CN1988520A - 一种用于正交频分复用系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于正交频分复用系统的信道估计方法，包括如下步骤，利用迭代LS方法得到导频子载波的信道估计值；通过分形内插得到整个信道的信道估计值。采用本发明所述的信道估计方法，由于在迭代LS估计过程中，降低了白噪声的影响，然后在分形插值过程中，分形方法能更好地刻画多径衰落的行为，可以自适应地跟踪信道衰落的变化，其性能将明显优于传统的估计器，而且复杂度较低，且本发明不仅适用于慢衰落信道，也适用于快衰落信道，在信道快衰落和深度衰落环境下，所述方法能更准确地估计衰落信道的参数。

Description

一种用于正交频分复用系统的信道估计方法

技术领域

本发明属于信息的无线传输领域，特别是移动通讯、数字电视等应用中的信息传输技术，具体涉及移动通信系统中的信道估计方法，尤其涉及到正交频分复用(OFDM)系统的无线信道估计方法，

背景技术

OFDM技术具有高频谱效率、抗多径效应等优点，因此在未来的无线通信中将是一个非常有前途的技术，受到人们广泛关注和研究。欧洲陆地数字视频广播(DVB-T)、数字视频广播/数字语音广播(DVB/DAB)、HiperMAN/LAN都使用了OFDM传输技术，以及IEEE802.11a也使用了OFDM作为无线局域网的传输技术。

在OFDM系统的接收端，为了能够更好地恢复出发送信号，通常采用相干解调，相干解调需要信道参数信息，它可以通过信道估计来获得。信道估计器的性能直接影响系统性能，是接收机的关键技术之一。基于导频的信道估计方法得到了广泛地应用。

一般来说，导频辅助的OFDM系统可以在时域和频域插入导频，有两种典型的导频插入形式，即块状导频和梳状导频。对于块状导频，周期性地在时域内插入导频符号，这种导频的插入方式适用于慢衰的无线信道中，即在一个OFDM符号块中，信道视为准静止。对于梳状导频，导频符号均匀分布于每个OFDM符号中。这种类型的导频方式适合于快速变化的无线信道环境。这两种类型的导频方式如图1(a)、(b)所示，图中“●”表示导频，“○”表示数据。

在多径衰落并且快变信道情况下，例如高数据率OFDM移动系统中，为克服信道的不利影响，一般采用梳状导频信号估计来获得实时信道响应。现有的信道估计方法虽然有较高的精度，但是复杂度较高，估计的时间较长，不易实现。为满足多径衰落信道下在较短的时间内获得信道估计值的需要，对正交频分复用通信系统，存在改进信道估计方法的必要。

梳状导频信道估计由导频子载波信道估计算法和插值算法构成。因为在数据子载波的信道响应值是通过对导频载波的信道响应值进行插值得到的，所以系统性能在很大程度上依赖于对导频子载波信道响应估计的准确性。基于导频的信道估计有比较简单的LS估计，复杂一些的MMSE和时频域二维联合估计等方法。LS估计实现简单，但是，这种LS算法在寻找最优解时，没有考虑高斯白噪声和子载波间干扰的影响，所以其估计的精度不高，在低信噪比时性能恶化明显；MMSE估计以及其它复杂的估计方法可以达到较高的估计精度，但是算法复杂，不易实现，见公开号为CN1437338，公开日期为2003年8月20日的“正交频分复用通信系统中的信道估计方法”的专利。

因为在数据子载波的信道响应值是通过对导频载波的信道响应值进行插值得到的，所以另一方面也说明插值算法在很大程度上影响OFDM系统的性能。有效的插值算法必然建立在对衰落信道准确描述的基础上。在OFDM系统中，常用的插值方法有：一阶线性插值法、二阶线性插值法、样条插值法和传统的时域插值法，见“Channel Estimation Technique Basedon Pilot Arrangement in OFDM Systems”(“OFDM系统中基于导频排列的信道估计技术”)，2002年9月第48卷3期，Sinem Coleri，MustafaErgen，IEEE Transaction On Broadcasting，Vol.48，No.3，September，2002。这些插值方法都是假设数据段的信道参数基本不变或者变化缓慢，从而能用线性加权的方法拟合。而多径衰落是一个复杂的非线性过程，具有分形特性，见“多径衰落信道的分数布朗运动模型”，胡刚，朱世华，谢波，《电子学报》，2003年第31卷1期，使用上述方法进行插值将不可避免地存在准确度差的缺点。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：为克服现有技术中的LS估计受高斯白噪声和子载波间干扰的影响大以及线性加权插值方法准确度差的缺点，提出一种新的信道估计方法，其基于迭代LS和分形插值，能够更准确地估计多径衰落信道，并且复杂度较低，易于实现。

本发明具体是这样实现的：

一种用于正交频分复用系统的信道估计方法，包括如下步骤：

(a)利用迭代LS方法得到导频子载波的信道估计值；

(b)通过分形内插方法得到整个信道的信道估计值。

所述步骤(a)中进一步包括下列步骤：

(a1)由LS方法获得导频子载波位置的信道频域响应；

(a2)对信道频域响应进行M点的IFFT变换，得到导频子载波的时域信道响应；

(a3)对导频子载波的时域信道响应中M-L个元素置0；

(a4)对步骤(a2)得到的导频子载波的时域信道响应做N点的FFT变换，得到导频位置的信道频域响应；

(a5)用导频位置的信道频域响应代替步骤(a1)中导频子载波位置的信道频域响应；

(a6)计算前后两次信道频域响应的最大误差，如果小于预定门限，则迭代结束；否则，重复步骤(a2)～(a6)，直到获得最后的结果。

所述步骤(a3)中，L可以由以下步骤确定：

(a31)如果多径信道的最大时延扩展已知，则L取值为最大时延扩展；

(a32)如果多径信道的最大时延扩展未知，则L取值为CP长度。

所述步骤(b)中进一步包括下列步骤：

(b1)确定由连续OFDM符号导频位置的信道估计值来估计分形参数，并确定插值的端点；

(b2)采用随机中点位移法进行分形内插。

如果导频间隔是2的整数次幂，那么通过步骤(b2)的分形插值能得到所有非导频位置的信道信息；如果导频间隔不是2的整数次幂，则对步骤(b2)所得到的信道估计值之间的载波位置，采用线性加权插值方法来估计对应位置的信道响应。

所述步骤(b1)中，所述连续OFDM符号的个数在取值时，

若信道慢变，则可以取值较大；

若信道快变，则可以取值较小。

所述OFDM符号中导频和数据信号的比例，

可以是1∶7；1∶5；1∶9，还可以是IEEE802.16-2004规定的前导符号结构。

所述步骤(b1)中，所述分形参数包括分形维数和方差。(a)利用迭代LS方法得到导频子载波的信道估计值；

(b)通过分形内插得到整个信道的信道信息。

本发明改进了传统的OFDM系统中信道估计的方法，本发明具有如下技术效果：

1.对大于多径信道最大时延扩展或循环前缀时间的信道冲击响应系数置0，信道信息得到了保护，还可以降低噪声的影响，提高了导频位置信道响应估计的精度；

2.由于多径信道衰落的分形维数和方差是衡量信道衰落变化快慢的有效参数，可以自适应地跟踪信道变化的快慢，所以本发明既能应用于慢变信道的信道估计，又能够应用于快变衰落和深度衰落传播条件下的信道估计。

附图说明

图1(a)是导频辅助的OFDM系统中的块状导频模式示意图；

图1(b)是导频辅助的OFDM系统中的梳状导频模式示意图；

图2是本发明所述信道估计方法的流程图；

图3是迭代LS估计的流程图；

图4是分形插值方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述。

本发明所述方法，包括：

(a)利用迭代LS方法得到导频子载波的信道估计值；

(b)通过分形内插得到整个信道的信道估计值。

所述步骤(a)中进一步包括下列步骤：

(a1)由LS方法获得导频子载波位置的信道频域响应

(a2)对

进行M点的IFFT变换，得到导频子载波的时域信道响应然后对 中n≥L的元素置0，得到 ${\hat{h}}_p^1\left(n\right)=\widehat{h_p}\left(n\right);$

(a3)迭代过程：在第m次迭代，对 做N点的FFT变换，得到

(a4)用导频位置的信道频域响应

代替步骤(a1)(对于最后一次迭代过程，就不必进行迭代)；

(a5)计算前后两次信道估计值的最大误差delta，如果小于预定门限，则迭代结束；否则，重复步骤(a2)～(a5)，直到获得最后的结果。

上述步骤(a2)中，L可以由以下步骤确定：

(a21)如果多径信道的最大时延扩展L_MD已知，则L＝L_MD；

(a22)如果多径信道的最大时延扩展未知，而CP长度为L_CP则L＝L_CP；

所述步骤(b)中进一步包括下列步骤：

(b1)确定由1个或多个连续OFDM符号导频位置的信道估计值来估计分形参数，并确定插值的端点；

(b2)采用随机中点位移法进行分形内插；

(b3)如果导频间隔是2的整数次幂，那么通过步骤(b2)的分形插值能得到所有非导频位置的信道信息；如果导频间隔不是2的整数次幂，则对步骤(b2)所得到的信道估计值之间的载波位置，采用线性加权插值方法来估计对应位置的信道响应。

根据OFDM的原理，二进制信息数据经过调制，插入导频后，经过IFFT，添加循环前缀，再发送出去。接收端通过同步接收后，去掉循环前缀，经过FFT，然后经过信道估计和均衡，解调出信息信号。

整个过程简述如下：

发送端：二进制信息数据经过调制，调制后的符号记为{X(k)，k＝1，…，N}(N是子载波个数)，等间隔插入M个导频，其位置是l，

…， 经过IFFT后为

$x\left(n\right)=\mathrm{IFFT}\left\{X\left(k\right)\right\}=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)e^{j2\mathrm{\πkn}/N},$ n=0，1，…，N-1

最后插入循环前缀后通过天线发射。

接收端，接收信号可以表示为循环卷积。

y(n)＝x(n)h(n)+w(n)，n＝0，1，…，N-1    (2)

其中，h(n)是信道冲击响应，w(n)是加性高斯白噪声，h(n)可以表示为：

$h\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{f}_{\mathrm{Di}}\mathrm{Tn}\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_i),$ 0≤n≤N-1

其中，r是多径数，h_i是第i径在时域的复冲击响应，f_Di是多普勒频移，τ_i是第i条多径的时延。

同步后去掉循环前缀，进行FFT变换，得到：

Y(k)＝FFT{y(n)}＝X(k)H(k)+I(k)+W(k)，k＝0，1，…，N-1    (3)

其中，H(k)是第k个子载波对应的信道频域响应，I(k)是其它子载波对第k个子载波的干扰(ICI)，W(k)是w(n)的傅立叶变换。

下面结合附图详细说明该实施例中各步骤的处理过程：

首先介绍采用的OFDM系统的符号结构。假设系统中的子载波数是N＝256，以1∶7的比例插入导频和数据，导频位置是(1，9，...，249)，CP长度为32，最大时延扩展为10，发送信号经过多径衰落信道后到达接收端。假设系统理想同步，实施例的操作流程的示意图如图2所示。接收信号经FFT后，导频信号输入给步骤210进行迭代LS估计，对得到的估计值给步骤220进行分形插值，输出整个信道的估计值。

(1)步骤210中，迭代LS估计得到导频位置的信道响应；

对于图2中的步骤210，其详细过程如图3所示。

步骤310中，利用LS估计算法得到导频子载波上的信道估计值序列H_p1(k)，k＝0，1，…，31。

步骤320中，对H_p1作32点的IFFT变换，得到时域序列h_p1。

步骤330中，判断多径信道的最大时延扩展L_MD是否已知：

如果多径信道的最大时延扩展L_MD已知，则执行步骤331，L＝L_MD；L_MD未知，则执行步骤332，L＝L_CP。在本例中，L_MD已知，L_MD＝10。

然后执行步骤340，令h_p1的后22个元素为0；接下来执行步骤350，对h_p1作256点的FFT运算H_p2，转换到频域；执行步骤360，从H_p2(k)得到导频位置(k＝1，9，…，249)的信道响应H_p3。

在步骤370中，判断 $\mathrm{delta}=\underset{k}{\max }\left\{\right|H_{p3}\left(k\right)-H_{p1}\left(k\right)\left|\right\}$ 是否小于预设的门限，如果否，则执行步骤371，将H_p3作为更新后导频位置的信道响应，然后重新开始执行步骤320，H_p3代替H_p1作IFFT，......，直到delta小于预设门限；如果是，则执行步骤372，得到H_p3，作为导频位置的信道估计值。

H_p3就是步骤210迭代LS估计的输出结果。

(2)步骤220中，利用分形内插算法得到整个信道的响应。

对于图2中的步骤220，其详细过程如图4所示。

首先执行步骤410，确定初始条件，由K个连续OFDM符号的导频位置的瞬时信道估计值来估计分形维数D_H和方差σ²，其中对于K的取值，按以下原则进行：如果信道慢变，可以将K值取得较大；如果信道快变，则K值较小。本例中，取K＝3。

步骤420中，以连续两个导频位置为端点，按公式(4)～(5)进行分形插值，然后考虑插值得到的频点，以连续两个频点为端点，按公式(4)～(5)进行进一步的分形插值，如此进行多次的分形插值。插值的过程如下：

利用两个连续导频位置 $z_i=l+i\frac{N}{M},$ $z_{i+1}=l+(i+1)\frac{N}{M}$ 的值

按下式可以计算中点z_i+1/2的值 进行第1层插值：

$\widehat{H_p}\left(z_{i+1/2}\right)=\frac{1}{2}[\widehat{H_p}\left(z_i\right)+\widehat{H_p}\left(z_{i+1}\right)]+{\mathrm{\Δ}}_1---\left(4\right)$

式中Δ₁是均值为0、方差为σ₁ ²的高斯随机变量。同理，以

和

为新的端点可以拟合

进行第2层迭代，依次类推。在第n层迭代中，取Δ_n的方差为：

${\mathrm{\σ}}_n^2=\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{\left(2^n\right)2^{D_H}}(1-2^{2D_H-2})---\left(5\right)$

在步骤430中，判断所有的频点是否都得到插值，如果不是，则执行步骤431，对剩下的、没有插值出来的频点，利用线性插值方法进行插值，然后执行步骤440；如果是，则执行步骤440。

在本例中，导频的间隔是8，所以经过3层的分形插值，就得到了所有频点的估计值。

经过步骤440，则输出全部信道响应的估计值。

这样，通过步骤210和步骤220就得到整个信道的估计值。

本发明方法中，根据无线多径信道的不同，OFDM符号中导频和数据信号的比例除了可以是1∶7之外，还可以是1∶5、1∶9等其它形式，还可以是IEEE802.16-2004规定的前导符号结构。

本发明的信道估计方法，由于在迭代LS估计过程中，降低了白噪声的影响，然后在分形插值过程中，分形方法能更好地刻画多径衰落的行为，可以自适应地跟踪信道衰落的变化，其性能将明显优于传统的估计器，而且复杂度较低。本发明不仅适用于慢衰落信道，也适用于快衰落信道。在信道快衰落和深度衰落环境下，本发明的方法能更准确地估计衰落信道的参数。

但应当理解的是，本发明的上述具体实施例较为具体，并不能因此而认为是本发明的专利保护范围的限制，本发明的专利保护范围以所附权利要求为准。

Claims (8)

1、一种用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，包括如下步骤：

(a)利用迭代LS方法得到导频子载波的信道估计值；

(b)通过分形内插得到整个信道的信道估计值。

2、如权利要求1所述的用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于：

所述步骤(a)中进一步包括下列步骤：

(a1)由LS方法获得导频子载波位置的信道频域响应；

(a2)对信道频域响应进行M点的IFFT变换，得到导频子载波的时域信道响应；

(a3)对导频子载波位置的时域信道响应中M-L个元素置0；

(a4)对步骤(a2)得到的导频子载波的时域信道响应做N点的FFT变换，得到导频位置的信道频域响应；

(a5)用导频位置的信道频域响应代替步骤(a1)中导频子载波位置的信道频域响应；

(a6)计算前后两次信道频域响应的最大误差，如果小于预定门限，则迭代结束；否则，重复步骤(a2)～(a6)，直到获得最后的结果。

3、如权利要求2所述的用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于：

所述步骤(a3)中，L可以由以下步骤确定：

(a31)若多径信道的最大时延扩展已知，则L取值为最大时延扩展；

(a32)若多径信道的最大时延扩展未知，则L取值为CP长度。

4、如权利要求1所述的用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于：

所述步骤(b)中进一步包括下列步骤：

(b1)确定由连续的OFDM符号导频位置的信道估计值来估计分形参数，并确定插值的端点；

(b2)采用随机中点位移法进行分形内插。

5、如权利要求4所述的用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于：

如果导频间隔是2的整数次幂，那么通过步骤(b2)的分形插值能得到所有非导频位置的信道信息；如果导频间隔不是2的整数次幂，则对步骤(b2)所得到的信道估计值之间的载波位置，采用线性加权插值方法来估计对应位置的信道响应。

6、如权利要求4或5所述的用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于：

所述步骤(b1)中，所述连续OFDM符号的个数在取值时，

若信道慢变，则可以取值较大；

若信道快变，则可以取值较小。

7、如权利要求6所述的用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于：

所述OFDM符号中导频和数据信号的比例，

可以是1∶7；1∶5；1∶9，还可以是IEEE802.16-2004规定的前导符号结构。

8、如权利要求4或5所述的用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于：

所述步骤(b1)中，所述分形参数包括分形维数和方差。

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