CN1909528B - 一种用于正交频分复用系统的信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于正交频分复用系统的信道估计方法和装置，以及采用该信道估计装置的正交频分复用系统。按照本发明，信道估计方法包含以下步骤：确定一个正交频分复用帧内至少一个前导符号的子载波的信道频率响应和一个数据符号的多个导频的信道频率响应；根据所述数据符号的相邻所述导频估计位于其间的数据子载波的信道频率响应；以及利用所述前导符号的子载波的信道频率响应来修正相应的所述数据子载波的信道频率响应。与现有技术相比，本发明可以克服传统导频信道估计方法受噪声影响较大和在多径环境下信道频率选择性导致内插误差较大的缺点，提高了系统的性能。此外，本发明还具有实现复杂度比较适中，易于硬件实现的优点。

Description

一种用于正交频分复用系统的信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信技术，特别涉及一种用于正交频分复用系统的信道估计方法和装置，以及采用该信道估计装置的正交频分复用系统。

背景技术

WiMAX是一种基于标准的技术，它可以替代现有的有线和DSL连接方式，来提供最后一英里的无线宽带接入。目前相关的标准包括802.16d-2004(固定宽带无线接入标准)和802.16e-2005(支持移动的宽带无线接入标准)，这些标准在此以引用方式包含在本文中。

正交频分复用/正交频分复用多址接入(OFDM/OFDMA)是WiMAX系统实现高速高质量数据传输的技术基础，而为了保证后续解调的准确度，必须对OFDM信道进行准确的估计，这是WiMAX物理层的关键技术之一。

目前已有的OFDM系统非盲信道估计主要有两类，一类是以帧头前导符号(preamble)做为训练序列估计出每个子载波上的信道频率响应特性，然后将其用于本帧后续所有符号(symbol)的均衡，但是这种方法以信道特性在一帧中保持不变作为假设前提，因此仅适用于用户端处于静止状态等信道特性在时间上慢变的状况，如HIPERLAN/2(High PERformance Local Area Network)和IEEE802.11a标准规定的WLAN(Wireless Local Area Network)系统，而对于支持移动性的802.16e WiMAX系统则不适用。另一类是方法为基于导频(pilot)的信道估计。例如在题为“ChannelEstimation Techniques Based on Pilot Arrangement in OFDMsystems”(IEEE TRANSACTIONS ON BROADCASTING，Volume.48，No.3，pp.223-229，September 2002)一文中，提出了一种基于导频的信道估计方法，其通过在OFDM符号中以块状或梳状方式插入导频来跟踪时变衰落的信道，而其余数据子载波或频点处的信道频率响应则采用内插方式估计确定，该篇文献在此以引用方式包含在文本中。然而这类方法如果直接应用到WiMAX系统中，则由于多径环境下信道的信道频率选择性，将使得内插误差增大，从而导致估计性能下降。

发明内容

本发明的一个目标是提供一种用于正交频分复用系统的信道估计方法，其可有效提高正交频分复用信道的估计精度。

本发明的上述目标通过下列技术方案实现：

一种用于一个正交频分复用系统的信道估计方法，包含以下步骤：

确定一个正交频分复用帧内至少一个前导符号的子载波的信道频率响应和一个数据符号的多个导频的信道频率响应；

根据所述数据符号的相邻所述导频估计位于其间的数据子载波的信道频率响应；以及

利用所述前导符号的子载波的信道频率响应来修正相应的所述数据子载波的信道频率响应。

优选地，在上述方法中，所述数据子载波的信道频率响应按照下列方式进行修正，使得所述前导符号的子载波的信道频率响应对相应的所述数据子载波的信道频率响应的影响程度随着该数据子载波所属数据符号与所述前导符号的距离而减小。

优选地，在上述方法中，所述导频按照梳状方式设置在所述数据符号内。

优选地，在上述方法中，所述正交频分复用帧为遵循IEEE802.16e协议的一个时分双工时间帧，所述前导符号为所述时分及工时间帧内位于帧头的前导符号，所述数据符号为所述时分双工时间帧内的下行符号。

优选地，在上述方法中，所述前导符号的子载波的信道频率响应和所述导频的信道频率响应采用最小平方、最小似然估计或最小均方估计中的其中一种估计准则加以估计。

优选地，在上述方法中，采用线性内插法、二次内插法、时域内插法或低通有限冲击响应滤波法中的其中一种方法来估计所述数据子载波的信道频率响应。

优选地，在上述方法中，所述数据子载波的信道频率响应按照下式进行修正：

$\tilde{H}(i,k)=\mathrm{\λ}\·(a\left(i\right)\·{\hat{H}}_{\mathrm{preamble}}(1,k))+(1-\mathrm{\λ})\·\hat{H}(i,k),$ i＝2…N，k＝0，1…K-1

这里，

为所述正交频分复用帧内第i个符号的经过修正的第k个子载波的信道频率响应，λ为加权因子，其随i而变小，α(i)为所述正交频分复用帧内第i个符号的所有所述导频的信道频率响应与所述前导符号的信道频率响应的比值的平均值，为所述正交频分复用帧内前导符号的信道频率响应，

为所述正交频分复用帧内第i个符号的根据相邻所述导频估计得到的第k个子载波的信道频率响应。

优选地，在上述方法中，所述数据子载波的信道频率响应按照下式进行修正：

$\tilde{H}(i+1,k)={\mathrm{\λ}}^{,}\·\tilde{H}(i,k)+(1-{\mathrm{\λ}}^{,})\·\hat{H}(i+1,k),$ i＝1，2…N-1，k＝0，1，…K-1

这里，为所述正交频分复用帧内第i+1个符号的经过修正的第k个子载波的信道频率响应，λ’为记忆因子，对于i＝2，...N-1，

为所述正交频分复用帧内第i个符号的经过修正的第k个子载波的信道频率响应，对于i＝1，

为所述正交频分复用帧内前导符号的信道频率响应，

为所述正交频分复用帧内第i+1个符号的根据相邻所述导频估计得到的第k个子载波的信道频率响应。

本发明的另一个目标是提供一种用于正交频分复用系统的信道估计装置，其可有效提高正交频分复用信道的估计精度。

本发明的上述目标通过下列技术方案实现：

一种用于正交频分复用系统的信道估计装置，其被配置为完成下列步骤：

确定一个正交频分复用帧内至少一个前导符号的子载波的信道频率响应和一个数据符号的多个导频的信道频率响应；

根据所述数据符号的相邻所述导频估计位于其间的数据子载波的信道频率响应；以及

利用所述前导符号的子载波的信道频率响应来修正相应的所述数据子载波的信道频率响应。

优选地，所述信道估计装置为数字信号处理器。

本发明的还有一个目标是提供一种正交频分复用系统，其可有效提高正交频分复用信道的估计精度。

本发明的上述目标还通过下列技术方案实现：

一种正交频分复用系统，包含至少一个信源端和至少一个信宿端，所述信宿端包含一个如上所述的信道估计装置，用于对所述信源端至所述信宿端的信道状态进行估计。

与现有技术相比，本发明将前导符号引入基于导频的信道估计方法中，增加了判断信道状态的信息量，因此可以克服传统导频信道估计方法受噪声影响较大和在多径环境下信道频率选择性导致内插误差较大的缺点，提高了系统的性能。特别是在诸如WiMAX之类的正交频分复用系统中，由于可充分利用前导符号相对导频具有较高信噪比的特点，因此通过将前导符号的信道估计与各个后续下行符号的信道估计加权合并，进一步提高了信道估计的准确度。最后，本发明还具有实现复杂度比较适中，易于硬件实现的优点。

附图简述

以下借助较佳实施例和附图对本发明作更为充分的阐述，其中：

图1为一个典型的WiMAX系统示意图。

图2为按照本发明的用于正交频分复用系统的信道估计方法的一个较佳实施例的流程图。

图3示出了一个下行符号簇的结构。

图4为将1个时隙的2个下行符号中的导频联合起来时的等效簇结构。

图5a和图5b示出了在一个WiMAX系统的用户端中，采用按照本发明实施例的方法时的误码率(BER)性能与现有技术的对比结果。

图6a和图6b示出了在一个WiMAX系统的用户端中，采用按照本发明实施例的方法时的误码率(BER)性能与现有技术的对比结果。

具体实施方式

在以下的描述中，皆以基于IEEE802.16标准的WiMAX系统为例描述本发明的实施例，但是这并不意味着本发明仅局限于在该种通信系统上应用，相反，本发明还可推广至其它包含前导符号和导频的正交频分复用系统中。

在本发明中，前导符号指的是设置于一个正交频分复用帧特定位置(例如帧头和帧尾)的用于标识该帧的各种特征符号，而数据符号指的是帧内其它用于传输数据的各种符号。所述数据符号包含两类子载波，其中一类承载用于信道估计的导频，以下将其称为导频子载波或导频点，另一类则承载数据，以将其称为数据子载波。值得指出的是，导频点在数据符号中的设置方式例如可以是梳状或块状方式，本发明的原理并不局限于具体的设置方式。

按照本发明，信道的估计同时基于导频和前导符号，具体而言，对于正交频分复用帧内的数据符号的一个数据子载波，在确定其信道频率响应时，除了考虑与该数据子载波相邻的导频的信道频率响应以外，还将来自前导符号内对应或相应子载波的信道频率响应的影响计入。这里的“对应”或“相应”的子载波指的是前导符号和数据符号中具有相同频率的子载波。

按照本发明，可以采用各种修正算法将前导符号的影响计入对数据符号内相应子载波的信道频率响应的估计中，下面将对两种修正算法作具体描述，但是需要指出的是，在阅读了本申请文件之后，本领域内的技术人员将认识到还可以采用除所述具体算法以外的其它修正算法，并且能够根据应用场合的特点设计或选择相应的修正算法，因此本发明的思想和保护范围不应受具体修正算法的限定。

以下借助附图描述将本发明的具体实施例。假设这些实施例被应用于图1所示基于IEEE 802.16e标准的WiMAX系统，如图1所示，该系统由用户端(MS)、基站(BS)、认证和业务授权服务器(ASA)组成，其中ASA服务器提供认证、授权和计费等功能，用户端通过U接口，以正交频分复用多址方式接入基站。

图1所示的WiMAX系统作为一个时分双工(TDD)系统，采用下列结构的TDD时间帧：一个时间帧内包含有多个符号，依次为1个位于帧头的前导符号、数个下行符号、发收传输间隔(TTG)、数个上行符号和收发传输间隔(RTG)，并且相邻的两个下行符号构成一个时隙(slot)。前导符号不用作传输数据，其从规定的一套码字中选用其中一组码字，用户端的同步模块可通过相关运算解搜索到前导符号以确定帧头位置并获取当前帧发送的前导码字，此外，前导符号还可用于信号质量和功率的测量。在后续承载数据的下行和上行符号的子载波之间，导频被按照如图3所示的模式周期性地插入，并且将一个下行符号内每14个子载波归为一簇(cluster)，假设一个下行符号内簇的个数为No_cluster，则由图2的模式可得，每个下行符号共有2×No_cluster个导频。

图2为按照本发明的用于正交频分复用系统的信道估计方法的一个较佳实施例的流程图。

参照图1和图2，在步骤S200中，用户端的同步模块通过相关搜索寻找到位于帧头的前导码字，从而确定一个TDD时间帧的位置。

接着，进入步骤S210，该TDD时间帧被送入信道估计模块，由该模块采用例如最小均方准则(LS)来估计该时间帧内所有导频的信道频率响应。对于这里所述的一个TDD时间帧内一个子载波，其收发数据模型为：

y(i，k)＝x(i，k)H(i，k)+v(i，k)，i＝1，2…N；k＝0，1…K-1(1)

其中，i为帧内符号的序号，第一个符号(i＝1)为前导符号，k为每个符号的子载波的序号，y(i，k)和x(i，k)分别为第i个符号的第k个子载波的接收数据和发送数据，H(i，k)和v(i，k)分别表示第i个符号的第k个子载波上的信道频率响应和零均值复高斯噪声，N为一帧内的下行符号总数，(K-1)为一个符号内子载波的总数。下行符号导频点处的信道频率响应可利用LS准则估计如下：

$\hat{H}(i,k)=y(i,k)/x(i,k),$ i＝2…N，k＝{k|k∈k_p}(2)

其中导频所在的子载波为：

idx_cluster＝0，1…No_cluster-1

其中，idx_cluster表示一个符号内簇的序号。

接着，进入步骤S220，信道估计模块采用例如最小均方准则(LS)来估计该时间帧内前导符号所有子载波的信道频率响应。同样可以利用LS法则来估计出前导符号的所有子载波上的频域信道响应

${\hat{H}}_{\mathrm{preamble}}(1,k)=y(1,k)/x(1,k),$ k＝0，1…K-1    (4)

值得指出的是，在上述步骤S210和S220中，除了LS准则以外，还可以采用其它的估计准则确定前导符号和导频的信道频率响应，这些准则例如包括但不限于最小平方和最小似然估计准则等。

随后，进入步骤S230，从上述步骤S210确定的各个导频的信道频率响应中估计出所有数据子载波的信道频率响应，即，根据每对相邻导频的信道频率响应，计算出该对相邻导频导频之间的数据子载波的信道频率响应(以下又称为基于导频的信道频率响应)。

值得指出的是，在步骤S230中，可以采用各种算法，从相邻导频确定其间的数据子载波的信道频率响应，这些算法例如包括但不限于线性内插法、二次内插法、时域内插法和低通有限冲击响应滤波法。

步骤S230获得的基于导频的信道频率响应受噪声的影响比较大，而且在多径环境下，信道具有频率选择性，因此使得数据子载波的信道频率响应的误差不可避免地增大。为此，接着进入步骤S240，将步骤S220中获得的前导符号子载波的信道频率响应作为训练序列，对上述步骤S230中数据子载波的基于导频的信道频率响应进行进一步的修正，具体的修正算法将在下面作进一步的详细描述。

在本实施例中，由于前导符号的发送能量是导频发送能力的4.5倍，使得在用户端处前导符号的信噪比(SNR)将会高出导频许多，因此当将此前导符号作为训练序列对数据子载波的信道频率响应进行修正时，可以取得更好的效果。

当完成步骤S240之后，即可得到一个TDD时间帧内所有数据子载波的联合导频和前导符号的信道频率响应。对于其它的TDD时间帧，重复上述步骤S200-S240即可。

以下对步骤S240中的修正算法作进一步的描述。

第一种修正算法是对基于导频的数据子载波的信道频率响应与前导符号相应子载波的信道频率响应进行加权求和。具体而言，对于第i个下行符号，假设将基于导频的第k个数据子载波的信道频率响应记为将计入前导符号影响的第k个数据子载波的信道频率响应记为

将前导符号第k个子载波的信道频率响应记为

则有：

$\tilde{H}(i,k)=\mathrm{\λ}\·(a\left(i\right)\·{\hat{H}}_{\mathrm{preamble}}(1,k))+(1-\mathrm{\λ})\·\hat{H}(i,k),$ i＝2…N，k＝0，1…K-1    (5)

其中，N为一帧内的下行符号总数，(K-1)为一个符号内子载波的总数，λ为加权因子，考虑到信道的时变特性，下行符号在时间上离前导符号越远，则前导符号子载波的信道频率响应对其的影响因素应该越小，优选地，可以将该加权因子取为λ＝i^-1/16，α(i)为第i个符号的所有导频的信道频率响应与前导符号的信道频率响应的比值的平均值，即：

$a\left(i\right)=\frac{1}{2\×\mathrm{No}\_\mathrm{cluster}}\underset{\left\{k\right|k\∈k_p\}}{\mathrm{\Σ}}\frac{\hat{H}(i,k)}{{\hat{H}}_{\mathrm{preamble}}(1,k)}---\left(6\right)$

这里，k_p由上式(3)定义，No_cluster为一个下行符号内簇的个数。

图5a和图5b示出了在一个WiMAX系统的用户端中，采用按照上述实施例方法时的误码率(BER)性能与现有技术的对比结果。这里，载波频率为2GHz，正交频分复用采用512点的快速傅立叶变换，循环前缀长度取64，除去高频保护带和零频点后，用于传输前导符号的子载波数为428，用于传输数据的子载波数为420，分为30簇，即No_cluster＝30，每帧的持续时间为5毫秒。

在图5a所示的情形下，信道条件为多普勒频移50Hz，2径瑞利衰落信道，最大多径时延2微秒，不加编解码。在图5a中，曲线A和B分别表示在采用16QAM调制方式时现有技术与本发明实施例方法的BER性能，而曲线C和D分别表示在采用QPSK调制方式时现有技术与本发明实施例方法的BER性能，其中，现有技术的方法仅根据导频估计数据子载波的信道频率响应，而在本发明实施例方法中还采用上述第一种算法来修正数据子载波的信道频率响应。由图可见，曲线B与曲线A相比用户端在性能上有2～3dB的增益，而曲线D与曲线C相比用户端在性能上有3～4dB的增益。

在图5b所示的情形下，多普勒频移增大到100Hz，多径数增加到3径，曲线A、B、C、D代表的含义与图5a一致，其中，现有技术的方法仅根据导频估计数据子载波的信道频率响应，本发明的实施例方法也采用上述第一种算法来修正数据子载波的信道频率响应。由图可见，在采用QPSK调制时，本发明与现有技术相比可获得1～3dB的增益，而在采用16QAM调制时，可大约获得5dB的增益。

由上可见，上述第一种算法具有良好的性能。但是当用数字信号处理器(DSP)实现该算法时，由于每个符号对加权因子λ和系数α(i)的实时计算涉及开根号和除法运算，而数字信号处理器没有现成的指令可进行这两种运算，因此将耗费其大量的时钟周期数。当数字信号处理器一个中断周期内的时钟周期资源比较紧张时，可以将有限的λ值制成数值表预先存储起来以供计算时直接查找调用。

第二种修正算法是以前导符号的子载波的信道频率响应作为初始值，通过式(7)所示的迭代运算确定下行符号的数据子载波的信道频率响应，具体而言，对于每个下行符号的一个数据子载波，其信道频率响应均由当前基于导频得到的信道频率响应与前一个符号的计入前导符号影响的相应数据子载波的信道频率响应加权合并决定。这里的权值可采用时间序列分析理论中的指数平滑方法，即某一时刻的信道频率响应对其后续的信道频率响应的影响呈指数衰减。该迭代过程直至本帧的TTG到来，当下一帧头的前导符号到来后，重新开始迭代。

$\tilde{H}(i+1,k)={\mathrm{\λ}}^{,}\·\tilde{H}(i,k)+(1-{\mathrm{\λ}}^{,})\·\hat{H}(i+1,k),$ i＝1，2…N-1，k＝0，1，…K-1    (7)

其中，

为第(i+1)个符号的基于导频的第k个数据子载波的信道频率响应，对于i＝1，

即前导符号第k个子载波的信道频率响应，对于i＝2，...N-1，即第i个符号的计入前导符号影响的第k个数据子载波的信道频率响应，为第(i+1)个符号的计入前导符号影响的第k个子载波的信道频率响应，N为一帧内的下行符号总数，(K-1)为一个符号内子载波的总数，λ’为记忆因子，优选地取为λ’＝1/2或3/4。

在上述第二种算法中，整个迭代过程只有乘法和加法两种运算，与前一种算法相比，复杂度和耗费的时钟周期开销大大减小。但是由于需要存储当前符号的信道频率响应以备下一符号使用，因此在此方面需要多耗费一些时钟周期数。

图6a和图6b示出了在一个WiMAX系统的用户端中，采用按照实施例方法时的误码率(BER)性能与现有技术的对比结果。这里，载波频率为2GHz，正交频分复用采用512点的快速傅立叶变换，循环前缀长度取64，除去高频保护带和零频点后，用于传输前导符号的子载波数为428，用于传输数据的子载波数为420，分为30簇，即No_cluster＝30，每帧的持续时间为5毫秒。

在图6a所示的情形下，信道条件为多普勒频移50Hz，2径瑞利衰信道，最大多径时延2微秒，不加编解码。在图6a中，曲线A表示在采用QPSK调制方式时仅根据导频确定数据子载波的信道频率响应的现有技术的BER性能，曲线B和C分别表示在本发明实施例方法中采用第一和第二种修正算法时的BER性能。由图可见，在信号增益上，采用两种修正算法的本发明实施例都比现有技术有明显提高，其中，第二种算法略逊于第一种算法，但没有除法和开根号等需要耗费大量时钟周期数的运算。

在图6b所示的情形下，多普勒频移增大到100Hz，多径数增加到3径，曲线A，B，C代表的含义与图5的一致，其也可得出与图6a相同的结论。

在基于IEEE 802.16e标准的WiMAX系统中，如果用户端接收的空中数据接口的数据带宽BW＝5MHz，则采样率为：

$f_s=\mathrm{floor}(\frac{8}{7}\·\mathrm{BW}/8000)\×8000=5.712\mathrm{MHz}---\left(8\right)$

由此可计算出1个时隙(2个符号)的持续时间为：

$2\×\frac{1}{f_s}\×(512+64)=202\mathrm{\μs}---\left(9\right)$

该持续时间远小于用户端即使在高速移动时(假设250k/m)的相关时间：

$T_c=\sqrt{\frac{9}{{{16\mathrm{\πf}}_d}^2}}=\sqrt{9/16\mathrm{\π}{\left(\frac{{\mathrm{vf}}_c}{c}\right)}^2}=914\mathrm{\μs}---\left(10\right)$

其中，f_d，f_c，v，c分别表示最大多普勒频率、载波频率、移动速度和光速。

由上可见，信道在一个时隙内可近似认为不变，因此在实际的硬件系统中，可将一个时隙的两个符号中的导频按照如图4所示的模式联合起来，换句话说，在一个时隙内，可以将序号为偶数的符号的数据子载波的信道频率响应视为与序号为奇数的符号的相应的子载波的信道频率响应相同，反之亦然。因此在一个时隙内，只需按照本发明的上述方法计算其中一个符号的数据子载波的信道频率响应即可而无需计算两个符号的数据子载波的信道频率响应，由此可减少一个时隙内平均消耗的时钟周期数。以型号为ADSP-TS201的数字信号处理器为例，假设该处理器的工作频率为480MHz，中断周期为一个时隙，则共计包含96038个时钟周期，当利用其实现上述信道估计方法时，经测算，实现一个时隙的信道估计和存储将占用约11％的时钟周期数，其中导频点的信道估计与迭代过程大约各占一半，具体结果详见表1。

表1

值得指出的是，可以有多种方式完成上述信道估计方法，例如可以借助通用计算机系统和可在该通用计算机系统上运行的执行上述各步骤的应用程序的组合来实现，这里的通用计算机系统包括但不限于个人计算机系统和嵌入式计算机系统等；信道估计方法也可以由固化了执行上述各步骤的程序的电路系统实现，这里的电路系统包括但不限于数字信号处理器、专用集成电路(ASIC)和现场可编程门阵列(FPGA)等。此外，上述各步骤所完成的功能既可以由相应的一个硬件或软件模块独立实现，也可以由若干个硬件或软件模块以协同方式实现，这些实现方式的变化对于本领域内的技术人员来说都是显而易见的，因此都属于本发明的精神和保护范围之内。

还需指出的是，虽然在上面的描述中，将WiMAX系统的用户端作为实现本发明信道估计方法的信宿端而将基站作为信源端，但是显而易见的是，信宿端和信源端都是相对的概念，在不同的时刻，原先作为信源端的通信实体完全有可能成为信宿端，反之亦然，因此本发明的原理适合于一个正交频分复用系统内的各种可作为信宿端的通信实体。

在阅读上述披露内容之后，其它修改对于本领域内的技术人员来说将是显而易见的。这种修改可能涉及到无线通信系统及其部件单元内已经公知的特征，并且这些特征可以代替这里已经描述的特征或者以添加的方式应用。

在本说明书和权利要求书中，出现在一个单元之前的词语“一个”并未将多个这种单元的情形排除在外。而且词语“包含”并未排除除所列单元或步骤以外还有其它单元或步骤存在的情形。

Claims (12)

1.一种用于一个正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，包含以下步骤：

确定一个正交频分复用帧内至少一个前导符号的子载波的信道频率响应和一个数据符号的多个导频的信道频率响应；

根据所述数据符号的相邻所述导频估计位于其间的数据子载波的信道频率响应；以及

利用所述前导符号的子载波的信道频率响应来修正相应的所述数据子载波的信道频率响应，

其中，所述数据子载波的信道频率响应按照下列方式进行修正，使得所述前导符号的子载波的信道频率响应对相应的所述数据子载波的信道频率响应的影响程度随着该数据子载波所属数据符号与所述前导符号的距离增大而减小。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述导频按照梳状方式设置在所述数据符号内。

3.如权利要求2所述的方法，其中，所述正交频分复用帧为遵循IEEE 802.16e协议的一个时分双工时间帧，所述前导符号为所述时分双工时间帧内位于帧头的前导符号，所述数据符号为所述时分双工时间帧内的下行符号。

4.如权利要求1所述的方法，其中，所述前导符号的子载波的信道频率响应和所述导频的信道频率响应采用最小平方、最小似然估计或最小均方估计中的其中一种估计准则加以估计。

5.如权利要求1所述的方法，其中，采用线性内插法、二次内插法、时域内插法或低通有限冲击响应滤波法中的其中一种方法来估计所述数据子载波的信道频率响应。

6.如权利要求3所述的方法，其中，所述数据子载波的信道频率响应按照下式进行修正：

$\tilde{H}(i,k)=\mathrm{\λ}\·(a\left(i\right)\·{\hat{H}}_{\mathrm{preamble}}(1,k))+(1-\mathrm{\λ})\·\hat{H}(i,k),i=2...N,k=\mathrm{0,1}...K-1$

这里，为所述正交频分复用帧内第i个符号的经过修正的第k个子载波的信道频率响应，λ为加权因子，其随i增大而变小，α(i)为所述正交频分复用帧内第i个符号的所有所述导频的信道频率响应与所述前导符号的信道频率响应的比值的平均值，为所述正交频分复用帧内前导符号的信道频率响应，为所述正交频分复用帧内第i个符号的根据相邻所述导频估计得到的第k个子载波的信道频率响应。

7.如权利要求3所述的方法，其中，所述数据子载波的信道频率响应按照下式进行修正：

$\tilde{H}(i+1,k)={\mathrm{\λ}}^{\′}\·\tilde{H}(i,k)+(1-{\mathrm{\λ}}^{\′})\·\hat{H}(i+1,k),i=\mathrm{1,2}...N-1,k=\mathrm{0,1},...K-1$

这里，

为所述正交频分复用帧内第i+1个符号的经过修正的第k个子载波的信道频率响应，λ’为记忆因子，对于i＝2，...N-1，

为所述正交频分复用帧内第i个符号的经过修正的第k个子载波的信道频率响应，对于i＝1，

为所述正交频分复用帧内前导符号的信道频率响应，

为所述正交频分复用帧内第i+1个符号的根据相邻所述导频估计得到的第k个子载波的信道频率响应。

8.一种用于正交频分复用系统的信道估计装置，其特征在于，所述信道估计装置被配置为完成下列步骤：

确定一个正交频分复用帧内至少一个前导符号的子载波的信道频率响应和一个数据符号的多个导频的信道频率响应；

根据所述数据符号的相邻所述导频估计位于其间的数据子载波的信道频率响应；以及

利用所述前导符号的子载波的信道频率响应来修正相应的所述数据子载波的信道频率响应，

其中，所述数据子载波的信道频率响应按照下列方式进行修正，使得所述前导符号的子载波的信道频率响应对相应的所述数据子载波的信道频率响应的影响程度随着该数据子载波所属数据符号与所述前导符号的距离增大而减小。

9.如权利要求8所述的信道估计装置，其中，所述信道估计装置为数字信号处理器。

10.如权利要求8所述的信道估计装置，其中，所述正交频分复用帧为遵循IEEE 802.16e协议的一个时分双工时间帧，所述前导符号为所述时分双工时间帧内位置帧头的前导符号，所述数据符号为所述时分双工时间帧内的下行符号。

11.一种正交频分复用系统，包含至少一个信源端和至少一个信宿端，其特征在于，所述信宿端包含一个如权利要求8所述的信道估计装置，用于对所述信源端至所述信宿端的信道状态进行估计。

12.如权利要求11所述的正交频分复用系统，其中，所述信道估计装置为一个数字信号处理器。

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