单元301、互相关单元302、傅里叶变换单元304和插值单元305。则在此情况下，互相关单元302得到每个用户导频处的时域信道估计后，将其直接发送给傅里叶变换单元304，傅里叶变换单元304直接从互相关单元302接收每个用户导频处的时域信道估计。

根据以上具体实施方式可见，本发明提出的信道估计方法直接在时域中对每个用户发送的导频信号和接收的导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计，再将其转换到频域获得每个用户导频处的频域信道估计，从而进行插值获得最终的信道估计结果。因为直接通过时域互相关得到每个用户的导频处的时域信道估计，所以不必像现有的信道估计方法中那样先计算所有用户叠加的信道估计，再针对每个用户逐个进行提取，因此即使多用户系统的同步出现偏差时，也能够直接在时域中根据每个用户发送的导频信号得到导频处的时域信道估计，因此提高了OFDM系统信道估计的准确度。并且，根据时域信道估计的长度确定互相关的计算量，减小了信道估计的运算复杂度。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。

Claims (10)

1.一种正交频分复用OFDM系统信道估计方法，其特征在于，包括：

对天线接收的导频信号进行逆傅里叶变换，得到接收的多用户时域导频信号；

对每个用户发送的导频信号进行逆傅里叶变换，得到每个用户发送的时域导频信号；

根据每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计；

对每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换，得到每个用户导频处的频域信道估计；

对每个用户导频处的频域信道估计进行插值，得到数据载波的信道估计结果。

2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，

所述得到每个用户导频处的时域信道估计之后，该方法进一步包括：

对每个用户导频处的时域信道估计进行时域滤波处理；

则所述对每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换，包括：

对时域滤波处理后的每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换。

3.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，

所述逆傅里叶变换为逆离散傅里叶变换IDFT，所述傅里叶变换为离散傅里叶变换DFT；

或者，

所述逆傅里叶变换为快速傅里叶逆变换IFFT，所述傅里叶变换为快速傅里叶变换FFT。

4.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，

所述根据每个用户发送的时域导频信号与接收的时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计，包括：

对第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓，得到周期信号y_c ⁽ⁿ⁾；

根据

k∈[0，N-1]计算得到第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计h_i ⁽ⁿ⁾；

其中，n为天线序号，i为用户序号，k为分量序号，N为导频信号的时域序列的长度，h_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计，p_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列，y_c ⁽ⁿ⁾为将第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓得到的周期信号，H表示共轭转置。

5.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，

所述根据每个用户发送的时域导频信号与接收的时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计，包括：

对第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓，得到周期信号y_c ⁽ⁿ⁾；

根据

计算得到第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计h_i ⁽ⁿ⁾；

其中，n为天线序号，i为用户序号，k为分量序号，N为导频信号的时域序列的长度，h_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计，p_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列，y_c ⁽ⁿ⁾为将第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓得到的周期信号，H表示共轭转置，L为时域信道估计的长度。

6.根据权利要求5所述的信道估计方法，其特征在于，

所述时域信道估计的长度L为：

$L=\mathrm{\α}\frac{{\mathrm{NL}}_{\mathrm{cp}}}{N_c}$

其中，N_c表示系统的有用子载波个数，L_cp表示系统设计的循环前缀CP的长度，α为调整参数，且α∈(0，1]。

7.一种正交频分复用OFDM系统信道估计装置，其特征在于，该装置包括：逆傅里叶变换单元、互相关单元、傅里叶变换单元和插值单元；

所述逆傅里叶变换单元，用于对天线接收的导频信号进行逆傅里叶变换，得到接收的多用户时域导频信号，并对每个用户发送的导频信号进行逆傅里叶变换，得到每个用户发送的时域导频信号，将接收的多用户时域导频信号和每个用户发送的时域导频信号发送给互相关单元；

所述互相关单元，用于接收来自逆傅里叶变换单元的每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号，根据每个用户发送的时域导频信号与接收的多用户时域导频信号进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计并发送给傅里叶变换单元；

所述傅里叶变换单元，用于接收来自互相关单元的每个用户导频处的时域信道估计，对每个用户导频处的时域信道估计进行傅里叶变换，获得每个用户导频处的频域信道估计并发送给插值单元；

所述插值单元，用于接收来自傅里叶变换单元的每个用户导频处的频域信道估计，对每个用户导频处的频域信道估计进行插值，获得数据载波的信道估计结果。

8.根据权利要求7所述的信道估计装置，其特征在于，该装置进一步包括：滤波器单元；

所述互相关单元，进一步用于将得到的每个用户导频处的时域信道估计发送给滤波器单元；

所述滤波器单元，用于接收来自互相关单元的每个用户导频处的时域信道估计，对每个用户导频处的时域信道估计进行时域滤波处理，将时域滤波处理后的每个用户导频处的时域信道估计发送给傅里叶变换单元；

所述傅里叶变换单元，进一步用于接收来自滤波器单元的时域滤波处理后的每个用户导频处的时域信道估计。

9.根据权利要求7所述的信道估计装置，其特征在于，

所述互相关单元根据接收的时域导频信号，对第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓，得到周期信号y_c ⁽ⁿ⁾；

根据每个用户发送的时域导频信号与周期信号y_c ⁽ⁿ⁾，采用下式进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计：

$h_i^{\left(n\right)}\left(k\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_i^{\left(n\right)}{\left(y_c^{\left(n\right)}(m+k)\right)}^H$ k∈[0，N-1]

其中，n为天线序号，i为用户序号，k为分量序号，N为导频信号的时域序列的长度，h_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计，p_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列，y_c ⁽ⁿ⁾为将第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓得到的周期信号，H表示共轭转置。

10.根据权利要求7所述的信道估计装置，其特征在于，

所述互相关单元根据接收的时域导频信号，对第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓，得到周期信号y_c ⁽ⁿ⁾；

根据每个用户发送的时域导频信号与周期信号y_c ⁽ⁿ⁾，采用下式进行互相关，得到每个用户导频处的时域信道估计：

$h_i^{\left(n\right)}\left(k\right)=\left(\begin{array}{cc}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_i^{\left(n\right)}\left(m\right){\left(y_c^{\left(n\right)}(m+k)\right)}^H& k\∈[0,L-1]\∪[N-L,N-1]\\ 0& k\∈[L,N-L-1]\end{array}\right.$

其中，n为天线序号，i为用户序号，k为分量序号，N为导频信号的时域序列的长度，h_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线第i个用户导频处的时域信道估计，p_i ⁽ⁿ⁾为第n根天线的第i个用户发送的导频信号的时域序列，y_c ⁽ⁿ⁾为将第n根天线的导频信号的时域序列y⁽ⁿ⁾做周期为N的周期延拓得到的周期信号，H表示共轭转置，L为时域信道估计的长度，

$L=\mathrm{\α}\frac{{\mathrm{NL}}_{\mathrm{cp}}}{N_c}$

其中，N_c表示系统的有用子载波个数，L_cp表示系统设计的循环前缀CP的长度，α为调整参数，且α∈(0，1]。

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