CN1505293A - 正交频分复用通信系统的无线信道估计方法和估计器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种正交频分复用(OFDM)通信系统中无线信道估计方法和估计器。首先判断在接收端的OFDM符号是否为前导序列，如果是前导序列，则进行基于前导序列的LS估计；然后进行重要路径选择，(a)将基于前导序列的LS估计估计出的信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较并选择不小于预定门限的信道冲激响应的元素为重要传播路径，抛弃其它传播路径，或者(b)选择信道冲激响应幅值最大的预定数量的元素为重要传播路径，抛弃其它传播路径；如果不是前导序列，则是数据OFDM符号，对所选择重要传播路径用插入在该OFDM符号内的导频进行基于导频的LS估计。将估计所得的幅值和相位作为最终的信道估计值。

Description

正交频分复用通信系统的无线信道估计方法和估计器

技术领域

本发明涉及一种正交频分复用(以下简称OFDM)通信系统无线信道估计方法，特别是涉及一种基于最小平方准则的正交频分复用通信系统无线信道估计方法。

背景技术

OFDM是一种可用于下一代无线通信系统的高速传输技术。最近它受到人们的广泛关注和研究。欧洲陆地数字视频广播(以下简称DVB-T)就使用了OFDM传输技术。现存的或者说未来的通信系统，例如全球蜂窝移动通信系统(以下简称GSM)、码分多址通信系统(以下简称CDMA)和全球移动电信系统(以下简称UMTS)都有可能利用OFDM传输技术提供宽带无线接入。IEEE802.16工作组，它主要负责制定无线城域网的标准，已经制定一套关于固定宽带无线接入系统空中接口的标准802.16/802.16a，其中就采用了OFDM作为它的传输技术。此外，802.11a也使用了OFDM作为无线局域网(以下简称WLAN)的传输技术。欧洲的高性能无线城域网/局域网(以下简称HiperMAN/LAN)规范以及数字视频广播/数字语音广播(以下简称DVB/DAB)等规范同样使用了OFDM传输技术。

无线信道的频率响应大多是非平坦的，OFDM技术的主要思想是：在频域内将所给信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各个子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦的，也就是具有频率选择性，但每个子信道内是相对平坦的，并且在每个子信道上进行的都是窄带传输，信号带宽小于信道相关带宽，因此就可以大大消除符号间干扰。另外，由于无线信道的频率响应是时变的，为了在接收端正确地解调所传送的信息，我们需要进行合理的信道估计和均衡，用以尽可能地对消传播信道对传输信号的影响。

用于估计宽带无线信道的方法大抵有两类，一类是基于训练序列，另一类是基于导频。当前针对OFDM传输系统的信道估计算法大部分都假定传播信道是一个慢衰落的信道，信道传递函数在一个OFDM符号周期内，甚至在一个OFDM帧周期内是保持不变的。但实际上，宽带无线信道的传递函数是时变的，甚至在一个OFDM符号周期内，它都有很大的变化，尤其是对于高速运动时的快衰落信道而言。所以有必要利用插在每个OFDM符号内的导频信号来估计传输信号所经历的信道特性，尤其是对于快衰落信道。

当前存在各种各样的OFDM系统信道估计器，例如LS估计、最小均方误差(以下简称MMSE)估计等等。

由OFDM的传输原理，调制信号经过添加前导序列(preamble)、插入导频后，经过一个逆快速Fourier变换(以下简称IFFT)，添加循环保护前缀，再发射出去。接收端同步接收后，去掉循环保护前缀，由快速Fourier变换(以下简称FFT)得到未解调的信号，再经过信道估计和均衡，即可解调出信息信号。整个过程简述如下：

发射端：调制信号经过添加前导序列、插入导频，再经过一个IFFT变换，添加循环保护前缀后发射出去，

$x_m\left(l\right)=\mathrm{IFFT}\left\{X_m\left(k\right)\right\}=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}\underset{k=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_m{\left(k\right)e}^{j2\mathrm{\πlk}/N_{\mathrm{FFT}}}$

l＝0，1，…，(N_FFT-1)

发射信号通过信道，等效为一个循环卷积，

y_m(l)＝x_m(l)h_m(l)+n_m(l)，l＝0，2，…，(N_FFT-1)

接收端，接收信号后去掉循环保护前缀，经过一个FFT变换，得到受信道作用后的未解调的信号、前导序列和导频，

Y_m(k)＝FFT{y_m(l)}

     ＝FFT{x_m(m(l)h_m(l)+n_m(l)}

     ＝FFT{IFFT{X_m(k)}h_m(l)+n_m(l)}

     ＝X_m(k)FFT{h_m(l)}+FFT{n_m(l)}

     ＝X_m(k)H_m(k)+N_m(k)

，k＝0，1，…，(N_FFT-1)  (1)

其中，

m表示第m个OFDM符号；

X_m(k)表示第m个OFDM符号第k个子载波上传送的频域信号；

Y_m(k)表示第m个OFDM符号第k个子载波上的频域接收信号；

H_m(k)表示第m个OFDM符号第k个子载波对应的信道传递函数；

N_m(k)表示第m个OFDM符号第k个子载波上的信道频域噪声；

hm(l)表示第m个OFDM符号所经历的信道的冲激响应的第l个元素；

nm(l)表示第m个OFDM符号第l个子载波上的信道时域噪声。

N_FFT表示OFDM系统总的子载波数，也即是IFFT、FFT变换的点数。

传统的LS估计是将每个子载波上接收端的频域信号除以相应的发射端的频域前导序列或者导频，作为该子载波的传递函数，没有承载前导序列或者导频的子载波传递函数，通过各种各样的插值算法得到。根据(1)式，有

${\hat{H}}_m\left(k\right)=\frac{Y_m\left(k\right)}{X_m\left(k\right)}=H_m\left(K\right)+\frac{N_m\left(k\right)}{X_m\left(k\right)}$

这就是对信道传递函数的最小平方估计，其中X_m(k)表示发送的频域前导序列或者导频信号。对于没有承载前导序列或者导频的子载波，相应的传递函数，可通过各种各样的插值算法得到。

MMSE估计的准则是使得信道传递函数的估计误差平方的统计均值最小。由(1)式有

      Y＝XWh+N

其中，

是将发送信号放在正对角线上构成的一个N_FFT×N_FFT维矩阵；

W表示N_FFT点的FFT矩阵，

h＝[h_m(0)h_m(1)…h_m(N_FFT-1)]^T，表示信道冲激响应(Z^T表示矩阵或向量Z的转置，以下同)；

N＝[N_m(0)N_m(1)…N_m(N_FFT-1)]^T，表示子载波上的频域噪声；

N_FFT表示OFDM系统总的子载波数；

Y表示相应于X的接收信号，Y＝[Y_m(0)Y_m(1)…Y_m(N_FFT-1)]^T。

由最小均方误差原理，对h的MMSE估计为：

${\hat{h}}_{\mathrm{MMSE}}=R_{\mathrm{hY}}{R}_{\mathrm{YY}}^{-1}Y$

其中，

R_hY＝E{hY^H}＝R_hhW^HX^H，表示h和Y的互协方差矩阵(Z^H表示矩阵或向量Z的共軛转置，以下同)；

$R_{\mathrm{YY}}=E\left\{{\mathrm{YY}}^H\right\}={\mathrm{XWR}}_{\mathrm{hh}}{W}^H{X}^H+{\mathrm{\σ}}_n^2{I}_{N_{\mathrm{FFT}}},$ 表示Y的自协方差矩阵；

R_hh表示h的自协方差矩阵，σ_n ²表示噪声方差E{|N_k|²}，在做MMSE估计时，通常假定这二者已知。

由于W的各列之间是正交的，很容易得到信道传递函数的MMSE估计为：

${\hat{H}}_{\mathrm{MMSE}}=W{\hat{h}}_{\mathrm{MMSE}}=W\left\{R_{\mathrm{hh}}{[{\left(W^H{X}^H\mathrm{XW}\right)}^{-1}{\mathrm{\σ}}_n^2+R_{\mathrm{hh}}]}^{-1}{\left(W^H{X}^H\mathrm{XW}\right)}^{-1}\right\}{W}^H{X}^{H}Y$

由此可知，MMSE估计的计算复杂性非常大。

MMSE估计可取得比较好的性能，但实现复杂性大；传统的LS估计实现简单，但性能不如前者好。如何以较低的实现复杂性，取得较好的性能是新的信道估计方法需要考虑的问题。

发明内容

针对现有技术存在的上述问题，为了以较低的实现复杂性，取得较好的性能，本发明提出了一种新的基于最小平方(以下简称LS)准则，联合利用前导序列和导频来估计信道的方法和估计器，适用于使用基于802.16/802.16a标准的OFDM传输技术(或者类似于802.16/802.16a标准的OFDM传输技术)的通信系统的无线信道估计。

根据本发明的一个方面，提出的新的信道估计方法包括如下步骤：

(1)基于前导序列的LS估计，首先判断在接收端的正交频分复用(OFDM)符号是否为前导的序列，如果不是前导序列，则是数据正交频分复用(OFDM)符号，执行步骤(3)；如果是前导序列，则进行基于前导序列的LS估计；

(2)重要路径选择，(a)将基于前导序列LS估计估计出的信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较并选择不小于预定门限的信道冲激响应的元素为重要传播路径，通过使其它传播路径对应的元素设置为零而抛弃其它传播路；或者(b)选择信道冲激响应幅值最大的预定数量的元素为重要传播路径，通过使其它传播路径对应的元素设置为零而抛弃其它传播路；选择重要的传播路径实际上是选择重要传播路径的位置；

(3)基于导频的LS估计，对步骤(2)中所选择重要的传播路径和步骤(1)中所述数据正交频分复用(OFDM)符号用插入正交频分复用(OFDM)符号内的导频进行LS估计，将估计所得的幅值和相位作为最终的信道估计值。

在所述步骤(1)中，按下式进行基于前导序列LS估计：

${\hat{h}}_L={\left(W_L^H{W}_L\right)}^{-1}{W}_L^H(R./P)---\left(3\right)$

上式

表示信道冲激响应的最小平方估计，其中 $P={\left[\begin{array}{cccc}{P}_{0,k}& P_{1,k}& \·\·\·& P_{(N_{\mathrm{FFT}}-1),k}\end{array}\right]}^T$ 表示前导序列中的第k个频域OFDM符号；

$R={\left[\begin{array}{cccc}{R}_0& R_1& \·\·\·& R_{(N_{\mathrm{FFT}}-1)}\end{array}\right]}^T$ 表示相应于P的各子载波上的频域接收信号；

         ./表示对应元素相除；

         h_L表示信道的冲激响应，其中L表示信道冲激响应的长度，它不大于循环前缀的长度加一，

         W_L表示N_FFT点的FFT矩阵的前L列；

         N_FFT表示OFDM系统总的子载波数；

         W_L ^H表示矩阵W_L的共轭转置。

在步骤(2)中所述的预定门限为信道冲激响应系数幅度的最大幅值的一个百分比。例如，所述最大幅值的一个百分比为10％。

所述的步骤(2)的(a)选择重要传播路径的方法如下：

假定由基于前导序列的LS估计得到的对信道冲激响应的估计如下：

${\hat{h}}_L={\left(W_L^H{W}_L\right)}^{-1}{W}_L^H(R./P)={\left[\begin{array}{cccc}{h}_0& h_1& \·\·\·& h_{L-1}\end{array}\right]}^T---\left(4\right)$

如果h₀，h₁，……，h_L-1中有J个不小于预定门限，则重要的传播路径为：

$h_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{cccc}{h}_{n_1}& h_{n_2}& \·\·\·& h_{n_J}\end{array}\right]}^T,0\≤n_1,n_2,\·\·\·,n_J\≤L-1$

它们是信道冲激响应的第n₁n₂…n_J个元素，信道冲激响应的其它元素设为0，即此时信道的冲激响应可认为是 ${\hat{h}}_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{ccccccccccccc}\·\·\·& 0& h_{n_1}& 0& \·\·\·& 0& h_{n_2}& 0& \·\·\·& 0& h_{n_J}& 0& \·\·\·\end{array}\right]}^T,$ 共有J个非零元素，根据信噪比选择预定门限。

在所述步骤(2)的(b)选择重要传播路径的方法如下：

假定由基于前导序列的LS估计得到的对信道冲激响应的估计如下：

${\hat{h}}_L={\left(W_L^H{W}_L\right)}^{-1}{W}_L^H(R./P)={\left[\begin{array}{cccc}{h}_0& h_1& \·\·\·& h_{L-1}\end{array}\right]}^T$

选择

中幅值最大的J个元素作为重要的传播路径，其它设置为零，重要的传播路径为：

$h_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{cccc}{h}_{n_1}& h_{n_2}& \·\·\·& h_{n_J}\end{array}\right]}^T,0\≤n_1,n_2,\·\·\·,n_J\≤L-1$

它们是信道冲激响应幅值最大的第n₁n₂…n_J个元素，信道冲激响应的其它元素设为0，即此时信道的冲激响应可认为是 ${\hat{h}}_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{ccccccccccccc}\·\·\·& 0& h_{n_1}& 0& \·\·\·& 0& h_{n_2}& 0& \·\·\·& 0& h_{n_j}& 0& \·\·\·\end{array}\right]}^T,$ 共有J个非零元素，根据实际的信道径数来选择J，使J接近实际的信道径数。

上述步骤(3)中的基于导频的LS估计如下：

基中，

R_p./ P_p＝W_ph_LS-MST+N_p./P_p

$P_p={\left[\begin{array}{cccc}{P}_{c_1}& P_{c_2}& \·\·\·& P_{c_m}\end{array}\right]}^T$ 是插入在每个正交频分复用(OFDM)符号内的m个导频，它们是正交频分复用OFDM符号的第c₁c₂…c_m个元素，m的值及c₁c₂…c_m在系统设计时决定； $R_p={\left[\begin{array}{cccc}{R}_{c_1}& R_{c_2}& \·\·\·& R_{c_m}\end{array}\right]}^T$ 是相应于导频P_p的频域接收信号；

$h_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{cccc}{h}_{n_1}& h_{n_2}& \·\·\·& h_{n_J}\end{array}\right]}^T$ 代表在步骤(2)选出的重要的传播路径，

它们是信道冲激响应的第n₁n₂…n_J个元素，信道冲激响应的其它元素设为0；

W_P是由N_FFT点的FFT矩阵的第n₁n₂…n_J列，第c₁c₂…c_m行构成的子矩阵，N_FFT表示正交频分复用(OFDM)系统子载波总数；

$N_p={\left[\begin{array}{cccc}{N}_{c_1}& N_{c_2}& \·\·\·& N_{c_m}\end{array}\right]}^T$ 表示第c₁c₂…c_m个子载波上的频域噪声。

此外，每个正交频分复用(OFDM)符号内的导频数m可以是恒定的，也可以是变化的。基于导频的LS估计所得到的信道估计值用于时域均衡，或者对基于导频的LS估计所得到的信道估计值进行快速Fourier变换后用于正交频分复用通信系统的频域均衡。对于慢衰落信道而言，可以将经过步骤(2)选择的 作为信道估计的最终结果，而不再做基于导频的信道估计的方法。

根据本发明的另一方面，提供了一种正交频分复用通信系统中无线信道估计器，其特征在于所述估计器包括判断器，基于前导序列的LS估计器，重要路径选择器和基于导频的LS估计器；判断器，位于接收端，用于判断所接收到的正交频分复用符号是否为前导序列，如果不是前导序列，则将其输出给基于导频的LS估计器；如果是前导序列，则将其输出给基于前导序列LS的估计器；基于前导序列LS的估计器，用于对输入的信号进行基于前导序列的LS估计，并将所得到信道冲激响应的结果输入重要路径选择器；重要路径选择器，用于将接收的基于前导序列的LS估计估计出的信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较，选择不小于预定门限的信道冲激响应的元素或者选择信道冲激响应幅值最大的预定数量的元素为重要的传播路径，通过使其它传播路径对应的元素设置为零而抛弃其它传播路径；基于导频的LS估计器，利用重要路径选择器所选择的传播路径和来自判断器的信号以及插入在正交频分复用符号内的导频进行LS估计，估计所选择的传播路径的幅值和相位作为最终的信道估计值。

由于本发明基于最小平方(以下简称LS)准则，联合利用前导序列和导频来估计信道的方法，因此本发明具有如下的技术效果：

1.在保持较低的计算复杂性的同时，取得了很好的估计性能

本发明中基于前导序列的LS估计(如(3)式所示)，由于

可事先计算，所以实际的运算量很小；基于导频的LS估计(如(4)式所示)，需要求逆的矩阵 只有J阶，在实际信道中J相对于子载波的总数N_FFT而言比较小。例如对于规范P802.16a/D5-2002规定的OFDM传输结构(如表1所示)，子载波总数N_FFT＝256，按照本发明的算法，保守的估计总有 $J<L<\frac{g}{T_b}*N_{\mathrm{FFT}}+1,$ 而通常情况下J要远小于循环保护前缀的长度，所以它的计算量与MMSE估计相比要小得多。这样，本发明总的计算复杂性较小，但仿真结果却表明能获得较好的误比特率性能。

2.抛弃延时大于OFDM符号循环前缀时间的信道冲激响应，即将延时大于OFDM符号循环前缀时间的信道冲激响应系数设置为零。

这是由于在设计OFDM系统时，通常要求OFDM循环前缀时间不小于信道的最大时延，以保证不会因信道衰落产生OFDM符号间干扰，所以抛弃延时大于OFDM符号循环前缀时间的信道冲激响应，不但不会漏掉重要的传播路径，而且会减少噪声的影响。

3.既适用于快衰落信道，也适用于慢衰落信道。

本发明既适用于高速运动时的快衰落信道，例如具有较大多普勒频偏的Jakes信道，也适用于慢衰落信道，例如各种SUI信道。

4.适用于802.16/802.16a和802.11a规范中的采用OFDM技术的帧结构，同时兼容类似的帧结构。

附图说明

图1是本发明使用的OFDM帧结构，每个OFDM符号内插有若干导频；

图2：P802.16a/D5-2002规范中的上行前导序列结构，T_b表示OFDM有效符号时间，T_g表示OFDM循环前缀时间；

图3：P802.16a/D5-2002规范中的下行前导序列结构，T_b表示OFDM有效符号时间，T_g表示OFDM循环前缀时间；

图4示出了本发明正交频分复用通信系统无线信道估计的示意图；

图5：本发明提出的信道估计流程图， 表示基于前导序列的LS估计，

表示所选择的重要传播路径， 表示本发明的信道估计结果。

具体实施方式

为了以较低的实现复杂性，取得较好的性能，本发明提出了一种新的信道估计方法：

●抛弃延时大于OFDM符号循环前缀时间的信道冲激响

抛弃延时大于OFDM符号循环前缀时间的信道冲激响应，即将延时大于OFDM符号循环前缀时间的信道冲激响应系数设置为零。这是由于在设计OFDM系统时，通常要求OFDM循环前缀时间不小于信道的最大时延，以保证不会因信道衰落产生OFDM符号间干扰，所以抛弃延时大于OFDM符号循环前缀时间的信道冲激响应，不但不会漏掉重要的传播路径，而且为减少噪声的影响。

●进行两次LS估计

对于每一个OFDM帧，首先用前导序列进行LS估计(每一个OFDM帧进行一次)，然后选择重要的传播路径，抛弃次要的传播路径，得到有效的传播路径，当作这一帧的信道有效传播路径。再用插入在该帧每个OFDM符号内的导频，进行LS估计(每一个OFDM符号进行一次，因为选出的有效传播路径数不会太多，所以可以估计得比较准确，即使每个OFDM符号内的导频数较少)，得到的估计值，用于这个OFDM符号的时域均衡，或者经过FFT变换后，用于这个OFDM符号的频域均衡。

●选择重要的传播路径，抛弃次要的传播路径

用前导序列对OFDM无线传播信道进行第一次LS估计后，得到的信道冲激响应系数，有很多幅度很小(相对最大幅度而言)。对于这些幅度很小的传播路径而言，通过的噪声能量比通过的信号能量还要多。如果考虑这些传播路径，只会对系统的性能产生负面影响。这样的路径在做信道估计时理应抛弃，这样可以得到较少而且较准确的有效传播路径数。再用插入在每个OFDM符号内的导频，进行第二次LS估计，就可得到较准确的传播系数，即使插入在每个OFDM符号内的导频数较少。

本发明联合利用了OFDM帧结构中的前导序列和导频信息来估计信道，它适用于使用802.16/802.16a和802.11a规范中的帧结构的OFDM系统，同时也兼容类似的帧结构。也就是说只要是使用了如图1所示的OFDM帧结构，都可使用本发明提出的方法来估计它的无线传播信道。

(1)OFDM帧结构

图1所示为本发明使用的OFDM帧结构，在每帧的开头是前导序列，有若干个OFDM符号长度。随后是由传输数据构成的OFDM符号，每个OFDM符号内插有若干导频信号。每个OFDM符号内的导频位置和个数都可以是变化的或者是恒定的。凡是图1所示的OFDM帧结构都可使用本发明。例如，802.16/802.16a规范中就规定了这样的OFDM帧结构，所以它们都可选用本发明来做信道估计。P802.16a/D5-2002规范中的前导序列结构如图2和图3所示，它的OFDM符号参数如表1所规定。图2是上行的前导序列，它包含重复的128个采样值，最前头的循环前缀长度按表1规定。图3是下行的前导序列，它首先是64个采样的4次重复，前头是按表1规定的循环前缀；紧跟着的是重复的128个采样值，前头是按表1规定的循环前缀。

             表1：OFDM符号参数

         (N_FFT表示OFDM系统总的子载波数；

       N_used表示用于承载数据和导频的载波数；

             F_s表示调制符号的采样频率；

                BW表示信道带宽。)

参数                  值
	NFFT                  256
Nused                 200
	Fs/BW                不需要许可证的频带，值为8/7，其它频带值为7/6
(Tg/tb)            1/4，1/8，1/16，1/32
	低频端保护子载波数    28
高频端保护子载波数    27
	保护子载波的频偏索引  -128，-127，...，-101101，102，...，127
固定位置基本导频      -84，-60，-36，-12，12，36，60，84的频偏索引

(2)信道估计器

下面参照图4描述本发明的正交频分复用通信系统的无线信道估计器。图4示出了本发明正交频分复用通信系统无线信道估计的示意图。

图4中各部分解释如下：表示传送的OFDM帧信号(没有包含循环

前缀)，帧信号的最前面是m个OFDM符号组成的前导序列，后面是数据OFDM符号，每个数据OFDM符号中按一定的格式插有若干数目的导频；

b)IFFT表示发射端对OFDM符号的逆快速Fourier变换，h表示信号传播的多径信道。

$c)----{\left[\begin{array}{ccc}{n}_0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& n_{N_{\mathrm{FFT}}-1}\end{array}\right]}^T$ 表示时域信道噪声。

d)FFT表示接收端对OFDM符号的快速Fourier变换。

e)MST表示重要路径选择器，选择重要的传播路径，抛弃次要的传播路径；

f)接收端判断接收到的OFDM符号是不是前导序列：如果是，则进行基于前导序列的LS估计，选择重要的传播路径

(图中MST的意思是most siganificant taps，表示选择重要的传播路径[n₁…n_J])，传递给后面基于导频的LS估计；如果不是，则说明它是数据OFDM符号，此时可根据相应于导频信号的接收信号 ${\left[\begin{array}{ccc}{R}_{C_1}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& R_{C_m}\end{array}\right]}^T$ (c₁ c₂ … c_m表示导频在OFDM符号中的位置)和所选择出来的重要传播路径的位置，进行基于导频的LS估计；估计出来的信道冲激响应，可用于时域均衡，经过FFT变换后，可用于频域均衡。

因此，本发明的正交频分复用通信系统中无线信道估计器包括判断器，基于前导序列的LS估计器，重要路径选择器和基于导频的LS估计器。判断器，位于接收端，用于判断所接收到的信号是否为前导序列，如果不是前导序列，则将其输出给基于导频的LS估计器；如果是前导序列，则将其输出给基于前导序列的LS估计器。基于前导序列的LS估计器，用于对输入的信号进行基于前导序列的LS估计，并将所得到信道冲激响应的结果输入重要路径选择器。重要路径选择器，用于将接收的基于序列LS估计后的信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较，选择不小于预定门限的信道冲激响应的元素或者选择信道冲激响应幅值最大的预定数量的元素为重要的传播路径，通过使其它传播路径对应的元素设置为零而抛弃其它传播路径。基于导频的LS估计器，对重要路径选择器所选择的传播路径和来自判断器的信号用插入在正交频分复用符号内的导频进行LS估计，估计所选择的传播路径的幅值和相位作为最终的信道估计值。

2.发明的方法说明

本发明提出的方法就是循环地进行上述操作过程，流程图如图5所示。

如图5所示，本发明提出的信道估计方法分三步进行：首先进行基于前导序列的LS估计，接着选择重要的传播路径，抛弃次要的传播路径；最后进行基于导频的LS估计。后续步骤要用到前一步骤的结果。下面将三部分分述如下：

(1)基于前导序列的LS估计

根据(1)式揭示的OFDM系统的传输机理，有下式成立，

R./P＝W_Lh_L+N./P

其中，

$P={\left[\begin{array}{cccc}{P}_{0,k}& P_{1,k}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& P_{(N_{\mathrm{FFT}}-1),k}\end{array}\right]}^T$ 表示前导序列中的第k个频域OFDM符号，用它来做信道估计；

$R={\left[\begin{array}{cccc}{R}_0& R_1& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& R_{(N_{\mathrm{FFT}}-1)}\end{array}\right]}^T$ 表示相应于P的各子载波上的频域接收信号；

         ./表示对应元素相除(以下同)；

         h_L表示信道的冲激响应，其中L表示信道冲激响应的长度，一般来讲，它不大于循环前缀的长度加一，这意味着抛弃延时大于OFDM符号循环前缀时间的信道冲激响应，即将延时大于OFDM符号循环前缀时间的信道冲激响应系数设置为零。(以下同)；

W_L表示N_FFT点的FFT矩阵(如(2)式所示)的前L列；

$N={\left[\begin{array}{cccc}{N}_0& N_1& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& N_{(N_{\mathrm{FFT}}-1)}\end{array}\right]}^T$ 表示各子载波上的频域噪声。

由最小平方原则，可知信道冲激响应的最小平方估计为：

${\hat{h}}_L={\left(W_L^H{W}_L\right)}^{-1}{W}_L^H(R./P)=---\left(3\right)$

这就是本发明的基于前导序列的LS估计。

(2)选择重要的传播路径，抛弃次要的传播路径

从基于前导序列的LS估计中得到的 是一个包含L个元素的列向量，每个元素对应一条信号传播路径的衰落和相移，通常 中有很多元素的幅值很小(相对于 中幅值最大的元素而言)。对于幅值较小的路径而言，通过的噪声可能比通过的有效信号还要多，这样的传播路径在做信道估计时应该舍弃，相应的元素值设为0。决定是否舍弃的门限通常设为

最大幅值的一个百分比。当然也可用其它方式进行取舍，例如从

中选择若干个幅值最大的元素作为传播路径。传播路径的取舍过程如下：

假定由基于前导序列的LS估计得到的对信道冲激响应的估计如下：

${\hat{h}}_L={\left(W_L^H{W}_L\right)}^{-1}{W}_L^H(R./P)={\left[\begin{array}{cccc}{h}_0& h_1& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{L-1}\end{array}\right]}^T$

a)可以选用 中的最大幅值的一个百分比作为门限，例如取最大幅值的10％作为门限，不小于该门限的选为重要的传播路径；否则，将其设置为零。即如果h₀，h₁，……，h_L-1中有J个不小于门限，则重要的传播路径为：

$h_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{cccc}{h}_{n_1}& h_{n_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{n_J}\end{array}\right]}^T,0\&le;n_1,n_2,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,n_J\&le;L-1$

它们是信道冲激响应的第n₁n₂…n_J个元素，信道冲激响应的其它元素设为0。即此时信道的冲激响应可认为是 ${\hat{h}}_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{ccccccccccccc}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_1}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_2}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_J}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\end{array}\right]}^T,$ 共有J个非零元素。门限的选择与信噪比有关。

b)也可以选择 中幅值最大的J个元素作为重要的传播路径，其它设置为零。重要的传播路径为：

$h_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{cccc}{h}_{n_1}& h_{n_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{n_J}\end{array}\right]}^T,0{\&le;n}_1,n_2,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,n_J\&le;L-1$

它们是信道冲激响应幅值最大的第n₁n₂…n_J个元素，信道冲激响应的其它元素设为0。即此时信道的冲激响应可认为是 ${\hat{h}}_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{ccccccccccccc}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_1}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_2}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_J}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\end{array}\right]}^T,$ 共有J个非零元素。J的选择应该接近实际的信道径数。

(3)基于导频的LS估计

很多信道估计算法通常需要假设信道传递函数在一个OFDM符号周期，甚至在一个OFDM帧周期内是基本不变的，也就说它们仅适用于慢衰落信道。事实上，如果是一个在OFDM帧周期内基本不变的慢衰落信道，可以用在选择重要的传播路径，抛弃次要的传播路径中得到的

为这一帧内的数据OFDM符号做信道均衡，不需要(当然也可以)做基于导频的LS估计。但是实际的宽带无线信道甚至在一个OFDM符号周期内都可能有明显的变化，尤其是对高速运动时的快衰落信道而言。因此，有必要在选择重要的传播路径，抛弃次要的传播路径后，利用插入在每个OFDM符号内的导频信号来实时地估计信道特征，用以更好地对消信道对信号传输的影响。

本发明提出的基于导频的LS估计算法如下：

R_p./P_p＝W_ph_LS-MST+N_p./P_p

其中，

$P_p={\left[\begin{array}{cccc}{P}_{c_1}& P_{c_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& P_{c_m}\end{array}\right]}^T$ 是插入在每个OFDM符号内的m个导频(每个OFDM符号内的导频数m可以是恒定的，也可以是变化的)，它们是OFDM符号的第c₁c₂…c_m个元素。m的值及c₁c₂…c_m在系统设计时决定。例如对于规范P802.16a/D5-2002规定的OFDM传输结构，子载波总数N_FFT＝256，m＝8，[c₁c₂…c_m]＝[-84 -60 -36 -12 12 36 60 84]+128；

$R_p={\left[\begin{array}{cccc}{R}_{c_1}& R_{c_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& R_{c_m}\end{array}\right]}^T$ 是相应于导频P_p的频域接收信号；

$h_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{cccc}{h}_{n_1}& h_{n_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{n_J}\end{array}\right]}^T$ 代表选出的重要的传播路径(位置)，它们是信道冲激响应的第n₁n₂…n_J个元素，信道冲激响应的其它元素设为0；

W_p是由N_FFT点的FFT矩阵(如(2)式所示)的第n₁n₂…n_J列，第c₁c₂…c_m行构成的子矩阵；

$N_p={\left[\begin{array}{cccc}{N}_{c_1}& N_{c_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& N_{c_m}\end{array}\right]}^T$ 表示第c₁c₂…c_m个子载波上的频域噪声。

根据最小平方原则，

${\hat{h}}_p={\left[\begin{array}{cccc}{\hat{\hat{h}}}_{n_1}& {\hat{\hat{h}}}_{n_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;& {\hat{\hat{h}}}_{n_J}\end{array}\right]}^T={\left(W_p^H{W}_p\right)}^{-1}{W}_p^H(R_p./P_p)---\left(4\right)$

就是对h_LS-MST的最小平方估计。上述三部分综合起来，本发明估计出来的信道冲激响应为：

${\hat{h}}_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}-\mathrm{LS}}\left[n\right]=\underset{i=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{\hat{h}}}_{n_i}\mathrm{\&delta;}[n-n_i],n=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N-1$

可用于时域均衡，或者对其做FFT变换后，用于OFDM系统的频域均衡。

Claims (10)

1、一种正交频分复用通信系统中无线信道估计方法，包括如下步骤：

(1)基于前导序列的LS估计，首先判断在接收端的正交频分复用(OFDM)符号是否为前导序列，如果不是前导序列，则是数据正交频分复用(OFDM)符号并执行步骤(3)；如果是前导序列，则进行基于前导序列的LS估计；

(2)重要路径选择，(a)将基于前导序列LS估计后的信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较并选择不小于预定门限的信道冲激响应的元素为重要传播路径，通过使其它传播路径对应的元素设置为零而抛弃其它传播路，或者(b)选择信道冲激响应幅值最大的预定数量的元素为重要传播路径，通过使其它传播路径对应的元素设置为零而抛弃其它传播路；

(3)基于导频的LS估计，对步骤(2)中所选择重要的传播路径和步骤(1)中所述数据正交频分复用(OFDM)符号用插入正交频分复用(OFDM)符号内的导频进行LS估计，将估计所得的幅值和相位作为最终的信道估计值。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述步骤(1)中，按下式进行基于前导序列的LS估计：

${\hat{h}}_L={\left(W_L^H{W}_L\right)}^{-1}{W}_L^H(R./P)$

上式

表示信道冲激响应的最小平方估计，其中

$P={\left[\begin{array}{cccc}{P}_{0,k}& P_{1,k}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& P_{(N_{\mathrm{FFT}}-1),k}\end{array}\right]}^T$ 表示前导序列中的第k个频域正交频分复用(OFDM)符号；

$R={\left[\begin{array}{cccc}{R}_0& R_1& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& R_{(N_{\mathrm{FFT}}-1)}\end{array}\right]}^T$ 表示相应于P的各子载波上的频域接收信号；

         ./表示对应元素相除；

         h_L表示信道的冲激响应，其中L表示信道冲激响应的长度，它不大于循环前缀的长度加一，

         W_L表示N_FFT点的FFT矩阵的前L列；

    N_FFT表示OFDM系统总的子载波数；

    W_L ^H表示矩阵W_L的共轭转置.

3、如权利要求1所述的方法，其特征在于选择重要的传播路径实际上是选择重要传播路径的位置。

4、如权利要求1所述的方法，其特征在于，在步骤(2)中所述的预定门限为信道冲激响应系数幅度的最大幅值的一个百分比。

5、如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的步骤(2)的(a)选择重要传播路径的方法如下：

假定由基于前导序列的LS估计得到的对信道冲激响应的估计如下：

${\hat{h}}_L={\left(W_L^H{W}_L\right)}^{-1}{W}_L^H(R./P)={\left[\begin{array}{cccc}{h}_0& h_1& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{L-1}\end{array}\right]}^T$

如果h₀，h₁，……，h_L-1中有J个不小于预定门限，则重要的传播路径为： $h_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{cccc}{h}_{n_1}& h_{n_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{n_J}\end{array}\right]}^T,0\&le;n_1,n_2,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,n_J\&le;L-1$

它们是信道冲激响应的第n₁n₂…n_J个元素，信道冲激响应的其它元素设为0，即此时信道的冲激响应可认为是 ${\hat{h}}_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{ccccccccccccc}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_1}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_2}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_J}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\end{array}\right]}^T,$ 共有J个非零元素，根据信噪比选择预定门限。

6、如权利要求1所述的方法，其特征在于在所述步骤(2)的(b)选择重要传播路径的方法如下：

假定由基于前导序列的LS估计得到的对信道冲激响应的估计如下：

${\hat{h}}_L={\left(W_L^H{W}_L\right)}^{-1}{W}_L^H(R./P)={\left[\begin{array}{cccc}{h}_0& h_1& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{L-1}\end{array}\right]}^T$

选择

中幅值最大的J个元素作为重要的传播路径，其它设置为零，重要的传播路径为：

$h_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{cccc}{h}_{n_1}& h_{n_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{n_J}\end{array}\right]}^T,0\&le;n_1,n_2,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,n_J\&le;L-1$

它们是信道冲激响应幅值最大的第n₁n₂…n_J个元素，信道冲激响应的其它元素设为0，即此时信道的冲激响应可认为是 ${\hat{h}}_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{ccccccccccccc}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_1}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_2}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0& h_{n_J}& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\end{array}\right]}^T,$ 共有J个非零元素，根据实际的信道径数来选择J，使J接近实际的信道径数。

7、如权利要求1所述的方法，其特征在于在所述步骤(3)中的基于导频的LS估计如下：

其中，

$R_p./P_p=W_p{h}_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}+N_p./P_p$

$P_p={\left[\begin{array}{cccc}{P}_{c_1}& P_{c_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& P_{c_m}\end{array}\right]}^T$ 是插入在每个正交频分复用(OFDM)符号内的m个导频，它们是正交频分复用OFDM符号的第c₁c₂…c_m个元素，m的值及c₁c₂…c_m在系统设计时决定；

$R_p={\left[\begin{array}{cccc}{R}_{c_1}& R_{c_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& R_{c_m}\end{array}\right]}^T$ 是相应于导频P_p的频域接收信号；

$h_{\mathrm{LS}-\mathrm{MST}}={\left[\begin{array}{cccc}{h}_{n_1}& h_{n_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{n_J}\end{array}\right]}^T$ 代表在骤(2)选出的重要的传播路径，它们是信道冲激响应的第n₁n₂…n_J个元素，信道冲激响应的其它元素设为0；

W_p是由N_FFT点的FFT矩阵的第n₁n₂…n_J列，第c₁c₂…c_m行构成的子矩阵，N_FFT表示正交频分复用(OFDM)系统子载波总数；

$N_p={\left[\begin{array}{cccc}{N}_{c_1}& N_{c_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& N_{c_m}\end{array}\right]}^T$ 表示第c₁c₂…c_m个子载波上的频域噪声。

8、如权利要求7所述的方法，其特征在于所述每个正交频分复用(OFDM)符号内的导频数m可以是恒定的，也可以是变化的。

9、如权利要求1所述的方法，其特征在于对于慢衰落信道而言，将经过步骤(2)选择的

作为信道估计的最终结果，而不再做基于导频的信道估计的方法。

10、一种正交频分复用通信系统中无线信道估计器，其特征在于，

所述估计器包括判断器，基于前导序列的LS估计器，重要路径选择器和基于导频的LS估计器；

判断器，位于接收端，用于判断所接收到的正交频分复用(OFDM)信号是否为前导序列，如果不是前导序列，则将其输出给基于导频的LS估计器；如果是前导序列，则将其输出给基于前导序列的LS估计器；

基于前导序列LS估计器，用于对输入的信号进行基于前导序列的LS估计，并将所得到信道冲激响应的结果输入重要路径选择器；

重要路径选择器，用于将接收的基于前导序列的LS估计估计出的信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较，选择不小于预定门限的信道冲激响应的元素或者选择信道冲激响应幅值最大的预定数量的元素为重要的传播路径，通过使其它传播路径对应的元素设置为零而抛弃其它传播路；

基于导频的LS估计器，对重要路径选择器所选择的传播路径和来自判断器的信号用插入正交频分复用的符号内的导频进行LS估计，估计所选择的传播路径的幅值和相位作为最终的信道估计值。

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