CN101035106B

CN101035106B - 利用前导符号和非均匀导频进行联合信道估计的方法

Info

Publication number: CN101035106B
Application number: CN2007100783571A
Authority: CN
Inventors: 谢显中; 董雪涛; 陈鑫
Original assignee: Chongqing University of Post and Telecommunications
Current assignee: Chongqing University of Post and Telecommunications
Priority date: 2007-04-02
Filing date: 2007-04-02
Publication date: 2010-06-23
Anticipated expiration: 2027-04-02
Also published as: CN101035106A

Abstract

本发明请求保护一种信道估计方法，涉及无线通信系统。该方法利用OFDM系统中的前导符号估计出序号为偶数的选用子载波的信道估计值，以及序号为奇数的选用子载波的信道估计值，从而获得所有选用子载波的前导信道估计值；利用各个数据符号中的非均匀梳状导频估计出导频位置的信道估计值，由此得到利用导频估计的整个数据符号时刻的信道估计值

；算法模块根据前导信道估计值和利用导频估计的数据符号时刻的信道估计值调用公式

确定数据符号的联合信道估计值

。采用本方法不需要额外插入辅助信息，节省了信道资源，提高了信道的传输效率，并针对实际系统中导频的非均匀分布给出了适合的解决方法。

Description

利用前导符号和非均匀导频进行联合信道估计的方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种信道估计方法。

背景技术

在基于OFDM的无线通信系统中，信道估计是不可或缺的一部分。现有技术的基于辅助信息的信道估计方法中，通常采用一种时频二维内插法[佟学俭罗涛移动通信技术原理与应用人民邮电出版社(2003年6月)P123-1421]，该法所需的辅助信息全都是额外插入的；另外一种方法是单纯在频域利用均匀分布的梳状导频进行信道估计，其核心算法内插算法常采用基于DFT/IDFT的方法[Y.Zhao and A.Huang，“A novel channel estimation methodfor OFDM Mobile Communicatiohs Systems based on pilot signals andtransform domain processing”，in Proc.IEEE 47th Vehicular TechnologyConference，Phoenix，USA，May 1997，pp.2089-2093.]，而此内插方法具有局限性，只适合在所有子载波上均匀插入导频的情况，而实际系统很少满足这种要求，信道中的梳状导频几乎都是非均匀分布的。

发明内容

本发明针对现有技术中无线通信系统信道估计中存在的上述缺陷，利用正交频分复用OFDM系统中存在的前导符号进行前导信道估计，而后联合利用导频所得的数据符号的信道估计共同得到更准确的数据符号的信道估计。

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案是，利用OFDM系统中的前导符号采用传统信道估计方法，估计出信道中序号为偶数的选用子载波的信道信息，并将相邻偶数位的信道信息进行平均，其值作为两相邻偶数位之间的序号为奇数的选用子载波的信道信息，从而获得所有选用子载波的前导信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00011

；利用各个数据符号中非均匀分布的梳状导频采用传统的估计方法估计出数据符号时刻中导频位置的信道估计值，根据导频位置的信道估计值，采用基于DFT/IDFT的变换域内插算法得到整个数据符号时刻的信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00012

；算法模块根据所有选用子载波的前导信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00013

和整个数据符号时刻的信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00014

，调用公式

{\hat{H}}^{l} = \frac{L - l}{L} {\hat{H}}_{preamble} + \frac{l}{L} {\hat{H}}^{l}_{pilot}

确定数据符号的联合信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00016

。在OFDM系统中选择第二个前导符号计算前导信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00017

。本发明采用的内插算法的具体步骤为：用0填充除导频位置外的数据子载波、保护子载波和直流子载波位置，从而扩充数据符号的元素序列；对元素序列进行变换得到对应的变换域序列，并对其进行低通滤波，然后将滤波后的序列变换，从而得到整个数据符号时刻的信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00018

；在联合信道估计值的计算中随着距离第二个前导符号的数据长度的增加，估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D000110

所占的比重减小，而估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D000111

所占的比重增加。

采用本发明提出的利用前导符号和非均匀导频进行联合信道估计的方法，尽量利用现有可用信息，不需要额外插入辅助信息，节省了信道资源，提高信道的传输效率，其次是本方法针对实际系统中导频的非均匀分布，给出了适合的解决方法。

附图说明

图1本发明所述联合信道估计原理框图

图2 WiMAX物理层帧结构及导频排列示意图

图3基于DFT的非均匀导频变换域信道估计内插法流程图

具体实施方式

如图1所示为利用前导符号和非均匀导频联合信道估计方法原理示意图，先利用前导符号进行前导信道估计，再利用非均匀导频进行数据符号时刻的信道估计，根据两次的估计值联合得到数据符号的最终信道估计结果。

如图2所示为WiMAX物理层帧结构及导频安排示意图，物理层中每帧都以两个OFDM前导符号为首，即前导符号1、前导符号2，占用OFDM符号时刻的(-1)及(-2)位置，它们来源于一个已知的频域PN复序列。第一个前导符号只使用选用子载波中序号为4的倍数的子载波，第二个前导符号使用选用子载波中所有偶数序号的子载波。因为第二个前导符号的可用信息比第一个符号多一倍，并且它与后续MAC数据符号时间间隔比较小，信道变化比较小，所以选用第二个前导符号进行信道估计。

前导符号后跟随的是L个数据符号，它们是通过对经MAC层封装的二进制数据进行RS-CC(里德-索洛蒙码Reed-Solomon，卷积码Convolutional Code)级联编码、信道交织和星座映射后得到的，并且根据802.16d标准在每个符号中非均匀的间插了导频信息。图2中以总数据符号L＝5(占用OFDM符号时刻的1-5)、总载波数N＝256的模式为例进行说明。子载波从-128～+127编号，0号是直流子载波，-128～-101和101～127是保护子载波，-100～-1和1～100共200个是选用子载波。选用子载波中的-88、-63、-38、-13、13、38、63、88的8个子载波(即导频数目N_p＝8)为导频子载波，其余的192个是用来传送MAC数据的数据子载波。8个导频子载波等间隔均匀分布在192个数据子载波中，每个导频子载波两侧各有12个数据子载波，然而从N＝256个子载波整体上看导频的分布并不均匀。

1、利用接收端信号的前导符号进行前导信道估计

在接收端，利用OFDM系统中信号的前导符号中的第二个前导符号，首先采用传统的信道估计方法，可采用LS(最小二乘法)、LMMSE(线性最小均方误差)、MMSE(最小均方误差)等估计方法估计出选用子载波中序号为偶数的子载波的信道值，以LS方法为例，其过程是：偶数子载波上发送的数据是发端和收端事先都已知的，我们用X(k)表示发端序号为k的子载波发送的数据，在整个选用子载波范围内变化(从-128-+127)，并且k只取不等于0的偶数。接收端接收到与X(k)一一对应的信号Y(k)。Y(k)是X(k)经过信道影响后的接收序列，则Y(k)与X(k)的关系可以表述为Y(k)＝X(k)H(k)+W(k)，其中的H(k)就表示无线多径信道的影响，而W(k)则是在信道过程中不可避免的加性高斯白噪声。将其中的高斯白噪声分量忽略，用

去估计真实的信道信息H(k)。然后将相邻偶数位子载波的信道估计值进行平均，平均值作为两偶数位之间的奇数位子载波的信道估计值，这样选用子载波的所有偶数位和奇数位的估计值都得到了，也就得到了完整的前导信道估计值

2、利用接收端信号第l个数据符号中的非均匀导频进行导频位置的信道估计，根据确定的该数据符号时刻中导频位置的信道估计值，采用基于DFT/IDFT(离散傅立叶变换/离散傅立叶反变换)的变换域内插算法，得到整个数据符号时刻的信道估计值

假设OFDM系统中总的子载波数目为N，非均匀分布的梳状导频数目为N_p，前导符号后跟随的数据符号总数为L，并将它们按顺序计为第l个(l＝1，2，…L)数据符号。采用LS、LMMSE、MMSE等传统的信道估计方法估计出第l个数据符号时刻中N_p个导频位置的信道估计值，然后用0填充该符号除N_p个导频位置外的数据子载波、保护子载波和直流子载波位置(这样的位置共N-N_p个)，从而得到一个包含N个元素的序列。然后对这包含N个元素的序列做N点DFT(离散傅立叶变换)变换得到对应的变换域N个元素的序列，对此变换域内的N个元素的序列进行低通滤波，最后再对变换域内滤波后的N个的元素的序列做N点IDFT(离散傅立叶反变换)变换就完成了内插。内插后所得的频域内N个元素的序列就是第l个数据符号时刻的N点的利用非均匀导频的信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00021

。

如图3所示为第l数据符号时刻的基于DFT/IDFT的非均匀导频内插算法的变换域信道估计

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00022

示意流程图。假设导频N_p＝8，首先采用LS信道估计方法估计出第l个数据符号时刻中N_p＝8个导频位置的信道估计值，然后用0填充除N_p＝8个导频位置外的数据子载波、保护子载波和直流子载波位置，从而扩充为N＝256个元素的序列。然后对其做N＝256点DFT变换，得到对应的变换域256点序列，而后进行低通滤波。最后对变换域内滤波后的256点序列做IDFT变换就完成了内插。内插后所得的频域N＝256点序列就是第l个数据符号时刻的256点的利用非均匀导频的信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00023

。

3、联合信道估计

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00024

反映当前数据符号时刻信道估计值，用它对抗多普勒频移引起的第l个数据符号时刻的信道与第二个前导符号时刻信道的不同。随着距离第二个前导符号的数据长度的增加，在联合信道估计值中利用信号的前导符号得到的信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00025

所占比重减小，而同时利用非均匀导频得到的整个数据符号时刻的信道估计值

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00026

所占的比重增加，根据前导符号后跟随的数据符号总数L，以及前导符号后的第l个数据符号确定在联合信道估计中

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00027

的系数和

Figure DEST_PATH_GA20171995200710078357101D00028

的系数分别为

和

其中，L是前导符号后跟随的总数据符号数，l表示这L个中的第l个，如果l增大，说明第l个数据距离前导符号变远，前导符号时刻的信道信息就与第l个符号时刻的信道差别变大，也就是说前导符号时刻的信道估计在第l个符号时刻的可利用程度下降。由此，算法模块建立联合信道估计值计算公式：

l＝1，2…L。由此，当利用信号的前导符号得到前导信道估计值，并且利用非均匀导频得到整个数据符号时刻的信道估计值后，调用算法模块根据上述公式得到OFDM系统的联合信道估计值。

采用本发明的联合信道估计方法，不需要额外地插入辅助信息，节省了信道资源，提高了信道的传输效率，可用于OFDM系统的信道估计。

以上所述，仅为本发明的较佳实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可以轻易想到的变换和替换，都应包含在本发明的保护范畴内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims

1.一种OFDM系统中联合信道估计方法，其特征在于，利用OFDM系统中的前导符号得到前导信道估计值

利用各个数据符号中的非均匀梳状导频估计出导频位置的信道估计值；用0填充除导频位置外的数据子载波、保护子载波和直流子载波位置，从而扩充数据符号的元素序列；对元素序列进行离散傅立叶变换变换得到对应的变换域序列，并对其进行低通滤波，然后将滤波后的序列进行离散傅立叶反变换，得到整个数据符号时刻的信道估计值

根据上述信道估计值，算法模块调用公式确定数据符号的联合信道估计值

其中，L为前导符号后跟随的数据符号总数。

2.根据权利要求1所述的联合信道估计方法，其特征在于，采用OFDM系统中第二个前导符号确定前导信道估计值