CN101075829B - 一种适用于正交频分复用系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，包括：步骤一，通过训练导频符号得到当前信道的信道响应估计初值；步骤二，由参考导频符号估计出当前信道相位的偏移量；步骤三，利用所述信道相位的偏移量对所述信道响应估计初值进行补偿；步骤四，得到数据传输OFDM符号所对应整个当前信道的最终信道估计值。本发明方法克服了现有OFDM通信系统信道估计方法在估计精度和实现复杂度之间的矛盾，以及无法对由于非理想同步引起的子载波相位偏移进行补偿的缺点，能满足一定的估计精度、能补偿由于系统非理想同步或信道变化引起的子载波相位偏移，同时方便实现。

Description

一种适用于正交频分复用系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及移动通信系统中的信息无线传输技术，特别是涉及通讯领域的正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)系统的信道估计方法。

背景技术

OFDM技术具有高频谱效率、抗多径效应等优点，因此在未来的无线通信中将是一个非常有前途的技术，受到人们广泛关注和研究。欧洲陆地数字视频广播(Digital Video Broadcasting-Terrestrial，DVB-T)、数字视频广播/数字语音广播(Digital Video Broadcasting/Digital Audio Broadcasting，DVB/DAB)、Hiper(High Performance Radio，高性能无线电)MAN/LAN(Metropolitan AreaNetwork/Local Area Network，城域网/局域网)都使用了OFDM传输技术。另外，IEEE802.11a、IEEE802.16a、IEEE802.16d都采用了OFDM作为传输技术。

在OFDM系统中，为了保证通信系统在无线信道环境中具有良好的性能，往往进行相干解调，这就要求对多径时变的无线衰落信道进行估计。可以认为，信道估计的准确程度在很大程度上决定了系统是否能够提供优良的无线传输质量，即，在OFDM系统中，信道估计的质量对OFDM系统的性能起着关键作用。目前采用的信道估计方法大致可以分为两大类：基于导频的信道估计和盲估计。所述基于导频的信道估计方法得到了广泛地应用，可以分为基于LS(Least Square，最小二乘)准则和基于MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方误差)准则。LS信道估计算法简单，但是受高斯白噪声和子载波间干扰(Inter Carrier Interference，ICI)的影响很大，性能较MMSE信道估计差；MMSE信道估计对高斯白噪声和ICI有很好的抑制作用，效果优于LS信道估计，但是算法复杂度高，而且需要知道准确的信道统计特性，这在实际中是无法实现的。

而在实际的OFDM系统中，信道估计是在同步之后进行的，同步技术对信道估计的性能有着一定的影响。同步技术包括定时恢复和频偏估计。定时偏差和频偏估计的误差都会影响系统的性能。如果定时的偏移量与最大时延扩展的长度之和仍小于循环前缀的长度，定时是正确的，但是定时的偏移会引起子载波相位的旋转；而进行小数倍频偏估计时，各种估计算法都不可避免的存在估计误差，引起子载波相位的偏移。在一帧信号的时间内，往往假设信道是慢变的，但是信道的缓慢变化，也会因此引起子载波相位的变化。因此，定时偏移、频偏估计的误差和信道的缓慢变化，都会造成子载波相位的旋转或偏移，这需要利用信道估计进行相位补偿。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种适用于正交频分复用系统的信道估计方法，用于解决现有OFDM通信系统信道估计方法在估计精度和实现复杂度之间的矛盾以及无法对由于非理想同步引起的子载波相位偏移进行补偿的缺点。

为了实现上述目的，本发明提供了一种适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，包括：

步骤一，通过训练导频符号得到当前信道的信道响应估计初值；

步骤二，由参考导频符号估计出当前信道相位的偏移量；

步骤三，利用所述信道相位的偏移量对所述信道响应估计初值进行补偿；

步骤四，得到数据传输OFDM符号所对应整个当前信道的最终信道估计值；

所述训练导频符号为所述正交频分复用系统的接收端、发送端均已知的符号，数据帧的第一个OFDM符号为训练OFDM符号；

所述参考导频符号为所述正交频分复用系统的接收端、发送端均已知的符号，所述第一个OFDM符号后的OFDM符号为数据传输OFDM符号；

其中，所述通过训练导频符号得到当前信道的信道响应估计初值的步骤具体又包括：

步骤21，通过最小二乘法得到所述训练导频符号的一特定导频子载波位置上的信道响应估计值；

步骤22，对所述信道响应估计值进行快速傅立叶逆变换，得到信道的冲激响应；

步骤23，对所述信道的冲激响应进行重要路径选择，得到经选择后的信道冲激响应；及

步骤24，对所述信道冲激响应进行快速傅立叶变换，得到所述当前信道的信道响应估计初值。

所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其中，所述步骤21、步骤22之间进一步包括一根据所述训练导频符号的分布情况判断是否需要对所述信道响应估计值进行插值处理的步骤。

所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其中，若需要进行插值处理，进一步包括一通过插值算法进行插值处理得到所述训练导频符号的所有子载波位置的信道响应的步骤。

所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其中，所述插值算法包括一阶线性插值、二阶线性插值、样条插值。

所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其中，所述步骤23中，进一步包括一通过将信道冲激响应系数幅度与一预定门限相比较，选择不小于该预定门限的信道冲激响应的元素作为重要路径，并使小于该预定门限的信道冲激响应的元素设置为零进行路径选择的步骤。

所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其中，所述步骤23中，进一步包括一通过选择信道冲激响应系数幅度最大的预定数量的元素作为重要路径进行路径选择的步骤。

所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其中，所述步骤一中，还包括一构造所述训练OFDM符号的步骤。

所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其中，所述步骤二中，还包括一构造所述数据传输OFDM符号的步骤。

本发明方法克服了现有OFDM通信系统信道估计方法在估计精度和实现复杂度之间的矛盾，以及无法对由于非理想同步引起的子载波相位偏移进行补偿的缺点，是一种能满足一定的估计精度、能补偿由于系统非理想同步或信道变化引起的子载波相位偏移、又便于实现的正交频分复用系统中的信道估计方法，具体包括如下技术效果：

(1)，选择并保留重要路径而将其它元素置零，排除了信噪比低的多径分量的影响，同时也降低了高斯白噪声的影响，提高了信道估计的精度；

(2)，对由于信道变化或同步技术产生的相位偏移进行了校正，进一步提高信道估计的精度；

(3)，由于本发明是基于LS准则进行的信道估计，而选择重要路径和相位补偿的信号处理算法简单，因此计算复杂度低，而且易于实现。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1为本发明的数据传输帧结构；

图2为本发明信道估计方法的流程图；

图3为本发明的一个优选方案的流程图；

图4为本发明方案中训练导频符号、参考导频符号图案；

其中，附图标记：

Px  训练导频符号        D    数据

Pc  参考导频符号        0    零符号

具体实施方式

下面结合附图对本发明技术方案的实施作进一步的详细描述。

请参阅图1所示，为本发明的数据传输帧结构。根据OFDM的原理，二进制信息数据经过调制、插入导频后，再经过快速傅立叶逆变换(Inverse FastFourier Transform，IFFT)，添加循环前缀，最后发送出去。接收端通过同步接收后，去掉循环前缀，经过快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)，然后经过信道估计和均衡，解调出信息信号。

图1中，训练OFDM符号和数据传输OFDM符号统称为OFDM符号。其中，训练OFDM符号是一帧的第一个OFDM符号，训练OFDM符号的非零元素称为训练导频符号；数据传输OFDM符号从一帧的第二个OFDM符号到最后一个OFDM符号，一个数据传输OFDM符号包括数据和参考导频符号；而训练导频符号和参考导频符号都是导频符号(即接收端、发送端两端都已知的符号)。

发送端：构造如图1所示的帧结构，一帧由一个训练OFDM符号和N_t个数据传输OFDM符号组成。

首先，构造训练OFDM符号，一般是在所有的子载波范围内等间隔插入K个训练导频符号，记为X[m，k]，其中m表示一帧中的第m个OFDM符号，k表示子载波序号，对于训练OFDM符号，有m＝0， $k=k_0+\frac{N}{K},$ N是子载波个数，在非训练导频符号子载波处，发送0符号；

其次，构造数据传输OFDM符号，在所有的子载波范围内等间隔插入M个参考导频符号，其位置是 $l,\frac{N}{M}+l,\mathrm{\Λ},(M-1)\frac{N}{M}+l,$ 记为X[m，k]，m＝1，2，ΛN_t，其它位置发送数据。

本例中，取k₀＝l＝0。经过IFFT变换后，插入循环前缀，最后通过天线发射出去。

接收端：同步后去掉循环前缀，并进行FFT变换，得到

    Y[m，k]＝X[m，k]H[m，k]+I[m，k]+W[m，k]             (1)

其中，m＝0，1，Λ，N_t，k＝0，1，Λ，N-1，I[m，k]是第m个OFDM符号中其它子载波对第k个子载波的干扰ICI，W[m，k]是第m个OFDM符号中高斯白噪声的傅立叶变换，H[m，k]是第m个OFDM符号第k个子载波对应的信道频域响应。

信道时域冲激响应h(n)可以表示为

$h\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{r-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{f}_{\mathrm{Di}}\mathrm{Tn}\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_i),0\≤n\≤N-1...\left(2\right)$

其中，r是多径数，h_i是第i径的复增益，f_Di是多普勒频移，τ_i是第i条多径的时延。

请参阅图2所示，为本发明信道估计方法的流程图。系统同步模块确定的定时同步位置落在10～32之间都是合理的，假设系统没有理想同步但进行了正确的同步。该流程具体包括如下步骤：

步骤210，接收信号经同步后，生成同步后的信号，并估计信道响应初值；具体地，是利用训练导频符号得到当前信道的信道响应估计初值H₀；

步骤220，由参考导频符号估计出信道相位的偏移量(简记为相偏)φ；

步骤230，通过偏移量φ对信道响应估计初值H₀进行相偏补偿；及

步骤240，最后得到数据传输OFDM符号所对应整个信道的最终信道估计值H。

步骤210的优选方案可以包括以下步骤：

步骤2101，用LS方法得到训练导频符号的特定子载波位置上的信道响应估计值H_p；如果不需要插值，则转入步骤2103执行；

步骤2102，通过插值得到当前训练导频符号的所有子载波位置的信道响应H₁；

步骤2103，对信道响应H₁作快速傅立叶逆变换由频域转换到时域，得到信道的冲激响应h₁；

步骤2104，以如下两种方法/方式之一选择重要路径：

A)，将信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较，选择不小于预定门限的信道冲激响应的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零(即，将小于预定门限的信道冲激响应的元素设置为零)；或

B)，选择信道冲激响应系数幅度最大的预定数量的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零(即，保留信道冲激响应系数幅度最大的预定数量的元素)；

通过方式A或B得到经选择后的信道冲激响应h₂。

步骤2105，对信道冲激响应h₂作快速傅立叶变换由时域转到频域，得到信道的响应H₂；H₂即为当前信道的信道响应估计初值H₀。

请参阅图3所示，为本发明的一个优选方案的流程图。该流程具体包括如下步骤：

步骤310，利用训练导频符号采用LS算法得到一特定导频子载波位置上的信道响应估计值H_p(k)，k＝0，2，Λ，254；

步骤320，根据训练导频符号的分布情况判断是否需要对信道响应估计值H_p(k)作插值处理：如果需要插值，则先执行步骤321，再执行步骤330；如果不需要插值，则转至步骤330执行；在本实施例中，需要进行插值；

步骤321，通过插值得到训练导频符号的所有子载波位置的信道响应H₁(k)，k＝0，1，Λ，255；插值方法可以是一阶线性插值、二阶线性插值、样条插值或其它插值方法；

步骤330，对H₁作IFFT变换，得到信道的冲激响应h₁；

步骤340，通过上述路径选择方法A或B进行重要路径选择，得到选择后的信道冲激响应h₂；

步骤350，对信道冲激响应h₂作FFT变换由时域转到频域，得到信道的响应H₂；

步骤360，H₂即为当前信道的信道响应估计初值H₀；

步骤370，由参考导频符号估计出当前信道相位的偏移量φ；

步骤380，对信道响应估计初值H₀进行相位补偿；及

步骤390，得到的信道响应估计H。

H即为该数据传输OFDM符号对应的信道响应估计值。

这样，通过步骤310和步骤390就得到该数据传输OFDM符号对应的整个信道的估计值H。对本帧中其它数据传输OFDM符号进行同样的处理，就可以得到对应的信道响应估计值。

请参阅图4所示，为本发明方案中训练导频符号、参考导频符号图案。结合图1，在该图中，Px表示训练导频符号，Pc表示参考导频符号，D表示数据，0表示零符号。

训练导频符号Px为正交频分复用系统的接收端、发送端两端均已知的符号，由数据帧的第一个OFDM符号的特定子载波传送；该第一个OFDM符号即为训练OFDM符号；

参考导频符号Pc为正交频分复用系统的接收端、发送端两端均已知的符号，由数据帧的第一个OFDM符号后的OFDM符号的特定子载波传送；该第一个OFDM符号后的OFDM符号即为数据传输OFDM符号。

假设信道在一帧信号里慢变，系统中的子载波数是N＝256，子载波位置的取值为0～255；训练OFDM符号中插入128个训练导频符号Px(K＝128)，位置是(0，2，...，254)，其余位置发送0符号，训练导频符号Px与0符号的比例是1∶1；数据传输OFDM符号中以1∶15的比例插入导频Pc和数据D，导频位置是(0，15，...，240)，CP(Cyclic Prefix，循环前缀)长度为32(以采样点计算)，最大时延扩展为10(以采样点计算)，发送信号经过多径衰落信道后到达接收端；系统同步模块确定的定时同步位置落在10～32之间都是合理的。

当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (8)

1.一种适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，包括：

步骤一，通过训练导频符号得到当前信道的信道响应估计初值；

步骤二，由参考导频符号估计出当前信道相位的偏移量；

步骤三，利用所述信道相位的偏移量对所述信道响应估计初值进行补偿；

步骤四，得到数据传输OFDM符号所对应整个当前信道的最终信道估计值；

所述训练导频符号为所述正交频分复用系统的接收端、发送端均已知的符号，数据帧的第一个OFDM符号为训练OFDM符号；

所述参考导频符号为所述正交频分复用系统的接收端、发送端均已知的符号，所述第一个OFDM符号后的OFDM符号为数据传输OFDM符号；

所述通过训练导频符号得到当前信道的信道响应估计初值的步骤具体又包括：

步骤21，通过最小二乘法得到所述训练导频符号的一特定导频子载波位置上的信道响应估计值；

步骤22，对所述信道响应估计值进行快速傅立叶逆变换，得到信道的冲激响应；

步骤23，对所述信道的冲激响应进行重要路径选择，得到经选择后的信道冲激响应；及

步骤24，对所述信道冲激响应进行快速傅立叶变换，得到所述当前信道的信道响应估计初值。

2.根据权利要求1所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述步骤21、步骤22之间进一步包括一根据所述训练导频符号的分布情况判断是否需要对所述信道响应估计值进行插值处理的步骤。

3.根据权利要求2所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，若需要进行插值处理，进一步包括一通过插值算法进行插值处理得到所述训练导频符号的所有子载波位置的信道响应的步骤。

4.根据权利要求3所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述插值算法包括一阶线性插值、二阶线性插值、样条插值。

5.根据权利要求1、2、3或4所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述步骤23中，进一步包括一通过将信道冲激响应系数幅度与一预定门限相比较，选择不小于该预定门限的信道冲激响应的元素作为重要路径，并使小于该预定门限的信道冲激响应的元素设置为零进行路径选择的步骤。

6.根据权利要求1、2、3或4所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述步骤23中，进一步包括一通过选择信道冲激响应系数幅度最大的预定数量的元素作为重要路径进行路径选择的步骤。

7.根据权利要求1-4任一所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述步骤一中，还包括一构造所述训练OFDM符号的步骤。

8.根据权利要求1-4任一所述的适用于正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述步骤二中，还包括一构造所述数据传输OFDM符号的步骤。

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