CN102571650B - 一种应用于3gpp lte系统的自适应信道估计方法 - Google Patents
一种应用于3gpp lte系统的自适应信道估计方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN102571650B CN102571650B CN201110427543.8A CN201110427543A CN102571650B CN 102571650 B CN102571650 B CN 102571650B CN 201110427543 A CN201110427543 A CN 201110427543A CN 102571650 B CN102571650 B CN 102571650B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- channel
- pilot
- mrow
- frequency
- msub
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 60
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims abstract description 44
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims abstract description 20
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 26
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 26
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 21
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 14
- 238000003491 array Methods 0.000 claims description 12
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 11
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 8
- 238000007667 floating Methods 0.000 claims description 6
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 4
- 230000007480 spreading Effects 0.000 claims description 3
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 claims 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 6
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 3
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 239000002245 particle Substances 0.000 description 2
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
一种应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法,包括步骤:(1)根据接收数据域参考信号计算导频点的最小二乘(LS)信道估计值;(2)根据当前帧导频点信道估计值数据和保留延时帧导频点信道估计值数据在时域插值,计算得到加密之后的导频矩阵;(3)根据导频点LS估计值估计信道时延扩展,然后根据时延扩展选择频率信道滤波系数,计算频域信道估计值;(4)根据导频点LS估计值估计信道多普勒扩展,然后根据多普勒扩展选择时域信道滤波系数,计算时域信道估计值。本发明对信道特性具有自适应能力,降低硬件资源占用率和使用功耗,提高估计速度,减小估计器计算延迟。
Description
技术领域
本发明涉及一种多输入多输出正交频分复用系统中的信道估计方法,尤其涉及一种应用于3GPP LTE(第三代合作伙伴计划的长期演进3GPP Long Term Evolution)系统的自适应信道估计方法。
背景技术
为了应对“移动通信宽带化”和“宽带接入无线化”的需要,第三代合作伙伴计划(3GPP)在近几年启动了长期演进(LTE)的标准化进程。LTE系统物理层采用了基于OFDM的MIMO技术,因而信道估计是LTE系统核心技术之一。低复杂度的、精确的、鲁棒的信道估计方法是LTE系统实现的关键。
信道估计就是对移动通信信道的多径衰落瞬时响应进行估计的技术,也就是从接收信号中估计出信道的冲激响应。估计信道状态信息(Channel State Information,CSI)的准确性对系统性能有重要的影响。信道状态信息是相干检测和MIMO检测的基础。MIMO系统只有在信道状态信息已知的前提下才具有高质量、高速率的数据传输性能。所以,信道估计技术是LTE系统的关键技术之一,也是系统可靠性与有效性的保障。
目前,MIMO-OFDM系统的信道估计方法主要分为两大类:盲估计与基于参考信号辅助的估计。盲信道估计计算复杂,而且收敛速率慢,不适合在实时通信系统上使用。基于参考信号的信道估计一直是MIMO-OFDM系统信道估计研究的热点。LTE系统中的信道估计即为基于参考信号的信道估计,其估计过程主要包括三个部分:参考信号点的估计,频域信道估计和时域信道估计。信道估计准则主要有最小二乘(Least Square,LS)准则、最小均方误差(Minimum Mean Square Error,MMSE)准则、最大似然估计(Maximum Likel ihood Estimation,MLE)准则等。
对于基于参考信号的信道估计,最早采用的是LS算法。这种算法虽然简单,但它受白高斯噪声和符号间干扰的影响很大。为了提高信道估计精度,主要使用LMMSE估计准则,但是其计算复杂度很高,而且需要已知信道状态统计信息,不易于在实际系统中使用。
发明内容
技术问题:
本发明提出的应用于LTE系统中的信道估计方法,主要为了解决现有理论方法计算复杂度过高,无法很好的应用于实际硬件系统的问题,给出了一种低计算复杂度且性能接近理论性能的信道估计方法,以解决实际系统中硬件资源紧张的问题,使接收机获得了良好的接收性能。
技术方案:
本发明提出了一种不需要实时计算信道状态统计信息的自适应信道估计方法,解决了LMMSE估计方法在实际系统中的使用问题,使用较低的计算复杂度实现了接近理想信道估计的性能,适合于在实际系统中使用。本发明给出了不同时延扩展下的信道频域LMMSE滤波系数的计算方法,以及不同多普勒频移下的信道时域LMMSE滤波系数的计算方法,并且给出了信道时延扩展和多普勒扩展的估计方法,因此,在实际系统使用中,无需实时更新信道相关性矩阵,仅需在较长时间内估算一次时延扩展和多普勒扩展即可有效的完成频域和时域信道估计。由于信道LMMSE滤波参数为线下计算,并且存储在存储器中,所以无需做矩阵求逆工作,大大简化了LMMSE滤波中的计算复杂度,适合于在目前的硬件平台中实现。由于使用了保留延时帧和导频加密技术,在降低计算复杂度的同时,保证了简化后的信道估计器的估计性能接近于理想信道估计器。
本发明是一种应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法,自适应信道估计过程包括如下步骤:
(1)根据接收数据域参考信号计算导频点的最小二乘(LS)信道估计值;
(2)根据当前帧导频点信道估计值数据和保留延时帧导频点信道估计值数据在时域插值,计算得到加密之后的导频矩阵;
(3)根据导频点LS估计值估计信道时延扩展,然后根据时延扩展选择频率信道滤波系数,计算频域信道估计值;
(4)根据导频点LS估计值估计信道多普勒扩展,然后根据多普勒扩展选择时域信道滤波系数,计算时域信道估计值。
上述步骤(1)中所述根据接收数据域参考信号计算导频点的最小二乘(LS)信道估计值的实现步骤如下:
(11)参考信号(RS)发生器根据不同的参考信号模式、天线端口、CP(循环前缀)模式、资源块数和时隙号等参数,按照3GPP指定的LTE标准生成参考信号伪随机序列,导频位置如图3所示;
(12)根据接收到的信号和生成的参考信号计算导频点的最小二乘(LS)估计值,计算方法为
上述步骤(2)中所述根据当前帧导频点信道估计值数据和保留延时帧导频点信道估计值数据在时域插值,计算得到加密之后的导频矩阵,其步骤如下:
(21)根据不同的天线端口确定对导频点加密方式;
(22)在相干时间内,时变信道的冲击响应在时域上几乎成线性变化。在一个子帧时间内,信道在时域上的相关性很强。LTE标准中制定的子帧结构中,用于信道估计的导频点位置在相邻两个含有导频点的OFDM符号上是错开的,因此,可以通过已知的导频点信道估计值先估出相邻的含有导频的OFDM符号上对应位置的信道信息,实现导频加密,进而使用加密后的导频做频域信道估计。图2中,R0为真实导频位置,R1为加密之后的伪导频位置。首先估计出真实导频位置的信道信息,可以通过LS估计算法求得,然后使用线性插值的方法,根据真实导频位置的LS估计值,在时域上(即图2中方格矩阵的横向)插值计算出伪导频位置的信道估计结果。
使用线性插值的方法,根据真实导频位置的LS估计值插值计算出伪导频位置的信道估计结果。例如,对于天线端口0,第0,4,7,11个OFDM符号含有RS信号,对第0个OFDM符号进行插值,此时该符号导频点位置为{0,6,12....},通过第4个OFDM符号的导频点估计值和前一个时隙的第4个OFDM符号的导频点估计值,通过一阶线性插值算法插值计算出第0个OFDM符号上位置为{3,9,15……}的资源粒子的信道值;
上述步骤(3)中所述根据导频点LS估计值估计信道时延扩展,采用导频子载波上的Np个降采样数据进行多径时延估计,使用窗函数(例如汉宁Hanning 窗)对导频的频率响应做加窗处理,其步骤如下:
(31)从每一个插入导频的OFDM符号中提取导频序列Yp(n,ki)i=1…Np;
(32)利用本地导频序列和接收导频序列Yp(n,ki)对信道做LS估计,得到此时的信道频域响应:
(33)对LS估计值进行加窗滤波:
其中,W(i)为滤波窗函数;
(34)对信道频域响应做IFFT(反快速傅里叶变换),得到信道的时域冲激响应为
其中,IFFT为反快速傅里叶变换, 为加过窗的导频点LS信道估计值;
(35)求出信道的时域冲激响应能量平均值,在 中寻找能量超过平均能量α倍的所有信道冲激响应的值,认为这些信道冲激响应是可能的多径能量分布。然后计算最左端到最右端的超过门限值的相关值之间的距离便是信道可能的最大多径时延,α为判定门限;
(36)得到当前子帧的估计最大多径时延后,通过门限选择这个时延属于的不同信道场景(例如EPA,EVA,ETU等),对这些子帧进行分类,根据每种场景中所含子帧个数的多少,通过一定的判决准则判断最大时延点数TE,例如,判决当前时延为包含子帧数量最多的那种信道场景所对应的时延。
上述步骤(3)中所述根据时延扩展选择频率信道滤波系数,为预先根据不同时延扩展,使用基于矩形模型的时延功率谱计算得到的抽头系数值,滤波系数计算步骤如下:
(31)根据矩形模型和时延参数计算信道相关矩阵,计算方法为
其中,m,n为相关阵下标,τ(l)为第l个延时径的时延,Ts为采样周期,N为FFT大小,g(l)为第l个延时径的功率谱,L为延时径总数。
(32)根据信道相关矩阵计算频域LMMSE滤波系数,计算方法为
其中,Rhhp为导频点与数据点的互相关矩阵,Rhphp为导频点的自相关矩阵,β为调制系数,SNR为信噪比,I为单位阵。
(33)根据不同的时延扩展参数计算出不同的信道频域相关阵,根据信道频域相关阵分别计算不同的频域LMMSE滤波系数,使用存储器存储。在实际应用中,根据不同的时延扩展估计值选择不同的滤波系数,用于频域LMMSE滤波。
上述方法,其中步骤(3)中所述计算频域信道估计值,其估计结果为
上述步骤(4)中所述根据导频点LS估计值估计信道多普勒扩展,其步骤如下:
(41)在较长时间内,例如每0.1秒(即100子帧),估计一次多普勒频偏;
(42)计算每个时隙内第5个符号的平均能量作为此时隙的平均能量的采样值,通过每个能量点与左右能量点的相对大小判断此点是否为极值点;
(43)比较相邻极值点之间的能量差,若能量差大于门限值(例如0.5),则认为此处为一个波峰或波谷,若小于门限则认为此处仅仅是噪声造成的浮动,不计入多普勒波动数内;
(44)根据统计的子帧内波峰波谷的数目,给出接近此值的多普勒频偏值,为了简化存储复杂度和计算复杂度,估计器设定几个典型的多普勒频偏值,根据波峰和波谷数目,从中选取合适的频偏值,例如,波峰波谷数目小于7时,取多 普勒频偏估计值为较小的值5Hz,否则若波峰波谷数小于25,则取多普勒频偏估计值为70Hz,否则取多普勒频偏估计值为300Hz。
上述步骤(4)中所述根据多普勒扩展选择时域信道滤波系数,为预先根据不同多普勒频移计算得到的滤波抽头系数,滤波抽头系数计算步骤如下:
(41)根据多普勒频移,使用插值函数计算新到时域相关阵,插值函数可以为Sa函数(采样函数)、0阶贝塞尔函数等,按照下式计算信道时域相关矩阵,这里的插值函数为0阶贝塞尔函数,但是插值函数不仅限于下式给出的例子:
φ(Δt)=J0(2πfmTsΔt)
其中,J0为0阶贝塞尔函数,fm为最大多普勒频移,Ts为采样周期,Δt为不同OFDM符号在时域的时间差;
(42)根据信道时域相关矩阵,按照下式计算时域滤波系数
(43)根据不同的多普勒频移参数计算出不同的信道时域相关阵,根据信道时域相关阵分别计算不同的时域LMMSE滤波系数,使用存储器存储。在实际应用中,根据不同的多普勒频移估计值选择不同的滤波系数,用于时域LMMSE滤波。
上述步骤(4)中所述计算时域信道估计值,其估计结果为
至此,OFDM信号时频矩阵上每个资源粒子点的信道值均被估计出,所得信道估计值即为整个LTE子帧的信道估计值。
有益效果:
本发明所提供的应用于LTE系统的自适应信道估计算法与现有技术相比,其有益效果是:
1、本发明所提出的信道估计器对信道特性具有自适应能力,不论在频域估计还是时域估计中,都可以根据不同的信道环境选择合适的滤波系数,从而得到良好的信道估计性能,为提高接收机性能提供保障,与现有的固定系数的信道估计器相比,对信道环境的适应性更强,从而保证了信道估计器的估计性能;
2、本发明所提出的信道估计器的滤波系数为几组固定的事先计算好的取值,可以直接存储在硬件存储器之中,需要使用时,直接调用即可,无需对信道统计特性做实时估计,从而大幅降低信道估计器的计算复杂度,利于硬件实现,与现有的需要实时估计信道统计信息的信道估计器相比,由于滤波系数为预存数据,不需要做矩阵求逆操作,同时不需要长时统计信道统计信息,所以对快变信道的跟踪性能更好,而且大幅降低了硬件资源的开销;
3、本发明所提出的信道估计器使用导频加密和保留延时帧技术,在降低计算复杂度的同时,使估计器的估计性能依然保持接近理想估计器的性能,从而提高了接收机的整体性能,与现有的不使用这两项技术的信道估计器相比,在相同硬件资源开销的前提下,性能更优;
4、本发明所提出的信道估计器给出了简单有效的信道时延扩展估计方法,根据接收信息,在几组预先设定好的时延谱中选择,从而使用较低的计算复杂度获得了良好的信道时延扩展估计值,为频域滤波系数的选择提供了良好的保障;
5、本发明所提出的信道估计器给出了简单有效的信道多普勒频移估计方法,根据接收信息,在几组预先设定好的多普勒频移中选择,在较低的计算复杂度的基础之上获得了良好的信道多普勒频移估计值,为时域滤波系数的选择提供了良好的保障。
附图说明:
图1为本发明的自适应信道估计流程图;
图2为导频加密方法的示意图,给出了导频加密算法的实现原理和实现方案;
图3为LTE系统中导频摆放位置示意图,用于指示信道估计中参考信号的位置。
具体实施方式:
下面结合附图,对本发明的实施例进行详细说明,但是本发明的保护范围不局限于所述实施例。
图1是本发明的自适应信道估计算法的具体估计流程。本实施例是一种应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法,其信道估计算法的完整步骤如下:
(1)根据接收数据域参考信号计算导频点的最小二乘(LS)信道估计值;
(2)根据当前帧导频点信道估计值数据和保留延时帧导频点信道估计值数据在时域插值,计算得到加密之后的导频矩阵;
(3)根据导频点LS估计值估计信道时延扩展,然后根据时延扩展选择频率信道滤波系数,计算频域信道估计值;
(4)根据导频点LS估计值估计信道多普勒扩展,然后根据多普勒扩展选择时域信道滤波系数,计算时域信道估计值。
上述方法,其中步骤(1)中所述根据接收数据域参考信号计算导频点的最小二乘(LS)信道估计值的实现步骤如下:
(11)参考信号(RS)发生器根据不同的参考信号模式、天线端口、CP模式、资源块数和时隙号等参数,按照3GPP指定的LTE标准生成参考信号伪随机序列,导频映射位置如图3所示;
(12)根据接收到的信号和生成的参考信号计算导频点的LS估计值,计算方法为
上述方法,其中步骤(2)中所述根据当前帧导频点信道估计值数据和保留延时帧导频点信道估计值数据在时域插值,计算得到加密之后的导频矩阵,其步骤如下:
(21)根据不同的天线端口确定对导频点加密方式;
(22)如图2所示,R0为真实导频位置,R1为加密之后的伪导频位置,使 用线性插值的方法,根据真实导频位置的LS估计值插值计算出伪导频位置的信道估计结果。例如,对于天线端口0,第0,4,7,11个OFDM符号含有RS信号,对第0个OFDM符号进行插值,此时该符号导频点位置为{0,6,12....},通过第4个OFDM符号的导频点估计值和前一个时隙的第4个OFDM符号的导频点估计值,通过一阶线性插值算法插值计算出第0个OFDM符号上位置为{3,9,15......}的资源粒子的信道值;
上述方法,其中步骤(3)中所述根据导频点LS估计值估计信道时延扩展,采用导频子载波上的Np个降采样数据进行多径时延估计,使用窗函数对导频的频率响应做加窗处理,这里选择汉宁(Hanning)窗函数对导频的频率响应做加窗处理,其步骤如下:
(31)从每一个插入导频的OFDM符号中提取导频序列Yp(n,ki)i=1…Np;
(32)利用本地导频序列和接收导频序列Yp(n,ki)对信道做LS估计,得到此时的信道频域响应:
(33)对LS估计值加汉宁(Hanning)窗滤波:
其中,W(i)为汉宁(Hanning)窗函数;
(34)对信道频域响应做IFFT,得到信道的时域冲激响应为
(35)求出信道的时域冲激响应能量平均值,在 中寻找能量超过平均能量α倍的所有信道冲激响应的值,认为这些信道冲激响应是可能的多径能量分布。然后计算最左端到最右端的超过门限值的相关值之间的距离便是信道可能的 最大多径时延,α为判定门限,本实施例中选择8;
(36)得到当前子帧的估计最大多径时延后,通过门限选择这个时延属于的场景(1、2、3),对所统计的100子帧进行分类,属于这三个场景的子帧的个数分别为Tecase1,Tecase2,Tecase3,然后选择所述分类包含的子帧数最多的那一种场景所对应的延时点数作为最终判决值。
上述方法,其中步骤(3)中所述根据时延扩展选择频率信道滤波系数,为预先根据不同时延扩展,使用非匹配模型的延时功率谱计算得到的抽头系数值,本实施例中选择对称的矩形模型作为计算信道滤波系数的延时功率谱模型,滤波系数计算步骤如下:
(31)根据矩形模型和时延参数计算信道相关矩阵,计算方法为
其中,m,n为相关阵下标,τ(l)为第l个延时径的时延,Ts为采样周期,N为FFT大小,g(l)为第l个延时径的功率谱,L为延时径总数。
(32)根据信道相关矩阵计算频域LMMSE滤波系数,计算方法为
其中,Rhhp为导频点与数据点的互相关矩阵,Rhphp为导频点的自相关矩阵,β为调制系数,SNR为信噪比,I为单位阵。
(33)根据不同的时延扩展参数计算出不同的信道频域相关阵,根据信道频域相关阵分别计算不同的频域LMMSE滤波系数,使用存储器存储。在实际应用中,根据不同的时延扩展估计值选择不同的滤波系数,用于频域LMMSE滤波。
上述方法,其中步骤(3)中所述计算频域信道估计值,其估计结果为
上述方法,其中步骤(4)中所述根据导频点LS估计值估计信道多普勒扩展,本实施例中选择0.1秒作为每次估计时长,即100子帧时间,其估计步骤如下:
(41)在每0.1秒(即100子帧)内估计一次多普勒频偏;
(42)计算每个时隙内第5个符号的平均能量作为此时隙的平均能量的采样值,通过每个能量点与左右能量点的相对大小判断此点是否为极值点;
(43)比较相邻极值点之间的能量差,若能量差大于门限值,本实施例中选择0.5,则认为此处为一个波峰或波谷,若小于门限则认为此处仅仅是噪声造成的浮动,不计入多普勒波动数内;
(44)根据统计的子帧内波峰波谷的数目,给出接近此值的多普勒频偏值,为了简化存储复杂度和计算复杂度,估计器设定几个典型的多普勒频偏值,根据波峰和波谷数目,从中选取合适的频偏值,在本实施例中,波峰波谷数目小于7时,取多普勒频偏估计值为较小的值5Hz,否则若波峰波谷数小于25,则取多普勒频偏估计值为70Hz,否则取多普勒频偏估计值为300Hz。
上述方法,其中步骤(4)中所述根据多普勒扩展选择时域信道滤波系数,为预先根据不同多普勒频移计算得到的滤波抽头系数,滤波抽头系数计算步骤如下:
(41)根据多普勒频移,按照下式计算信道时域相关矩阵
φ(Δt)=J0(2πfmTsΔt)
其中,J0为0阶贝塞尔函数,fm为最大多普勒频移,Ts为采样周期,Δt为不同OFDM符号在时域的时间差;
(42)根据信道时域相关矩阵,按照下式计算时域滤波系数
(43)根据不同的多普勒频移参数计算出不同的信道时域相关阵,根据信道时域相关阵分别计算不同的时域LMMSE滤波系数,使用存储器存储。在实际应用中,根据不同的多普勒频移估计值选择不同的滤波系数,用于时域LMMSE滤波。
上述方法,其中步骤(4)中所述计算时域信道估计值,其估计结果为
以上所述仅为本发明的较佳实施方式,本发明的保护范围并不以上述实施方式为限,对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明原理的前提下,还可以做出若干改进和润饰,这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
本方法对信道特性具有自适应能力,可以根据不同的信道环境从几组预存的滤波系数中选择合适的滤波系数,从而使用较低的硬件资源消耗,获得较好的估计性能,可以在硬件平台中实现接近理想信道估计算法的估计性能。另外,信道估计器的导频点估计、频域估计和时域估计采用流水线结构,从而降低硬件资源占用率和使用功耗,提高估计速度,减小估计器计算延迟。
Claims (10)
1.一种应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法,其特征在于,步骤包括:
(1)根据接收数据域参考信号计算导频点的最小二乘LS估计值;
(2)根据当前帧导频点信道估计值数据和保留延时帧导频点信道估计值数据在时域插值,计算得到加密之后的导频矩阵;
(3)根据导频点LS估计值估计信道时延扩展,然后根据时延扩展选择频率信道滤波系数,计算频域信道估计值;
(4)根据导频点LS估计值估计信道多普勒扩展,然后根据多普勒扩展选择时域信道滤波系数,计算时域信道估计值。
3.根据权利要求1所述的应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法,其特征在于,步骤(2)中,根据当前帧导频点信道估计值数据和保留延时帧导频点信道估计值数据在时域插值,计算得到加密之后的导频矩阵,其步骤如下:
(21)根据不同的天线端口确定对导频点加密方式;
(22)在相干时间内,时变信道的冲击响应在时域上几乎成线性变化;在一个子帧时间内,信道在时域上的相关性很强;LTE标准中制定的子帧结构中,用于信道估计的导频点位置在相邻两个含有导频点的OFDM符号上是错开的,因此,通过已知的导频点信道估计值先估出相邻的含有导频的OFDM符号上对应位置的信道信息,实现导频加密,进而使用加密后的导频做频域信道估计;步骤(22)具体步骤如下:
首先估计出真实导频位置的信道信息,通过LS估计算法求得,然后使用线性插值的方法,根据真实导频位置的LS估计值,在时域上插值计算出伪导频位置的信道估计结果。
4.根据权利要求1所述的应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法,其特征在于,步骤(3)中,根据导频点LS估计值估计信道时延扩展,采用导频子载波上的Np个降采样数据进行多径时延估计,使用窗函数对导频的频率响应做加窗处理,其步骤如下:
(31)从每一个插入导频的OFDM符号中提取导频序列Yp(n,ki)i=1…Np;
(32)利用本地导频序列和接收导频序列Yp(n,ki)对信道做LS估计,得到此时的信道频域响应:
(33)对LS估计值使用窗函数滤波:
其中,W(i)为窗函数;
(34)对信道频域响应做IFFT,得到信道的时域冲激响应为
(35)求出信道的时域冲激响应能量平均值,在中寻找能量超过平均能量α倍的所有信道冲激响应的值,认为这些信道冲激响应是可能的多径能量分布;然后计算最左端到最右端的超过门限值的相关值之间的距离便是信道可能的最大多径时延,α为判定门限;
(36)得到当前子帧的估计最大多径时延后,通过门限α选择这个时延属于的信道场景,对这些子帧进行分类,根据每种场景中所含子帧个数,判断最大时延点数TE。
5.根据权利要求1所述的应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法,其特征在于,
步骤(3)中,根据时延扩展选择频率信道滤波系数,为预先根据不同时延扩展,使用非匹配模型的时延功率谱计算得到的抽头系数值,这里使用的非匹配模型为对称结构模型,滤波系数计算步骤如下:
(31)根据延时功率谱非匹配模型和时延参数计算信道相关矩阵,计算方法为
其中,m,n为相关阵下标,τ(l)为第l个延时径的时延,Ts为采样周期,N为FFT大小,g(l)为第l条延时径的功率谱密度,L为延时径总数;
(32)根据信道相关矩阵计算频域LMMSE滤波系数,计算方法为
其中,Rhhp为导频点与数据点的互相关矩阵,Rhphp为导频点的自相关矩阵,β为调制系数,SNR为信噪比,I为单位阵;
(33)根据时延扩展参数计算出相应的信道频域相关阵,根据信道频域相关阵分别计算相应的频域LMMSE滤波系数,使用存储器存储;根据不同的时延扩展估计值选择相应的滤波系数,用于频域LMMSE滤波。
7.根据权利要求1所述的应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法,其特征在于,步骤(4)中,根据导频点LS估计值估计信道多普勒扩展,用于选择时域信道滤波系数,步骤包括:
(41)在约定时间内,估计一次多普勒频偏;
(42)计算每个时隙内第5个符号的平均能量作为此时隙的平均能量的采样值,通过每个能量点与左右能量点的相对大小判断此点是否为极值点;
(43)比较相邻极值点之间的能量差,若能量差大于门限值,则认为此处为一个波峰或波谷,若小于门限则认为此处仅仅是噪声造成的浮动,不计入多普勒波动数内;
(44)根据统计的子帧内波峰波谷的数目,给出接近此值的多普勒频偏值;估计器设定几个典型的多普勒频偏值,根据波峰和波谷数目,从中选取合适的频偏值。
8.根据权利要求1所述的应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法,其特征在于,步骤(4)中,根据多普勒扩展选择时域信道滤波系数,为预先根据不同多普勒频移计算得到的滤波抽头系数,滤波抽头系数计算步骤如下:
(41)根据多普勒频移,使用插值函数计算新到时域相关阵,插值函数为0阶贝塞尔函数,按照下式计算信道时域相关矩阵,这里的插值函数为0阶贝塞尔函数:
φ(Δt)=J0(2πfmTsΔt)
其中,J0为0阶贝塞尔函数,fm为最大多普勒频移,Ts为采样周期,Δt为不同OFDM符号在时域的时间差;
(42)根据信道时域相关矩阵,按照下式计算时域滤波系数
(43)根据不同的多普勒频移参数计算出相应的信道时域相关阵,根据信道时域相关阵分别计算形影的时域LMMSE滤波系数,使用存储器存储;在实际应用中,根据不同的多普勒频移估计值选择相应的滤波系数,用于时域LMMSE滤波。
10.根据权利要求8所述的应用于3GPP LTE系统的自适应信道估计方法,其特征在于,步骤(41)中,插值函数为Sa函数即采样函数。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201110427543.8A CN102571650B (zh) | 2011-12-20 | 2011-12-20 | 一种应用于3gpp lte系统的自适应信道估计方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201110427543.8A CN102571650B (zh) | 2011-12-20 | 2011-12-20 | 一种应用于3gpp lte系统的自适应信道估计方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN102571650A CN102571650A (zh) | 2012-07-11 |
CN102571650B true CN102571650B (zh) | 2014-06-18 |
Family
ID=46416145
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201110427543.8A Expired - Fee Related CN102571650B (zh) | 2011-12-20 | 2011-12-20 | 一种应用于3gpp lte系统的自适应信道估计方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN102571650B (zh) |
Families Citing this family (33)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102983910B (zh) * | 2012-11-19 | 2017-06-23 | 中兴通讯股份有限公司 | 相干光通信系统中色散和非线性补偿方法及系统 |
CN103841057B (zh) | 2012-11-21 | 2017-07-14 | 电信科学技术研究院 | 一种信道估计方法和设备 |
EP2928096B1 (en) | 2012-11-30 | 2020-03-04 | LG Electronics Inc. | Method and apparatus for relieving doppler broadening in wireless access system that supports super high frequency band |
CN103929380B (zh) * | 2013-01-10 | 2017-04-26 | 晨星软件研发(深圳)有限公司 | 无线接收系统及其频道效应估计方法 |
CN103901292A (zh) * | 2013-12-04 | 2014-07-02 | 国家电网公司 | 一种数据采样插值方法 |
CN104980375A (zh) * | 2014-04-03 | 2015-10-14 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种基于差分相位的频偏估计方法及装置 |
CN105530208B (zh) * | 2014-09-28 | 2019-06-25 | 联想(北京)有限公司 | 一种信息处理方法及电子设备 |
CN105743823B (zh) * | 2014-12-10 | 2018-11-16 | 联芯科技有限公司 | 一种信道估计方法及装置 |
CN106034008B (zh) * | 2015-03-13 | 2020-06-19 | 电信科学技术研究院 | 一种预编码类型指示的取值确定方法及装置 |
CN104836766B (zh) * | 2015-03-31 | 2019-11-29 | 东阳市琰安建筑工程有限公司 | 高速列车基站信号接收器 |
WO2016172980A1 (zh) * | 2015-04-30 | 2016-11-03 | 华为技术有限公司 | 信道估计方法、装置和终端 |
CN105024878B (zh) * | 2015-06-30 | 2018-07-20 | 芯海科技(深圳)股份有限公司 | 一种ofdm集群系统的时延测量方法 |
CN106411793B (zh) * | 2015-07-31 | 2019-06-07 | 展讯通信(上海)有限公司 | Dmrs信道参数估计方法、装置及用户终端 |
CN106713188B (zh) * | 2015-11-13 | 2020-05-29 | 中兴通讯股份有限公司 | 信道响应的获取方法和装置 |
US10638479B2 (en) * | 2015-11-17 | 2020-04-28 | Futurewei Technologies, Inc. | System and method for multi-source channel estimation |
CN107332795B (zh) * | 2016-04-29 | 2019-12-03 | 展讯通信(上海)有限公司 | 高铁场景的信道估计方法及装置 |
CN107483029B (zh) * | 2017-07-28 | 2021-12-07 | 广州多益网络股份有限公司 | 一种voip通讯中的自适应滤波器的长度调节方法及装置 |
CN107743106B (zh) * | 2017-09-15 | 2020-05-12 | 电子科技大学 | 用于lte系统中基于统计特性的信道估计方法 |
CN107682288A (zh) * | 2017-10-09 | 2018-02-09 | 北京邮电大学 | 一种计算信道估计值的方法及装置 |
CN107666457B (zh) * | 2017-10-30 | 2020-03-17 | 桂林电子科技大学 | 一种ofdm/oqam系统波形自适应设计方法 |
CN110177070B (zh) * | 2019-05-28 | 2022-01-11 | 北京星网锐捷网络技术有限公司 | 信号解调方法及装置 |
CN110531323B (zh) * | 2019-08-27 | 2021-08-17 | 武汉大学深圳研究院 | 一种适用于mimo/ofdm外辐射源雷达的参考信号重构方法 |
CN110808927B (zh) * | 2019-10-31 | 2021-12-10 | 江苏软仪科技股份有限公司 | 一种估计802.11ax协议2x模式信道系数的方法 |
CN110912844B (zh) * | 2019-11-28 | 2022-03-22 | 上海瀚讯信息技术股份有限公司 | 一种基于大数据分析的信道估计优化方法 |
CN114629750A (zh) * | 2020-12-10 | 2022-06-14 | 宸芯科技有限公司 | 信道估计的增强方法、装置、设备及介质 |
FI20206314A1 (en) * | 2020-12-16 | 2022-06-17 | Nokia Technologies Oy | ESTIMATION OF DELAY SPREAD AND DOPPLER SPREAD |
CN114696978A (zh) * | 2020-12-31 | 2022-07-01 | 广州慧睿思通科技股份有限公司 | 一种上行数据处理系统 |
CN113225274B (zh) * | 2021-04-14 | 2023-11-03 | 西安宇飞电子技术有限公司 | 一种针对快速移动的多径信道模型测量方法 |
CN114244655B (zh) * | 2021-12-16 | 2023-09-12 | 哲库科技(北京)有限公司 | 信号处理方法及相关装置 |
CN115134201A (zh) * | 2022-07-12 | 2022-09-30 | 上海应用技术大学 | 一种对时延扩展迭代计算优化v2x信道估计的方法 |
CN115442188B (zh) * | 2022-08-19 | 2024-08-09 | 哲库科技(北京)有限公司 | 一种信道估计方法、装置、设备及存储介质 |
CN116032701B (zh) * | 2023-02-16 | 2023-06-13 | 南京创芯慧联技术有限公司 | 信道估计方法、装置、通信设备和存储介质 |
CN117714240B (zh) * | 2024-02-06 | 2024-04-26 | 山东浪潮数据库技术有限公司 | Lte信道估计方法、系统、电子设备及存储介质 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101707574A (zh) * | 2009-11-27 | 2010-05-12 | 北京邮电大学 | 一种信道估计方法及装置 |
CN101815042A (zh) * | 2010-04-13 | 2010-08-25 | 新邮通信设备有限公司 | 一种正交频分复用系统信道估计方法和装置 |
-
2011
- 2011-12-20 CN CN201110427543.8A patent/CN102571650B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101707574A (zh) * | 2009-11-27 | 2010-05-12 | 北京邮电大学 | 一种信道估计方法及装置 |
CN101815042A (zh) * | 2010-04-13 | 2010-08-25 | 新邮通信设备有限公司 | 一种正交频分复用系统信道估计方法和装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN102571650A (zh) | 2012-07-11 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN102571650B (zh) | 一种应用于3gpp lte系统的自适应信道估计方法 | |
Ebihara et al. | Underwater acoustic communication with an orthogonal signal division multiplexing scheme in doubly spread channels | |
US7940848B2 (en) | System having an OFDM channel estimator | |
US20070211827A1 (en) | Channel Estimation in an Ofdm System With High Doppler Shift | |
CN101827057B (zh) | 用于正交频分复用通信系统的信道估计方法及信道估计器 | |
CN107483373B (zh) | 一种抗多径迭代加权的lmmse信道估计方法及装置 | |
CN103095639A (zh) | Ofdm水声通信并行迭代ici消除方法 | |
CN101378371A (zh) | 在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法及信道估计器 | |
CN102291363A (zh) | 一种用于ofdm系统的信道估计及数据检测方法 | |
CN102130871A (zh) | 信道估计方法及装置 | |
Nissel et al. | Doubly-selective channel estimation in FBMC-OQAM and OFDM systems | |
Raghavendra et al. | Exploiting hopping pilots for parametric channel estimation in OFDM systems | |
AU2008256488A1 (en) | A method for interference estimation for orthogonal pilot patterns | |
CN102413080B (zh) | 高速移动tdd-lte上行链路中信道估计方法 | |
Hung et al. | Pilot-aided multicarrier channel estimation via MMSE linear phase-shifted polynomial interpolation | |
KR101390317B1 (ko) | 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 채널 임펄스 응답의추정 오류를 보상하기 위한 장치 및 방법 | |
Nissel et al. | Bit error probability for pilot-symbol-aided OFDM channel estimation in doubly-selective channels | |
James et al. | Channel estimation for OFDM systems | |
Shehadeh et al. | Fast varying channel estimation in downlink LTE systems | |
CN102487364B (zh) | 一种信道估计方法及装置 | |
Barhumi et al. | Estimation and direct equalization of doubly selective channels | |
Tang et al. | Pilot-assisted time-varying OFDM channel estimation based on multiple OFDM symbols | |
CN107968760B (zh) | 滤波多音调制系统中一种基于迭代信道估计的接收算法 | |
CN102143098B (zh) | 一种正交频分复用系统中的信道估计方法及装置 | |
CN104468426A (zh) | Lte上行信道估计方法及系统 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant | ||
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20140618 Termination date: 20201220 |