CN101808053A - 基于ofdm的信道估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本申请实施例公开了一种基于OFDM的信道估计方法及装置，包括：通过最小二乘LS算法计算接收到的信道导频信号的初始信道估计值；对所述初始信道估计值补零，并计算补零后的所述初始信道估计值的信道时域响应值；将所述信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零，得到降噪处理后的信道时域响应值；获取所述降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值；根据所述导频信号的信道频域响应值，采用插值算法计算除所述导频信号的其它信号的信道频域响应值。本申请实施例基于现有的LS信道估计，通过对信道时域响应进行降噪处理，提高了OFDM系统在低信噪比下的信道估计精度，实现简单且相应提高了信道估计的速度。

Description

基于OFDM的信道估计方法及装置

技术领域

本申请涉及通信技术领域，尤其涉及一种基于OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，正交频分复用)的信道估计方法及装置。

背景技术

OFDM技术将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输，正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰。在应用OFDM技术的OFDM系统中，可以采用基于训练序列的估计方法和盲估计方法进行信道估计，基于训练序列的估计方法就是在发送信息中插入已知信息，然后在接收端利用已知信息恢复信道响应。

现有技术中基于训练序列进行信道估计时采用LS(Least Square，最小二乘)算法，首先估计出导频位置上两个符号的频域响应，然后对这两个符号的相同子载波位置的信道频域响应进行插值估计出其它导频符号的频域响应。假设一个多载波时隙的频域接收信号如下式(1)所示：

R_n，i＝H_n，iS_n，i+N_n，i    (i ＝1，2…，N_P)    (1)

其中，R_n，i表示导频接收数据，H_n，i表示导频频域信道参数，S_n，i表示发射端的导频数据，N_n，i表示加性高斯白噪声，(n，i)表示导频所在的第n个符号的第i个子载波，N_p表示频域导频子载波个数。假定信道响应向量H和信道噪声向量N互不相关，那么在LS算法中，最小化(R-SH)^H(R-SH)，就可以得到最小二乘准则下的频域的信道估计如下式(2)所示：

H_LS＝S^-1R    (2)

上式(2)中， $R={\left[\begin{array}{cccc}{R}_{n,1}& R_{n,2}& \·\·\·& R_{n,N_p}\end{array}\right]}^T$ 表示接收的频域导频向量。 $S=\mathrm{diag}\left(\begin{array}{cccc}{S}_{n,1}& S_{n,2}& \·\·\·& S_{n,N_P}\end{array}\right)$ 表示发送的频域导频符号构成的对角阵。 $H_{\mathrm{LS}}={\left[\begin{array}{cccc}{H}_{\mathrm{ls},1}^n& H_{\mathrm{ls},2}^n& \·\·\·& H_{\mathrm{ls},N_p}^n\end{array}\right]}^T$ 表示根据最小二乘准则估计出来的导频子载波位置的信道频域响应。

假设按照上述方式求出了第n个导频符号和第n+N_t个导频符号的信道估计值，则对于第n’个符号的信道估计值可以采用下式(3)通过插值计算得到：

${\hat{H}}_{n^{\′},i}=(1-y){\hat{H}}_{n,i}+y{\hat{H}}_{n+N_t,i}---\left(3\right)$

上式(3)中， $y=\frac{n^{\′}-n}{N_t},$ n，n+N_t分别表示导频符号所在位置，N_t表示两列导频符号的间隔。

发明人在对现有技术的研究和实践过程中发现，现有LS算法进行信道估计时，由于整个信道估计过程没有进行降噪处理，因此应用在低信噪比环境下时的性能不高，降低了信道估计的准确性。

发明内容

本申请实施例的目的是提供一种基于OFDM的信道估计方法及装置，以解决现有采用LS算法进行信道估计在低信噪比情况下性能不高的问题。

为解决上述技术问题，本申请实施例提供如下技术方案：

一种基于OFDM的信道估计方法，包括：

通过最小二乘LS算法计算接收到的信道导频信号的初始信道估计值；

对所述初始信道估计值补零，并计算补零后的所述初始信道估计值的信道时域响应值；

将所述信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零，得到降噪处理后的信道时域响应值；

获取所述降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值；

根据所述导频信号的信道频域响应值，采用插值算法计算除所述导频信号的其它信号的信道频域响应值。

所述对初始信道估计值补零包括：

判断所述初始信道估计值的维数是否为2的幂次方；

若不为2的幂次方，则向所述初始信道估计值中插入若干零，使所述初始信道估计值的维数变为2的幂次方。

所述计算补零后的初始信道估计值的信道时域响应值具体为：对所述补零后的初始信道估计值的进行快速傅里叶反变换IFFT计算，得到所述信道时域响应值。

所述将信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零包括：

读取预设门限值；

比较所述信道时域响应值中每个子载波对应的抽头的功率与所述预设门限值；

当所述抽头的功率小于所述预设门限值时，将所述信道时域响应值中的所述抽头置零。

所述获取所述降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值包括：

对所述降噪处理后的信道时域响应值进行快速傅里叶变换FFT得到信道频域响应值；

抽取所述信道频域响应值中不为零的抽头值。

所述采用插值算法计算除所述导频信号的其它信号的信道频域响应值具体为：

对所述导频信号相同子载波上的信道频域响应值分别进行线性插值，得到所述其它信号的信道频域响应值。

一种基于OFDM的信道估计装置，包括：

LS估计单元，用于通过最小二乘LS算法计算接收到的信道导频信号的初始信道估计值；

估计值补零单元，用于对所述初始信道估计值补零；

时域响应计算单元，用于计算补零后的所述初始信道估计值的信道时域响应值；

降噪处理单元，用于将所述信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零，得到降噪处理后的信道时域响应值；

频域响应获取单元，用于获取所述降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值；

插值计算单元，用于根据所述导频信号的信道频域响应值，采用插值算法计算除所述导频信号的其它信号的信道频域响应值。

所述估计值补零单元包括：

维数判断单元，用于判断所述初始信道估计值的维数是否为2的幂次方；

补零执行单元，用于当所述维数判断单元判断结果不为2的幂次方时，向所述初始信道估计值中插入若干零，使所述初始信道估计值的维数变为2的幂次方。

所述时域响应计算单元，具体用于对所述补零后的初始信道估计值的进行快速傅里叶反变换IFFT计算，得到所述信道时域响应值；

所述插值计算单元，具体用于对所述导频信号相同子载波上的信道频域响应值分别进行线性插值，得到所述其它信号的信道频域响应值。

所述降噪处理单元包括：

门限值读取单元，用于读取预设门限值；

门限值比较单元，用于比较所述信道时域响应值中每个子载波对应的抽头的功率与所述预设门限值；

比较执行单元，用于当所述抽头的功率小于所述预设门限值时，将所述信道时域响应值中的所述抽头置零。

所述频域响应获取单元包括：

时域响应值变换单元，用于对所述降噪处理后的信道时域响应值进行快速傅里叶变换FFT得到信道频域响应值；

频域响应值抽取单元，用于抽取所述信道频域响应值中不为零的抽头值。

可见，本申请实施例中通过最小二乘LS算法计算接收到的信道导频信号的初始信道估计值，对初始信道估计值补零，并计算补零后的初始信道估计值的信道时域响应值，将信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零，得到降噪处理后的信道时域响应值，获取降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值，根据导频信号的信道频域响应值，采用插值算法计算除导频信号的其它信号的信道频域响应值，得到信道的频域响应值。本申请实施例基于现有的LS信道估计，通过对信道时域响应进行降噪处理，提高了OFDM系统在低信噪比下的信道估计精度；另外，通过快速傅里叶变换实现频域和时域之间的转换，实现简单且相应提高了信道估计的速度。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请基于OFDM的信道估计方法的第一实施例流程图；

图2A为本申请基于OFDM的信道估计方法的第二实施例流程图；

图2B为本申请第二实施例中的块状导频结构示意图；

图3A为本申请基于OFDM的信道估计装置的实施例框图；

图3B为本申请信道估计装置中估计值补零单元的实施例框图；

图3C为本申请信道估计装置中降噪处理单元的实施例框图；

图3D为本申请信道估计装置中频域响应获取单元的实施例框图。

具体实施方式

本申请实施例提供一种基于OFDM的信道估计方法及装置。

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请实施例中的技术方案，并使本申请实施例的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本申请实施例中技术方案作进一步详细的说明。

参见图1，为本申请基于OFDM的信道估计方法的第一实施例流程图：

步骤101：通过最小二乘LS算法计算接收到的信道导频信号的初始信道估计值。

步骤102：对初始信道估计值补零，并计算补零后的初始信道估计值的信道时域响应值。

具体的，判断初始信道估计值的维数是否为2的幂次方，若不为2的幂次方，则向初始信道估计值中插入若干零，使初始信道估计值的维数变为2的幂次方，对补零后的初始信道估计值的进行快速傅里叶反变换IFFT计算，得到信道时域响应值。

步骤103：将信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零，得到降噪处理后的信道时域响应值。

具体的，读取预设门限值，比较信道时域响应值中每个子载波对应的抽头的功率与预设门限值，当抽头的功率大于预设门限值时，将信道时域响应值中的抽头置零。

步骤104：获取降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值。

具体的，对降噪处理后的信道时域响应值进行快速傅里叶变换FFT得到信道频域响应值，抽取所述信道频域响应值中不为零的抽头值。

步骤105：根据导频信号的信道频域响应值，采用插值算法计算除导频信号的其它信号的信道频域响应值，结束当前流程。

具体的，根据导频信号的信道频域响应值，对导频信号相同子载波上的信道频域响应值分别进行线性插值，得到其它信号的信道频域响应值。

参见图2，为本申请基于OFDM的信道估计方法的第二实施例流程图，该实施例结合具体应用描述了信道估计的详细过程：

步骤201：预先设置功率门限值。

步骤202：通过最小二乘LS算法计算接收到的信道导频信号的初始信道估计值。

在获得信道估计值之前首先要估计出信道导频位置上的导频信号的信道频域相应，本申请实施例中信道估计采用块状导频，这是因为块状导频在频域上放满导频信号，根据奈奎斯特采样定理可知，要恢复信道在时域上大的延迟，需在频域上增加采样率，因此参见图2B为块状导频的结构示意图，由图2B可知，块状导频更适合于大时延信道的信道估计。

假设接收的信道导频信号表达式为R＝HS+N，则根据现有技术的中公式(2)可知，利用LS信道估计方法可求得的初始信道估计值为H_LS＝S^-1R。

步骤203：判断初始信道估计值的维数是否为2的幂次方，若是，则执行步骤205；否则，执行步骤204。

步骤204：向初始信道估计值中插入若干零，使初始信道估计值的维数变为2的幂次方。

如果H_LS的维数不为2的幂次方，则通过补零的方法使其维数变为基2的幂，便于采用快速傅立叶变换。在进行补零操作时，假设N_FFT为基2的幂，则补零后的

如下式(4)所示：

需要说明的是，上式中所插入的零不局限于所示出的位置，也可以将需要补入的零插入其它位置，只要保证插零后的维数为2的幂次方即可。

步骤205：对维数为2的幂次方的初始信道估计值进行IDFT计算，得到所述信道时域响应值。

采用下式(5)对进行IFFT计算：

${\stackrel{\‾}{h}}_{\mathrm{LS}}=\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\‾}{H}}_{\mathrm{LS}}\right)---\left(5\right)$

步骤206：读取预设功率门限值。

根据现有公式(2)H_LS＝S^-1R可得如下公式(6)：

H_LS＝H+S^-1N    (6)

对于上式(6)，分别对两端进行IDFT变化，假设导频信号S功率归一化，则可以得到下式(7)：

h_LS＝h+n    (7)

由上式(7)可知，在多径位置对应的抽头是信号和热噪声共同作用的结果，而其他位置的抽头就是热噪声的结果。因此在进行信道估计时，可以把低于门限值的点认为是噪声并置0，只保留多径位置对应的抽头，从而减小噪声对信道估计精准度的影响。

本实施例中，给出预设功率门限值Г_CHE ²，功率门限值Г_CHE ²由下式(8)给出：

${\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{CHE}}^2={\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{CHE}}^2{\mathrm{\σ}}_n^2---\left(8\right)$

上式(8)中，σ_n ²是噪声功率瞬时值，ε_CHE ²是信噪比门限值，根据3σ_n法则得来，即认为白噪声的幅值很大概率不会超过3σ_n。

步骤207：比较信道时域响应值中每个子载波对应的抽头的功率与预设功率门限值。

步骤208：保留信道时域响应值中功率大于预设功率门限值的抽头，并将功率小于预设功率门限值的抽头置零。

步骤207和步骤208进行的是时域上的降噪处理，在比较导频信号的信道时域响应值中每个子载波对应的抽头的功率与预设功率门限值并根据比较结果进行降噪处理采用如下公式(9)：

${\stackrel{\‾}{h}}_{\mathrm{pp},i}^n=\left\{\begin{array}{cc}{\stackrel{\‾}{h}}_{\mathrm{ls},i}^n,& {\left|\right|{\stackrel{\‾}{h}}_{\mathrm{ls},i}^n\left|\right|}^2>{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{CHE}}^2\\ 0,& \mathrm{else}\end{array}\right.,i=\mathrm{1,2}...,N_{\mathrm{FFT}}---\left(9\right)$

步骤209：对降噪处理后的信道时域响应值进行FFT变换得到信道频域响应值。

对降噪处理后的信道时域响应值采用如下公式(10)求得信道频域响应：

${\stackrel{\‾}{H}}_{\mathrm{PP}}=\mathrm{FFT}\left({\stackrel{\‾}{h}}_{\mathrm{pp}}\right)---\left(10\right)$

步骤210：抽取信道频域响应值中不为零的抽头值。抽取信道频域响应值中不为零的抽头值后的导频信号的信道频域响应如下式(11)所示：

$H_{\mathrm{PP}}=({\stackrel{\‾}{H}}_{\mathrm{pp},1},{\stackrel{\‾}{H}}_{\mathrm{pp},2},\·\·\·{\stackrel{\‾}{H}}_{\mathrm{pp},N_p/2},{\stackrel{\‾}{H}}_{\mathrm{pp},N_{\mathrm{FFT}}-N_p/2+1},{\stackrel{\‾}{H}}_{\mathrm{pp},N_{\mathrm{FFT}}-N_p/2+2},\·\·\·{\stackrel{\‾}{H}}_{\mathrm{pp},N_{\mathrm{FFT}}})---\left(11\right)$

步骤211：对导频信号相同子载波上的信道频域响应值分别进行线性插值，得到其它信号的信道频域响应值，结束当前流程。

前述H_PP为所求得的一个导频信号的频域响应值，该频域响应值中包含了Np个子载波的频域响应值，对于另一个导频信号也按照相同方式求得其频域响应值，对于两个导频信号的频域响应值，将其相同子载波上的频域响应值采用如公式(3)所示的线性插值方式计算其它非导频信号的频域响应值。

另外，需要说明的是，信道的功率是扩散在整个OFDM信号带宽里的，如系统中有一部分空子载波，进行信道估计时必然会有一定频谱损失，因此直接提取导频信号的子载波进行信道估计相当于对时域信号进行降采样，估计出来的信道也可以认为是信道信息降采样后的数据，因此本申请实施例中的信道估计方式仍然适用。

与本申请基于OFDM的信道估计方法的实施例相对应，本申请还提供了基于OFDM的信道估计装置的实施例。

参见图3A，为本申请基于OFDM的信道估计装置的实施例框图。

该装置包括：LS估计单元310、估计值补零单元320、时域响应计算单元330、降噪处理单元340、频域响应获取单元350和插值计算单元360。

其中，LS估计单元310，用于通过最小二乘LS算法计算接收到的信道导频信号的初始信道估计值；

估计值补零单元320，用于对所述初始信道估计值补零；

时域响应计算单元330，用于计算补零后的所述初始信道估计值的信道时域响应值；

降噪处理单元340，用于将所述信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零，得到降噪处理后的信道时域响应值；

频域响应获取单元350，用于获取所述降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值；

插值计算单元360，用于根据所述导频信号的信道频域响应值，采用插值算法计算除所述导频信号的其它信号的信道频域响应值。

所述时域响应计算单元，具体用于对所述补零后的初始信道估计值的进行快速傅里叶反变换IFFT计算，得到所述信道时域响应值；

所述插值计算单元，具体用于对所述导频信号相同子载波上的信道频域响应值分别进行线性插值，得到所述其它信号的信道频域响应值。

参见图3B，为估计值补零单元320的实施例框图，包括：

维数判断单元321，用于判断所述初始信道估计值的维数是否为2的幂次方；

补零执行单元322，用于当所述维数判断单元判断结果不为2的幂次方时，向所述初始信道估计值中插入若干零，使所述初始信道估计值的维数变为2的幂次方。

参见图3C，为降噪处理单元340的实施例框图，包括：

门限值读取单元341，用于读取预设门限值；

门限值比较单元342，用于比较所述信道时域响应值中每个子载波对应的抽头的功率与所述预设门限值；

比较执行单元342，用于当所述抽头的功率小于所述预设门限值时，将所述信道时域响应值中的所述抽头置零。

参见图4D，为频域响应获取单元350的实施例框图，包括：

时域响应值变换单元351，用于对所述降噪处理后的信道时域响应值进行快速傅里叶变换FFT得到信道频域响应值；

频域响应值抽取单元352，用于抽取所述信道频域响应值中不为零的抽头值。

通过以上的实施方式的描述可知，本申请实施例中通过最小二乘LS算法计算接收到的信道导频信号的初始信道估计值，对初始信道估计值补零，并计算补零后的初始信道估计值的信道时域响应值，将信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零，得到降噪处理后的信道时域响应值，获取降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值，根据导频信号的信道频域响应值，采用插值算法计算除导频信号的其它信号的信道频域响应值，得到信道的频域响应值。本申请实施例基于现有的LS信道估计，通过对信道时域响应进行降噪处理，提高了OFDM系统在低信噪比下的信道估计精度；另外，通过快速傅里叶变换实现频域和时域之间的转换，实现简单且相应提高了信道估计的速度。

通过以上的实施方式的描述可知，本领域的技术人员可以清楚地了解到本申请可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本申请各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

本申请可用于众多通用或专用的计算系统环境或配置中。例如：个人计算机、服务器计算机、手持设备或便携式设备、平板型设备、多处理器系统、基于微处理器的系统、置顶盒、可编程的消费电子设备、网络PC、小型计算机、大型计算机、包括以上任何系统或设备的分布式计算环境等等。

本申请可以在由计算机执行的计算机可执行指令的一般上下文中描述，例如程序模块。一般地，程序模块包括执行特定任务或实现特定抽象数据类型的例程、程序、对象、组件、数据结构等等。也可以在分布式计算环境中实践本申请，在这些分布式计算环境中，由通过通信网络而被连接的远程处理设备来执行任务。在分布式计算环境中，程序模块可以位于包括存储设备在内的本地和远程计算机存储介质中。

虽然通过实施例描绘了本申请，本领域普通技术人员知道，本申请有许多变形和变化而不脱离本申请的精神，希望所附的权利要求包括这些变形和变化而不脱离本申请的精神。

Claims (11)

1.一种基于OFDM的信道估计方法，其特征在于，包括：

通过最小二乘LS算法计算接收到的信道导频信号的初始信道估计值；

对所述初始信道估计值补零，并计算补零后的所述初始信道估计值的信道时域响应值；

将所述信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零，得到降噪处理后的信道时域响应值；

获取所述降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值；

根据所述导频信号的信道频域响应值，采用插值算法计算除所述导频信号的其它信号的信道频域响应值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对初始信道估计值补零包括：

判断所述初始信道估计值的维数是否为2的幂次方；

若不为2的幂次方，则向所述初始信道估计值中插入若干零，使所述初始信道估计值的维数变为2的幂次方。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算补零后的初始信道估计值的信道时域响应值具体为：对所述补零后的初始信道估计值进行快速傅里叶反变换IFFT计算，得到所述信道时域响应值。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零包括：

读取预设门限值；

比较所述信道时域响应值中每个子载波对应的抽头的功率与所述预设门限值；

当所述抽头的功率小于所述预设门限值时，将所述信道时域响应值中的所述抽头置零。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取所述降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值包括：

对所述降噪处理后的信道时域响应值进行快速傅里叶变换FFT得到信道频域响应值；

抽取所述信道频域响应值中不为零的抽头值。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用插值算法计算除所述导频信号的其它信号的信道频域响应值具体为：

对所述导频信号相同子载波上的信道频域响应值分别进行线性插值，得到所述其它信号的信道频域响应值。

7.一种基于OFDM的信道估计装置，其特征在于，包括：

LS估计单元，用于通过最小二乘LS算法计算接收到的信道导频信号的初始信道估计值；

估计值补零单元，用于对所述初始信道估计值补零；

时域响应计算单元，用于计算补零后的所述初始信道估计值的信道时域响应值；

降噪处理单元，用于将所述信道时域响应值中抽头功率小于预设门限值的抽头置零，得到降噪处理后的信道时域响应值；

频域响应获取单元，用于获取所述降噪处理后的信道时域响应值对应的信道频域响应值；

插值计算单元，用于根据所述导频信号的信道频域响应值，采用插值算法计算除所述导频信号的其它信号的信道频域响应值。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述估计值补零单元包括：

维数判断单元，用于判断所述初始信道估计值的维数是否为2的幂次方；

补零执行单元，用于当所述维数判断单元判断结果不为2的幂次方时，向所述初始信道估计值中插入若干零，使所述初始信道估计值的维数变为2的幂次方。

9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，

所述时域响应计算单元，具体用于对所述补零后的初始信道估计值的进行快速傅里叶反变换IFFT计算，得到所述信道时域响应值；

所述插值计算单元，具体用于对所述导频信号相同子载波上的信道频域响应值分别进行线性插值，得到所述其它信号的信道频域响应值。

10.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述降噪处理单元包括：

门限值读取单元，用于读取预设门限值；

门限值比较单元，用于比较所述信道时域响应值中每个子载波对应的抽头的功率与所述预设门限值；

比较执行单元，用于当所述抽头的功率小于所述预设门限值时，将所述信道时域响应值中的所述抽头置零。

11.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述频域响应获取单元包括：

时域响应值变换单元，用于对所述降噪处理后的信道时域响应值进行快速傅里叶变换DFT得到信道频域响应值；

频域响应值抽取单元，用于抽取所述信道频域响应值中不为零的抽头值。

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