CN102487364B - 一种信道估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信道估计方法及装置，该方法包括：对接收信号进行OFDM解调处理得到符号序列后，根据得到的所述符号序列确定接收节点与发射节点间信道的CIR估计值；并且，确定接收信号的噪声径的检测门限值；根据所述噪声径的检测门限值对CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理，得到优化的CIR估计值；从所述优化的CIR估计值中提取出接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值；根据所述CIR估计值确定接收节点与各个发射节点之间信道的CFR估计值。该方法及装置能够提高噪声抑制能力，提高信道估计的准确性。

Description

一种信道估计方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种信道估计方法及装置。

背景技术

正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术是一种多载波传输技术。OFDM技术中，将整个信道带宽划分成多个子载波，且各个子载波之间互相重叠正交，具有很高的频谱效率。同时，由于在时域上符号周期较长，且每个符号前插有循环前缀，因而对于无线信道的多径时延以及信道中的脉冲干扰都有很好的抵抗作用。此外，由于OFDM技术中将频率选择性的无线信道转换为针对每个子载波的平坦衰落信道，所以接收机可以采用单抽头的简单均衡技术，从而显著的降低了接收机的复杂度。综上所述，OFDM技术是多径衰落信道下高速无线数据传输有效的解决方案，是下一代蜂窝移动通信中最重要的技术之一。

在采用相干检测的OFDM系统中，如采用了高阶多幅度星座调制的OFDM系统中，接收机为了进行有效的相干检测，必须对无线信道的信道频率响应幅度和相位进行估计，即信道估计。信道估计的精度对系统接收的性能有着至关重要的影响。图1为一种在虚拟多天线OFDM系统中时频二维离散导频图案和块状连续导频图案示意图，从图1中可以看出，信道的信道频域响应(CFR，Channel.Frequency Response)随时间和频率而变化，但变化有一定的周期性，即有一定的相关时间和相关带宽，他们分别与信道的最大多普勒(Doppler)频率和最大延迟有关。

虚拟多天线OFDM系统是一种特别适宜于无线传感网应用的无线传输技术。众所周知，无线传感器节点的尺寸较小，且节点的成本和复杂度受限，因此在单个节点中难以应用多天线技术。通过应用虚拟多天线OFDM技术，多个相互独立的单天线OFDM系统能够通过逻辑组合后进行协同发射和接收处理，从而获得发射和接收的分集增益，提高传输的能量效率。

在虚拟多天线OFDM系统中，基于导频的信道估计是一种常用的信道估计方法，该信道估计方法的基本原理是：利用无线信道CFR在时域、频域上具有相关时间和相关带宽的性质，在发射机所发射的时频二维的OFDM数据中互不重叠的位置插入离散的导频，而接收机从解调后的OFDM数据中提取出来自各个发射机的导频符号，并利用这些导频符号对导频位置的CFR进行估计，然后在时域和频域上进行插值处理，从而完成信道估计。

但是，发明人发现：现有的虚拟多天线OFDM系统中，所估计的CFR对应到时域信道冲激响应(CIR)的所有采样点中，只有在信道最大多径时延扩展范围内的才是信号径，最大多径时延扩展范围之外的为噪声径，因此，在时域上通过对CIR进行加窗处理以消除噪声径上的采样，提高估计的精度，但是，实际应用中为了处理的简化，将时域的加窗转换到频域形成一个平滑滤波器，通过该平滑滤波器对CFR的估计值进行改善处理，从而无法对信道的最大多径时延扩展进行准确的估计；为了保证平滑滤波不会对信号径造成破坏，通常选取的CIR加窗的宽度会大于最大多径时延扩展值，从而对噪声抑制能力造成影响，同时对于信道最大多径时延扩展值范围之内的噪声径无法进行抑制。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决的技术问题是，提供一种信道估计方法及装置，能够提高噪声抑制能力以及信道估计的准确性。

为此，本发明实施例采用如下技术方案：

本发明实施例提供一种信道估计方法，包括：

对接收信号进行OFDM解调处理得到符号序列后，根据得到的所述符号序列确定接收节点与发射节点间信道的CIR估计值；并且，确定接收信号的噪声径的检测门限值；

根据所述噪声径的检测门限值对CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理，得到优化的CIR估计值；

从所述优化的CIR估计值中提取出接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值；

根据所述CIR估计值确定接收节点与各个发射节点之间信道的CFR估计值。

所述根据所述噪声径的检测门限值对CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理包括：

将所述噪声径的检测门限值与CIR估计值的各个延时径进行比较，将不低于所述检测门限值的延时径的采样点保留，将低于所述检测门限值的延时径的采样点置零。

所述噪声径的检测门限值根据接收信号的信噪比以及能量值确定。

所述从所述优化的CIR估计值中提取出接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值包括：

根据为每个发射节点分配的导频序列的相移值，计算时间偏置值；

根据所述时间偏置值从所述优化的CIR估计值中提取接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值。

根据所述CIR估计值确定接收节点与各个发射节点之间信道的CFR估计值包括：

分别对接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值进行尾部添零处理；

之后，对添零后的各个CIR估计值进行时频转换处理，得到对应的CFR估计值。

所述根据得到的所述符号序列确定接收节点与发射节点间信道的CIR估计值包括：

根据所述符号序列确定所有有效导频子载波处的信号值；

根据所述信号值与发射节点所发射的导频符号，确定有效导频子载波上的CFR估计值；

对所述CFR估计值进行频时变换，得到对应的CIR估计值。

所述确定接收节点与发射节点间信道的CIR估计值之前还包括：

接收各个发射节点发来的导频序列；所述导频序列为具有不同相移的导频序列；

对接收到的导频序列进行OFDM解调处理，得到发射节点数量路符号序列。

本发明实施例提供一种信道估计装置，包括：

第一确定单元，用于对接收信号进行OFDM解调处理得到符号序列后，根据得到的所述符号序列确定接收节点发射节点间信道的CIR估计值；并且，确定接收信号的噪声径的检测门限值；

优化单元，用于根据所述噪声径的检测门限值对CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理，得到优化的CIR估计值；

提取单元，用于从所述优化的CIR估计值中提取出接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值；

第二确定单元，用于根据所述CIR估计值确定接收节点与各个发射节点之间信道的CFR估计值。

优化单元具体用于：

将所述噪声径的检测门限值与CIR估计值的各个延时径进行比较，将不低于所述检测门限值的延时径的采样点保留，将低于所述检测门限值的延时径的采样点置零。

第一确定单元包括：

第一确定子单元，用于对接收信号进行OFDM解调处理得到符号序列后，根据得到的所述符号序列确定接收节点发射节点间信道的CIR估计值；

第二确定子单元，用于根据接收信号的信噪比以及能量值确定噪声径的检测门限值。

提取单元包括：

计算子单元，用于根据为每个发射节点分配的导频序列的相移值，计算时间偏置值；

提取子单元，用于根据所述时间偏置值从所述优化的CIR估计值中提取接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值。

第二确定单元包括：

处理子单元，用于分别对接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值进行尾部添零处理；

转换子单元，用于对添零后的各个CIR估计值进行时频转换处理，得到对应的CFR估计值。

第一确定子单元包括：

第一确定子模块，用于根据所述符号序列确定所有有效导频子载波处的信号值；

第二确定子模块，用于根据所述信号值与发射节点所发射的导频符号，确定有效导频子载波上的CFR估计值；

转换子模块，用于对所述CFR估计值进行频时变换，得到对应的CIR估计值。

还包括：

接收单元，用于接收各个发射节点发来的导频序列；所述导频序列为具有不同相移的导频序列；

解调单元，用于对接收到的导频序列进行OFDM解调处理，得到发射节点数量路符号序列。

对于上述技术方案的技术效果分析如下：

对接收信号进行OFDM解调处理得到符号序列后，根据得到的所述符号序列确定接收节点与发射节点间信道的CIR估计值；根据所述噪声径的检测门限值对CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理，得到优化的CIR估计值；之后再从优化的CIR估计值中提取各个信道的CIR估计值，进而得到各个信道的CFR估计值，从而明显降低了信道估计中的噪声水平，提高了信道估计的准确性。

附图说明

图1为现有技术虚拟多天线OFDM系统中时频二维离散导频图案和块状连续导频图案示意图；

图2为本发明实施例一种信道估计方法流程示意图；

图3为本发明实施例另一种信道估计方法流程示意图；

图4a和图4b为本发明实施例多天线OFDM系统中发射端和接收端的基带功能框图；

图5a～图5c为本发明实施例与现有技术所得到的CIR估计值仿真结果示例；

图6a和图6b为本发明实施例与现有技术所得到的CFR仿真结果示例；

图7为本发明实施例一种信道估计装置结构示意图。

具体实施方式

以下，结合附图详细说明本发明实施例信道估计方法及装置的实现。

图2为本发明实施例一种信道估计方法流程示意图，如图2所示，该方法包括：

步骤201：对接收信号进行OFDM解调处理得到符号序列后，根据得到的所述符号序列确定接收节点与发射节点间信道的CIR估计值；并且，确定接收信号的噪声径的检测门限值；

步骤202：根据所述噪声径的检测门限值对CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理，得到优化的CIR估计值；

步骤203：从所述优化的CIR估计值中提取出接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值；

步骤204：根据所述CIR估计值确定接收节点与各个发射节点之间信道的CFR估计值。

在图2所述的信道估计方法中，在信道估计处理中对CIR估计值根据噪声径的检测门限值进行噪声抑制处理，之后再从CIR估计值中提取各个信道的CIR估计值，进而得到各个信道的CFR估计值，从而明显降低了信道估计中的噪声水平，提高了信道估计的准确性。

在图2的基础上，通过图3对本发明实施例信道估计方法进行更为详细说明。如图3所示，该方法包括：

步骤301：发射节点向接收节点发射预设导频序列，所述导频序列为具有不同相移的导频序列。

假设，一个发射端具有N_T个发射节点，接收端具有N_R个接收节点的虚拟多天线OFDM系统中，子载波总数(即FFT变换矩阵的大小)为N_fft，其中，有效子载波(即实际用于数据和导频传输的子载波)个数为2N_h+1，其他子载波作为保护带宽被称为虚拟子载波。将所有子载波的序号取值范围定义为0到N_fft-1，其中，0号子载波对应直流子载波。为了描述方便，首先定义几个特定的子载波序号集合，如下所示：

这里，表示正有效子载波(为了消除信号中的直流偏置，系统中不使用直流子载波)的序号集合；表示负有效子载波序号集合；表示虚拟子载波序号的集合；

那么，表示所有有效子载波的序号集合。

假设在接收机OFDM解调后，接收节点v的第1个OFDM符号的第i个子载波上的符号表示为则该符号可以表示为：

这里，表示发射节点μ与接收节点v之间的信道频率响应(CFR)，表示零均值、方差为的加性高斯白噪声(AWGN)。

在此，仅仅描述一个接收节点在一个OFDM符号上的信道估计方法，其他的接收节点和其他的OFDM符号上的信道估计方法与之完全相同。因此，以下描述将略掉接收节点序号v和OFDM符号序号1。

假设导频序列以D_f为间隔均匀分布于OFDM符号的频域子载波中，有效子载波中包含的有效导频子载波的个数为2M_p，序号集合为其中和分别表示正的和负的导频子载波的序号集合，可以分别表示为公式(5)和(6)：

同时，处于虚拟子载波中的导频(以下称做虚拟导频)序号集合可由公式(7)来表示：

那么N_T个发射节点上的相位偏移的导频序列可表示为公式(8)：

$X_i^{\left(\mathrm{\μ}\right)}=p_i\·e^{-j2\mathrm{\πi\μ}/N_T/D_f},$ μ＝0，1，…，N_T-1                    (8)

这里，表示发射节点0上的导频序列，通常可以采用Zad-OffChu序列来作为导频序列，该导频序列具有时域和频域恒包络的优良特性，表示为：

$p_i=e^{-\mathrm{j\πi}(i+1)/({2M}_p+1)}---\left(9\right)$

其时域和频域的平均功率为1。

其中，对于块状连续导频插入和梳状离散导频插入可以通过不同的D_f值来形成一个统一的数学描述，当D_f为1时，即为块状连续导频插入方式；当D_f＞1时，即为梳状离散导频插入方式。

本步骤中，通过利用为不同的发射天线分配不同相移的导频序列，使得所有的OFDM发射机可以共用同一组导频子载波，从而可以避免由于发射机的增加而导致的系统频谱效率的恶化，提高系统频谱效率。

步骤302：接收节点接收发射节点发来的导频序列，对接收到的导频序列进行OFDM解调处理，得到N_R路OFDM符号序列。

其中，如图4a所示，假设在虚拟多天线OFDM系统发射端有N_T个(其中N_T＝1，2，3，...)发射节点，用于发射多路OFDM符号序列。而如图4b所示，在接收端有N_R个(其中N_R＝1，2，3，...)个接收节点，其中，每个接收节点都接收到来自所述发射节点所发来的N_T路OFDM符号序列，这些符号序列在空中进行合并后到达接收节点。接收节点对每个天线所接收到的OFDM符号序列进行时频同步、循环前缀去除和FFT变换(即所述OFDM解调处理)后，获得N_R路经OFDM解调的OFDM符号序列，最后这N_R路OFDM符号序列在虚拟多天线OFDM系统接收端中汇聚到目的节点进行处理。后续的说明中仅对其中任意一个接收节点i中的信号估计方法进行详细说明，其他接收节点所使用的处理方法与该接收节点i相同，这里不一一赘述。另外，应该理解，以下处理过程是基于相位偏移的多天线导频序列，其仅针对第i个接收天线与所有发射天线之间的所有信道的信道估计。需要特别指出的是，采用块状连续导频插入方式的虚拟多天线OFDM系统和采用梳状离散导频插入方式的虚拟多天线OFDM系统仅仅是具有不同导频插入间隔的导频插入方式，所使用的信道估计方法可以根据本发明实施例进行适应性改变而得到，这里不再举例说明。

步骤303：接收节点从所述符号序列中获取所有有效导频子载波处的信号值Y_cp。

对接收到的导频序列进行OFDM解调后所得到的符号序列中，有效导频子载波处的信号值可以用矩阵(10)表示为：

$Y_{\mathrm{cp}}=\underset{\mathrm{\μ}=0}{\overset{N_T-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{\mathrm{cp}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}{H}_{\mathrm{cp}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}+N_{\mathrm{cp}}---\left(10\right)$

其中，表示发射天线μ发送的导频序列；表示发射节点μ与接收节点之间的信道频率响应CFR；表示零均值、方差为的加性高斯白噪声(AWGN)；Diag(.)表示以输入的序列作为主对角线元素而构成的对角方阵；上标T表示矩阵转置操作。

步骤304：根据有效导频子载波处的信号值Y_cp与发射节点所发射的导频符号确定有效导频子载波上的CFR估计值

其中，可以使用最小二乘估计(LS)或线性最小均方误差估计(LMMSE)等方法来确定所述CFR估计值这里不再赘述。

步骤305：对所述CFR估计值进行频时变换，得到信道冲激响应(CIR)估计值

所述频时变换的公式如公式11所示：

公式中，F_IDFT表示2Mp点的IDFT变换矩阵，其第m行n列元素如下式所示：

${\left[F_{\mathrm{IDFT}}\right]}_{m,n}=\frac{1}{2M_p}{e}^{2\mathrm{\πmn}/{2M}_p}---\left(12\right)$

其中，由于虚拟多天线OFDM系统发射端为每个发射节点分配不同相移的导频序列，步骤305所获得的CIR估计值为该接收节点与所有发射节点之间的所有信道冲激响应估计的时间偏移的叠加。

步骤306：根据接收信号的信噪比以及能量值确定噪声径的检测门限，根据所述检测门限对所示CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理，得到优化的CIR估计值

本步骤中通过接收信号的信噪比和能量值对CIR中的噪声水平进行估计的方法与在步骤303中所采用的估计方法有关。下面仅以LS算法为例对整个计算过程进行描述。

基于LS算法，所获得的CFR估计值与接收节点所接收到的导频符号之间关系可以表示为：

${\hat{H}}_{\mathrm{cp}}=Y_{\mathrm{cp}}/P=H_{\mathrm{cp}}+N_{\mathrm{cp}}/P---\left(13\right)$

这里N_cp为对应于虚拟多天线OFDM系统发射端所使用的导频子载波位置的噪声信号，根据AWGN的特性，这些噪声信号的方差也是将估计的CFR中包含的噪声成分记为则其平均能量为：

$E\left\{{\left|{\hat{N}}_{\mathrm{cp}}\right|}^2\right\}=E\left\{{\left|N_{\mathrm{cp}}\right|}^2\right\}/E\left\{{\left|P\right|}^2\right\}={\mathrm{\σ}}_n^2---\left(14\right)$

将公式(13)所表示的CFR估计结果代入公式(11)，对CFR进行频时转换，得到的CIR估计结果中的信号部分和噪声部分的表达式为：

$\hat{h}=h+F_{\mathrm{IDFT}}{\hat{N}}_{\mathrm{cp}}---\left(15\right)$

同样，由于反离散傅立叶变换(IDFT)操作不会改变信号的统计特性，因此公式(15)中的噪声信号的方差也为由此，可以用σ_n来作为噪声径的检测门限，将CIR的估计值中超过σ_n的采样点保留，低于σ_n的采样点置为0，得到对CIR估计值的优化结果，表示为于是的计算过程可以表示为：

步骤307：从所述优化的CIR估计值中提取出接收节点与所有发射节点之间信道的CIR估计值，并将各个CIR估计值分别进行时频变换，得到接收节点与各个发射节点之间信道的所有子载波的CFR估计值。

具体的，本步骤的实现可以为：根据为每个发射节点所分配的导频序列的相移值，计算时间偏置值，根据所述时间偏置值提取出接收节点与所有发射节点之间各个信道的CIR估计值；将所述接收节点与所有发射节点之间信道的CIR估计值组成一个矩阵，矩阵的第μ列为接收节点与第μ个发射节点之间信道的CIR估计值，其采样点数为2Mp/NT；对每个信道的CIR估计值进行尾部添零扩展，将其扩展到2Nh点后进行DFT变换，即可得到接收节点与各个发射节点之间信道的所有子载波的CFR估计值。

其中，以上的处理过程可以通过下面的公式(17)完成：

$\tilde{H}=F_{\mathrm{FFT}}\left[\begin{array}{c}\tilde{h}\\ 0_{\exp }\end{array}\right]---\left(17\right)$

这里，所计算得到的是个2N_h*N_T的矩阵，其第μ列为接收节点与第μ个发射节点之间的有效子载波CFR估计值；F_DFT为2N_h点的DFT变换矩阵，其第m行n列上的元素为：

${\left[F_{\mathrm{FFT}}\right]}_{m,n}=\frac{1}{2N_h}{e}^{-\mathrm{\πmn}/N_h}---\left(18\right)$

其中，0_exp为上述的对CIR采样时间扩展的矩阵，0exp为一个2N_h-2M_p/N_T行、N_T列的矩阵，矩阵中所有元素均为0。

其中，图5a～图5c直观的给出了现有技术中的传统信道估计方法和根据本发明的信道估计方法所获得多个信道的CIR估计值的计算机仿真结果。各个信道参数取值为：N_fft＝1024，N_h＝768，N_T＝4，D_f＝4和M_p＝192；图5a是指理想的CIR值，图5b是现有的信道估计方法所得到的CIR估计值，图5c是根据本发明的信道估计方法所得到的CIR估计值。从图5a～5c可以很明显的看出，现有的信道估计方法无法对CIR估计值中的噪声进行抑制，估计结果中的噪声较大；而本发明的信道估计方法则基本上去除了噪声径上的噪声，从而提高了信道估计准确性和性能。

图6a和图6b中直观的给出了现有技术中信道估计方法和本发明的信道估计方法所获得多个信道的CFR估计值均方误差(MSE)的计算机仿真结果。各个参数的取值为：N_fft＝1024，N_h＝768，N_T＝4，N_R＝4，基带采样频率为10MHz。仿真中假设已获得理想的时间和频率同步。D_f＝1和4时得到的MSE性能分别如图6-a和6-b所示。在图6a和6b中，original和FD-filter分别表示现有的信道估计方法和在频域进行平滑滤波的信道估计方法，proposed表示本发明所公开的信道估计方法。由图中可以看出，当导频的频域间隔较小时，如D_f＝1，FD-filter的方案与original的方案相比有一定的性能提升，proposed的方案与FD-filter的方案相比又有一定的改进；当导频间隔较大时，如D_f＝4，FD-filter的方案与original的方案相比性能略有改进但不明显，proposed的方案与FD-filter的方案相比性能有显著的提升。造成上述现象的原因是，在D_f＝1时，CIR估计采样时间较长，即超出最大时延扩展部分较多，FD-filter的方案通过加窗也能消除较多的噪声，而proposed的方案优势在于能够消除信道时延扩展之内的噪声。当D_f＝4时，CIR估计的采样时间显著减小，从而超出最大时延扩展部分较少，FD-filter的方案通过加窗所能消除的噪声有限，而proposed的方案仍能消除信道大部分的噪声

与以上的信道估计方法相对应的，本发明实施例还提供一种信道估计装置，如图7所示，该装置包括：

第一确定单元710，用于对接收信号进行OFDM解调处理得到符号序列后，根据得到的所述符号序列确定接收节点与发射节点间信道的CIR估计值；并且，确定接收信号的噪声径的检测门限值；

优化单元720，用于根据所述噪声径的检测门限值对CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理，得到优化的CIR估计值；

提取单元730，用于从所述优化的CIR估计值中提取出接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值；

第二确定单元740，用于根据所述CIR估计值确定接收节点与各个发射节点之间信道的CFR估计值。

优选地，如图7所示，该装置还可以包括：

接收单元750，用于接收各个发射节点发来的导频序列；所述导频序列为具有不同相移的导频序列；

解调单元760，用于对接收到的导频序列进行OFDM解调处理，得到发射节点数量路符号序列。

优选地，优化单元720具体可以用于：将所述噪声径的检测门限值与CIR估计值的各个延时径进行比较，将不低于所述检测门限值的延时径的采样点保留，将低于所述检测门限值的延时径的采样点置零。

优选地，第一确定单元710可以进一步由以下子单元实现：

第一确定子单元，用于对接收信号进行OFDM解调处理得到符号序列后，根据得到的所述符号序列确定接收节点与发射节点间信道的CIR估计值；

第二确定子单元，用于根据接收信号的信噪比以及能量值确定噪声径的检测门限值。

优选地，第一确定子单元还可以进一步包括：

第一确定子模块，用于根据所述符号序列确定所有有效导频子载波处的信号值；

第二确定子模块，用于根据所述信号值与发射节点所发射的导频符号，确定与发射节点间信道的CFR估计值；

转换子模块，用于对所述CFR估计值进行频时变换，得到对应的CIR估计值。

优选地，提取单元730可以包括：

计算子单元，用于根据为每个发射节点分配的导频序列的相移值，计算时间偏置值；

提取子单元，用于根据所述时间偏置值从所述优化的CIR估计值中提取接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值。

优选地，第二确定单元740可以包括：

处理子单元，用于分别对接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值进行尾部添零处理；

转换子单元，用于对添零后的各个CIR估计值进行时频转换处理，得到对应的CFR估计值。

图7所述的信道估计装置中，在信道估计处理中对CIR估计值根据噪声径的检测门限值进行噪声抑制处理，之后再从CIR估计值中提取各个信道的CIR估计值，进而得到各个信道的CFR估计值，从而明显降低了信道估计中的噪声水平，提高了信道估计的准确性。另外，为不同的发射天线分配不同相移的导频序列，使得所有的OFDM发射机可以共用同一组导频子载波，从而可以避免由于发射机的增加而导致的系统频谱效率的恶化，提高系统频谱效率。

本领域普通技术人员可以理解，实现上述实施例的方法的过程可以通过程序指令相关的硬件来完成，所述的程序可以存储于可读取存储介质中，该程序在执行时执行上述方法中的对应步骤。所述的存储介质可以如：ROM/RAM、磁碟、光盘等。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种信道估计方法，其特征在于，包括：

发射节点向接收节点发射预设导频序列，所述导频序列为具有不同相移的导频序列；

接收节点接收发射节点发来的导频序列，对接收到的导频序列进行OFDM解调处理，得到N_R路OFDM符号序列；

接收节点从所述符号序列中获取所有有效导频子载波处的信号值Ycp；

根据有效导频子载波处的信号值Ycp与发射节点所发射的导频符号确定有效导频子载波上的CFR估计值

对所述CFR估计值进行频时变换，得到信道冲激响应(CIR)估计值

并且，根据接收信号的信噪比以及能量值确定接收信号的噪声径的检测门限值；

根据所述噪声径的检测门限值对CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理，得到优化的CIR估计值；

从所述优化的CIR估计值中提取出接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值；

将各个CIR估计值分别进行时频变换，得到接收节点与各个发射节点之间信道的所有子载波的CFR估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述噪声径的检测门限值对CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理包括：

将所述噪声径的检测门限值与CIR估计值的各个延时径进行比较，将不低于所述检测门限值的延时径的采样点保留，将低于所述检测门限值的延时径的采样点置零。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述噪声径的检测门限值根据接收信号的信噪比以及能量值确定。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述从所述优化的CIR估计值中提取出接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值包括：

根据为每个发射节点分配的导频序列的相移值，计算时间偏置值；

根据所述时间偏置值从所述优化的CIR估计值中提取接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值。

5.根据权利要求1或2或4所述的方法，其特征在于，根据所述CIR估计值确定接收节点与各个发射节点之间信道的CFR估计值包括：

分别对接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值进行尾部添零处理；

之后，对添零后的各个CIR估计值进行时频转换处理，得到对应的CFR估计值。

6.根据权利要求1或2或4所述的方法，其特征在于，所述根据得到的所述符号序列确定接收节点与发射节点间信道的CIR估计值包括：

根据所述符号序列确定所有有效导频子载波处的信号值；

根据所述信号值与发射节点所发射的导频符号，确定有效导频子载波上的CFR估计值；

对所述CFR估计值进行频时变换，得到对应的CIR估计值。

7.根据权利要求1或2或4所述的方法，其特征在于，所述确定接收节点与发射节点间信道的CIR估计值之前还包括：

接收各个发射节点发来的导频序列；所述导频序列为具有不同相移的导频序列；

对接收到的导频序列进行OFDM解调处理，得到发射节点数量路符号序列。

8.一种信道估计装置，其特征在于，包括：

接收单元，用于接收各个发射节点发来的导频序列；所述导频序列为具有不同相移的导频序列；

解调单元，用于对接收到的导频序列进行OFDM解调处理，得到发射节点数量路符号序列；

第一确定单元，用于对接收信号进行OFDM解调处理得到符号序列后，根据得到的所述符号序列确定接收节点发射节点间信道的CIR估计值；并且，根据接收信号的信噪比以及能量值确定接收信号的噪声径的检测门限值；

所述第一确定单元包括第一确定子单元和第二确定子单元：所述第一确定子单元，用于对接收信号进行OFDM解调处理得到符号序列后，根据得到的所述符号序列确定接收节点发射节点间信道的CIR估计值；所述第二确定子单元，用于根据接收信号的信噪比以及能量值确定噪声径的检测门限值；

所述第一确定子单元包括第一确定子模块、第二确定子模块和转换子模块：所述第一确定子模块，用于根据所述符号序列确定所有有效导频子载波处的信号值；所述第二确定子模块，用于根据所述信号值与发射节点所发射的导频符号，确定有效导频子载波上的CFR估计值；所述转换子模块，用于对所述CFR估计值进行频时变换，得到对应的CIR估计值；

优化单元，用于根据所述噪声径的检测门限值对CIR估计值的各个延时径进行抑制噪声处理，得到优化的CIR估计值；

提取单元，用于从所述优化的CIR估计值中提取出接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值；

第二确定单元，用于根据所述CIR估计值确定接收节点与各个发射节点之间信道的CFR估计值；

所述第二确定单元包括处理子单元和转换子单元：所述处理子单元，用于分别对接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值进行尾部添零处理；所述转换子单元，用于对添零后的各个CIR估计值进行时频转换处理，得到对应的CFR估计值。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，优化单元具体用于：

将所述噪声径的检测门限值与CIR估计值的各个延时径进行比较，将不低于所述检测门限值的延时径的采样点保留，将低于所述检测门限值的延时径的采样点置零。

10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，提取单元包括：

计算子单元，用于根据为每个发射节点分配的导频序列的相移值，计算时间偏置值；

提取子单元，用于根据所述时间偏置值从所述优化的CIR估计值中提取接收节点与各个发射节点之间信道的CIR估计值。