CN105791180B - 多播广播单频网络信道估计方法和装置 - Google Patents
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Abstract
本发明属于移动通信技术领域，提供一种多播广播单频网络信道估计方法和装置，所述方法包括参考信号相关计算，获取参考信号位置上的信道估计值；对参考信号位置上的信道估计值进行第一次时域插值；获取全部的信道估计值；本发明在广播多播信道环境下需要利用不同OFDM符号上的RS间隔排列的方式，进行符号间的时域插值以便获得频率上可靠信道估计结果，以克服较强频率衰落带来的估计误差。
Description
技术领域
本发明属于移动通信技术领域，特别涉及一种多播广播单频网络(MulticastBroadcast Single Frequency Network，简称MBSFN)中基于参考信号的多小区信道估计方法和装置。
背景技术
在第三代合作组织(简称3GPP)长期演进(简称LTE)系统中，定义多播广播单频网(Multicast Broadcast Single Frequency Network，简称MBSFN)场景下采用正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)作为物理层核心技术。
在OFDM中，承载信息的可分配物理资源包括时间和频率，在MBSFN场景下采用如图1的资源格方式来进行描述，(a)、(b)分别表示子载波间隔为15KHz和7.5KHz。资源格在时间轴方向(水平方向)划分成不同的符号，在频率轴方向(垂直方向)划分成不同的子载波。
图1中的每一个小格对应于一个子载波频率和一个OFDM符号(Symbol)的时间长度，即资源格将整个时间和频率资源划分为相等的基本资源单位，又叫资源单元(ResourceElement，简称RE)。
信道均衡是决定接收接收机性能的关键技术，而准确的信道估计是高性能均衡的前提条件。在接收机需要已知每个RE位置上的信道情况。为了在接收端进行有效的信道估计，在特定的资源单元位置上发送已知的参考信号(Reference Signal，简称RS)。接收端首先通过参考信号计算其所在RE位置的信道估计值，然后采用插值算法获取整个资源块上的信道估计值。
在业界主流的信道估计方案中，基于最小均方误差(Minimum mean-squareerror，简称MMSE)的维纳滤波估计器能够在准确获取信道统计量(信道相关函数与信噪比)的前提下提供最优性能：中国发明专利《用于正交频分复用通信系统的信道估计方法及信道估计器》(专利号：CN201010102955.X)和中国发明专利《一种正交频分复用系统的信道估计装置及其信道估计方法》(专利号：CN200710179922.3)都分别提出了利用维纳滤波进行信道估计的方法，方法都是先从频率方向上进行维纳滤波的信道估计。
通常方法会采用最小二乘估计(Least Square，简称LS)对参考信号位置上的信道响应值进行估计，假设接收参考信号的频域表达式如下
Yp＝XpHp+Wp (1)
经过LS估计后的信道响应结果如下：
维纳滤波的可以表示为：
其中，F为维纳滤波矩阵，F＝RHH(RHH+σI)-1，
为采用LS信道估计算法得到的频域信道估计值。
然而，在MBSFN网络环境中，由于多小区广播，多径传播现象较一般单小区环境更为明显，会造成信道频率选择性衰落剧烈程度明显高于单小区场景，导致现有技术从频域优先的信道估计方法在MBSFN小区环境下性能较差。
发明内容
为解决以上问题，本发明提供了一种多播广播单频网络信道估计方法和装置，对MBSFN模式下RS位置的信道估计值进行时域插值来获取全部RE位置上的信道估计值，可以有效提高MBSFN环境下的信道估计性能，从而提升终端的整体接收性能。
本发明多播广播单频网络信道估计方法，包括：参考信号相关计算，获取参考信号位置上的信道估计值；对参考信号位置上的信道估计值进行第一次时域插值；获取全部的信道估计值。
所述第一次时域插值为用RS子载波位置上的相关估计结果对非RS子载波位置进行时域插值，获得含RS符号上全部子载波上的信道估计值
优选地，在所述第一次时域插值之后利用多个OFDM符号进行第二次时域插值，即用当前子帧第一次插值获取的全部子载波位置上的信道估计值以及之前存储的信道估计结果，通过时域线性插值获得在全部符号上的信道估计值。
优选地，在所述第一次时域插值之后进行频域滤波。
优选地，当子载波间隔为7.5kHz时，在所述第一次时域插值之后进行一次频域插值，即根据第一次时域插值获得的信道估计值，对在频率上间隔1个子载波的位置，利用其相邻的两个子载波信道估计结果进行线性插值，获得全部子载波位置上的信道估计结果。
优选地，第一次时域插值的系数或/和第二次时域插值的系数通过对参考信号位置上的信道估计值进行信道多普勒频偏估计而生成。
本发明多播广播单频网络信道估计装置，包括：
参考信号相关计算模块，用于参考信号相关计算，获取参考信号位置上的信道估计值；
第一时域插值模块，用于对参考信号位置上的信道估计值进行第一次时域插值；所述第一次时域插值为用参考信号RS子载波位置上的相关估计结果对非RS子载波位置进行时域插值，获得含RS符号上全部子载波上的信道估计值信道估计获取模块，用于获取全部的信道估计值。
优选地，在所述第一时域插值模块与信道估计获取模块之间包括第二时域插值模块，用于利用多个OFDM符号进行第二次时域插值，即用当前子帧第一次插值获取的全部子载波位置上的可靠信道估计结果以及之前存储的信道估计结果，通过时域线性插值可以获得在全部符号上的信道估计值。
优选地，所述第一时域插值模块连接有频域滤波模块，用于进行频域滤波获取全部的信道估计。
优选地，在所述第一时域插值模块连接有频域插值模块，用于当子载波间隔为7.5kHz时，进行一次频域插值获取全部的信道估计，即根据第一次时域插值获得的信道估计值，对在频率上间隔1个子载波的位置，利用其相邻的两个子载波信道估计结果进行线性插值，获得全部子载波位置上的信道估计结果。
优选地，还包括时域插值系数生成模块，用于对所述参考信号位置上的信道估计值进行信道多普勒频偏估计生成时域插值系数，并向第一时域插值模块或/和第二时域插值模块提供时域插值系数。
本发明利用MBSFN场景下参考信号的排列关系，根据不同OFDM符号上的参考信号进行时域上的插值，以便可靠获取高频率选择信道环境下的信道估计值。进一步引入频域滤波方案，对第一次时域信道估计结果进行滤波，以便获取更优的信道估计性能。进一步对参考信号位置上的信道估计值进行信道多普勒频偏估计生成时域插值系数，向第一时域插值模块或/和第二时域插值模块提供时域插值系数，提升信道估计性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图
图1为现有技术MBSFN场景下资源格示意图；
图2为本发明多播广播单频网络信道估计方法第一优选实施例流程示意图；
图3为本发明多播广播单频网络信道估计方法第二优选实施例流程示意图；
图4为本发明多播广播单频网络信道估计方法第三优选实施例流程示意图；
图5为本发明多播广播单频网络信道估计方法第四优选实施例流程示意图；
图6为本发明多播广播单频网络信道估计方法和装置子载波间隔15KHz时的第一次时域插值示意图；
图7为本发明多播广播单频网络信道估计方法和装置子载波间隔7.5KHz时的第一次时域插值示意图；
图8为本发明多播广播单频网络信道估计方法和装置子载波间隔7.5KHz时的频域插值示意图；
图9为本发明多播广播单频网络信道估计方法第二次时域插值示意图；
图10为本发明多播广播单频网络信道估计装置第一优选实施例结构示意图；
图11为本发明多播广播单频网络信道估计装置第二优选实施例结构示意图；
图12为本发明多播广播单频网络信道估计装置第三优选实施例结构示意图；
图13为本发明多播广播单频网络信道估计装置第四优选实施例结构示意图；
图14为本发明多播广播单频网络信道估计装置第五优选实施例结构示意图；
图15为本发明多播广播单频网络信道估计装置第六优选实施例结构示意图；
图16为本发明MBSFN测试的专用信道环境示意图；
图17为3GPP测试信道场景中本发明与现有频域插值方法性能比较图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
本发明多播广播单频网络信道估计方法，如图2所示，包括：
101、参考信号相关计算，获取参考信号位置上的信道估计值；
102、对参考信号位置上的信道估计值进行第一次时域插值；
103、获取全部的信道估计值。
所述参考信号相关计算，获取参考信号位置上的信道估计值，包括：
对RS子载波位置进行相关估计，计算出RS位置上的信道估计值，相关计算方法可以有多种，本实施例采用以下方式：
HLS＝H_RS×Conj(LocalRS)
其中，H_RS为接收RS，LocalRS为本地生成的RS，Conj()表示取复共轭运算。
所述第一次时域插值计算，用RS子载波位置上的相关估计结果对非RS子载波位置进行时域插值，获得含RS符号上全部子载波上的信道估计值。
例如，当子载波间隔为15KHz时，如图6所示为进行第一次时域插值示意图，在一个子帧中，OFDM符号2、6、10上含RS，且符号2、6、10的RS符号在频域上呈交错分布，所以，利用相邻OFDM符号上RS的LS估计可以获得全部频域子载波上的估计结果；将OFDM符号2、10上的信道估计结果进行线性插值；并和符号6上的信道估计结果一起，可以在一个子帧内得到全部子载波上的信道估计结果。
又如，当子载波间隔为7.5KHz时，如图7所示为进行第一次时域插值示意图，在一个子帧中，OFDM符号1、3、5上含RS，且符号1、3、5的RS符号在频域上呈交错分布，所以，利用相邻OFDM符号上RS的LS估计可以获得占频域子载波一半数量的信道估计结果；将OFDM符号1、5上的信道估计结果进行线性插值；并和符号3上的信道估计结果一起，获得间隔一个子载波位置上的信道估计值。
由于在MBSFN场景下频率选择性衰落很强，相比利用一个符号上的间隔子载波先进行频域插值的方式，本方案的信道估计精确度更高。
优选地，如图3所示，在以上实施例的基础上，在所述第一次时域插值之后进行频域滤波获取全部的信道估计；通过频率滤波，可以有效抵消噪声对信道估计影响。对比现有技术，本方案是在通过第一次时域插值后，已知了全部频域信道估计结果，再采用频域滤波；现有技术在只知道RS位置上部分信道估计结果基础上进行的频域插值。相比之下，本方案的信道估计结果准确度更高并可以有效减小频率选择性衰落对信道估计的影响。
优选地，所述频域滤波的系数可根据经典的维纳滤波方法获得。
特别地，当子载波间隔为7.5kHz时，在所述第一次时域插值之后进行一次频域插值获取全部的信道估计；
优选地，如图4所示，在以上实施例的基础上，在所述第一次时域插值之后利用多个OFDM符号进行第二次时域插值。本方案的时域插值采用多个OFDM符号进行，作为本方案总体设计的一部分用于更准确地获得其他不含RS的OFDM符号上的信道估计值，进一步提升其他不含RS符号上的信道估计效果。
所述第二次时域插值，如图9示意，用当前子帧第一次插值获取的全部子载波位置上的可靠信道估计结果以及之前存储的信道估计结果，通过时域线性插值可以获得在全部符号上的信道估计值。
优选地，如图5所示，在以上实施例的基础上，在所述第一次时域插值与第二次时域插值之间进行频域滤波；
优选地，所述频域滤波的系数可根据经典的维纳滤波方法获得。
特别地，当子载波间隔为7.5kHz时，在所述第一次时域插值与第二次时域插值之间进行一次频域插值。如图8所示，本实施例频域插值包括：根据第一次时域插值获得的信道估计值，对在频率上间隔1个子载波的位置，利用其相邻的两个子载波信道估计结果进行线性插值，可以获得全部子载波位置上的信道估计结果。
优选地，本发明多播广播单频网络信道估计方法上述实施例中第一次时域插值的系数或/和第二次时域插值的系数通过对参考信号位置上的信道估计值进行信道多普勒频偏估计而生成。通过多普勒频偏估计获得的两次插值系数，较线性插值在复杂环境下更能准确地获取信道估计结果。
具体地，第一次时域插值的系数或/和第二次时域插值的系数生成包括：
进行自相关函数计算：Rcorrl(0)＝HLS(0)*conj(HLS(0))，HLS(0)表示当前符号上的参考信号相关计算结果；Conj()表示取复共轭运算。
进行符号间互相关函数计算：Rcorrl(τ)＝HLS(0)*conj(HLS(τ))，HLS(τ)表示和当前符号间隔时间为τ的参考信号相关计算结果。
进行多普勒频偏计算：
J0 -1()表示对一阶贝塞尔函数的逆运算。
本发明多播广播单频网络信道估计装置，如图10所示，包括：
参考信号相关计算模块，用于参考信号相关计算，获取参考信号位置上的信道估计值；
第一时域插值模块，用于对参考信号位置上的信道估计值进行第一次时域插值；
信道估计获取模块，用于获取全部的信道估计值。
所述参考信号相关计算，获取参考信号位置上的信道估计值，包括：
对RS子载波位置进行相关估计，计算出RS位置上的信道估计值，相关计算方法如下：
HLS＝H_RS×Conj(LocalRS)
其中，H_RS为接收RS，LocalRS为本地生成的RS，Conj()表示取复共轭运算。
所述第一次时域插值为用参考信号RS子载波位置上的相关估计结果对非RS子载波位置进行时域插值，获得含RS符号上全部子载波上的信道估计值。
例如，当子载波间隔为15KHz时，如图6所示为进行第一次时域插值示意图，在一个子帧中，OFDM符号2、6、10上含RS，且符号2、6、10的RS符号在频域上呈交错分布，所以，利用相邻OFDM符号上RS的LS估计可以获得全部频域子载波上的估计结果；将OFDM符号2、10上的信道估计结果进行线性插值；并和符号6上的信道估计结果一起，可以在一个子帧内得到全部子载波上的信道估计结果。
又如，当子载波间隔为7.5KHz时，如图7所示为进行第一次时域插值示意图，在一个子帧中，OFDM符号1、3、5上含RS，且符号1、3、5的RS符号在频域上呈交错分布，所以，利用相邻OFDM符号上RS的LS估计可以获得占频域子载波一半数量的信道估计结果；将OFDM符号1、5上的信道估计结果进行线性插值；并和符号3上的信道估计结果一起，获得间隔一个子载波位置上的信道估计值。
由于在MBSFN场景下频率选择性衰落很强，相比利用一个符号上的间隔子载波先进行频域插值的方式，本方案的信道估计精确度更高。
优选地，如图11所示，在以上实施例的基础上，在所述第一时域插值模块与信道估计获取模块之间，包括频域滤波模块，用于进行频域滤波获取全部的信道估计；
优选地，所述频域滤波的系数可根据经典的维纳滤波方法获得。
特别地，如图12所示，所述第一时域插值模块与信道估计获取模块之间连接有频域插值模块，用于当子载波间隔为7.5kHz时，进行一次频域插值获取全部的信道估计；
优选地，如图13所示，在以上实施例的基础上，所述第一时域插值模块与信道估计获取模块之间包括第二时域插值模块，用于利用多个OFDM符号进行第二次时域插值。本方案的时域插值采用多个OFDM符号进行，作为本方案总体设计的一部分用于更准确地获得其他不含RS的OFDM符号上的信道估计值，进一步提升其他不含RS符号上的信道估计效果。
优选地，在以上实施例的基础上，在所述第一时域插值模块与第二时域插值模块之间包括有频域滤波模块，如图14所示；
优选地，所述频域滤波的系数可根据经典的维纳滤波方法获得。
特别地，所述第一时域插值模块与第二时域插值模块之间连接有频域插值模块，用于当子载波间隔为7.5kHz时，进行一次频域插值获取全部的信道估计。
根据以上实例可得出，作为可实现方式，所述第一时域插值模块连接有频域滤波模块，用于进行频域滤波获取全部的信道估计。通过频率滤波，可以有效抵消噪声对信道估计影响。对比现有技术，本方案是在通过第一次时域插值后，已知了全部频域信道估计结果，再采用频域滤波；现有技术在只知道RS位置上部分信道估计结果基础上进行的频域插值。相比之下，本方案的信道估计结果准确度更高并可以有效减小频率选择性衰落对信道估计的影响。
根据以上实例可得出，作为可实现方式，所述第一时域插值模块连接有频域插值模块，用于当子载波间隔为7.5kHz时，进行一次频域插值获取全部的信道估计。
本实施例频域插值包括：如图8所示，根据第一次时域插值获得信道估计值，对在频率上间隔1个子载波的位置，利用其相邻的两个子载波信道估计结果进行线性插值，可以获得全部子载波位置上的信道估计结果。
例如图9所示，第二次时域插值为用当前子帧第一次插值获取的全部子载波位置上的可靠信道估计结果以及之前存储的信道估计结果，通过时域线性插值可以获得在全部符号上的信道估计值。
优选地，如图15所示，本发明多播广播单频网络信道估计装置还包括时域插值系数生成模块，用于对参考信号位置上的信道估计值进行信道多普勒频偏估计生成时域插值系数，向第一时域插值模块或/和第二时域插值模块提供时域插值系数。
具体地，时域插值系数生成包括：
进行自相关函数计算：Rcorrl(0)＝HLS(0)*conj(HLS(0))，HLS(0)表示当前符号上的参考信号相关计算结果；Conj()表示取复共轭运算。
进行符号间互相关函数计算：Rcorrl(τ)＝HLS(0)*conj(HLS(τ))，HLS(τ)表示和当前符号间隔时间为τ的参考信号相关计算结果。
进行多普勒频偏计算：
J0 -1()表示对一阶贝塞尔函数的逆运算。
本发明在广播多播信道环境下需要利用不同OFDM符号上的RS间隔排列的方式，进行符号间的时域插值以便获得频率上可靠信道估计结果，以克服较强频率衰落带来的估计误差。
为直观展示本发明的有益技术效果，与现有频域插值方案进行对比，假设MBSFN测试的专用信道环境如图16所示，形成比较明显的3个多径分布簇，造成的信道频率选择性衰落较单小区明显强很多，导致参考信号间相关性很小，一般的信道估计方案由于先进行频域插值，会因为信道频率选择性较强而存在性能劣势。图17展示的是在3GPP测试信道场景中本发明两次时域插值方案相对于现有频域插值方法的性能增益比较图，可以发现本发明两次时域插值方案比现有频域优先方法的有效增益在0.5dB以上。
本发明主要用于解决LTE系统或LTE-A系统在MBSFN场景下的信道估计问题。本发明利用MBSFN场景下参考信号的排列关系，根据不同OFDM符号上的参考信号进行时域上的插值，以便可靠获取高频率选择信道环境下的信道估计值。进一步引入频域滤波方案，对第一次时域信道估计结果进行滤波，以便获取更优的信道估计性能。
显然，本发明所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
Claims (8)
1.多播广播单频网络信道估计方法，其特征在于：包括：参考信号相关计算，获取参考信号位置上的信道估计值；对参考信号位置上的信道估计值进行第一次时域插值；获取全部的信道估计值；
所述第一次时域插值为用RS子载波位置上的相关估计结果对非RS子载波位置进行时域插值，获得含RS符号上全部子载波上的信道估计值；
在所述第一次时域插值之后利用多个OFDM符号进行第二次时域插值，即用当前子帧第一次插值获取的全部子载波位置上的信道估计值以及之前存储的信道估计结果，通过时域线性插值获得在全部符号上的信道估计值。
2.根据权利要求1所述多播广播单频网络信道估计方法，其特征在于：在所述第一次时域插值之后进行频域滤波。
3.根据权利要求1所述多播广播单频网络信道估计方法，其特征在于：当子载波间隔为7.5kHz时，在所述第一次时域插值之后进行一次频域插值，即根据第一次时域插值获得的信道估计值，对在频率上间隔1个子载波的位置，利用其相邻的两个子载波信道估计结果进行线性插值，获得全部子载波位置上的信道估计结果。
4.根据权利要求1所述多播广播单频网络信道估计方法，其特征在于：第一次时域插值的系数或/和第二次时域插值的系数通过对参考信号位置上的信道估计值进行信道多普勒频偏估计而生成。
5.多播广播单频网络信道估计装置，其特征在于：包括：
参考信号相关计算模块，用于参考信号相关计算，获取参考信号位置上的信道估计值；
第一时域插值模块，用于对参考信号位置上的信道估计值进行第一次时域插值；所述第一次时域插值为用参考信号RS子载波位置上的相关估计结果对非RS子载波位置进行时域插值，获得含RS符号上全部子载波上的信道估计值信道估计获取模块，用于获取全部的信道估计值；
在所述第一时域插值模块与信道估计获取模块之间包括第二时域插值模块，用于利用多个OFDM符号进行第二次时域插值，即用当前子帧第一次插值获取的全部子载波位置上的可靠信道估计结果以及之前存储的信道估计结果，通过时域线性插值可以获得在全部符号上的信道估计值。
6.根据权利要求5所述多播广播单频网络信道估计装置，其特征在于：所述第一时域插值模块连接有频域滤波模块，用于进行频域滤波获取全部的信道估计。
7.根据权利要求5所述多播广播单频网络信道估计装置，其特征在于：在所述第一时域插值模块连接有频域插值模块，用于当子载波间隔为7.5kHz时，进行一次频域插值获取全部的信道估计，即根据第一次时域插值获得的信道估计值，对在频率上间隔1个子载波的位置，利用其相邻的两个子载波信道估计结果进行线性插值，获得全部子载波位置上的信道估计结果。
8.根据权利要求5所述多播广播单频网络信道估计装置，其特征在于：包括时域插值系数生成模块，用于对所述参考信号位置上的信道估计值进行信道多普勒频偏估计生成时域插值系数，并向第一时域插值模块或/和第二时域插值模块提供时域插值系数。
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