CN102025662A - 多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法及装置，该方法包括：根据接收天线接收到的信号，确定所述接收天线和发送天线间多径信道的信道响应；对所述确定的信道响应进行逆傅立叶变换，得到所述多径信道的冲激响应；对所述多径信道的冲激响应进行迭代时变滤波；对所述滤波后的冲激响应进行傅立叶变换。本发明解决了相关技术中因未考虑这些影响导致估计精度较低的问题，提高了信道估计的精度。

Description

多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种多输入多输出正交频分复用(Multiple-InputMultiple-Output Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称为MIMO-OFDM)系统的信道估计方法及装置。

背景技术

随着数字信号处理技术和高速器件的发展，最初实现正交频分复用技术的障碍己不复存在，OFDM已经在数字音频广播(Digital Audio Broadcast，DAB)、数字视频广播(Digital VideoBroadcast，DVB)和无线局域网(Wireless Local，简称为WLAN)等系统中取得了成功的应用。OFDM利用各个子载波之间的正交性，允许子信道的频谱相互重叠，可以很大程度地利用频谱资源。它把高速数据流通过串并转换，使得每个子载波上的数据符号持续长度相对增加，从而有效地减少了无线信道的时间弥散所带来的符号间串扰(Inter-Symbol Interference，简称为ISI)，同时由于各子信道的带宽相对较窄，便可以对每个子载波分别进行均衡，这样就减少了接收机内均衡的复杂度。由于上述特点，这项技术在近几年来得到广泛的应用。

多输入多输出是指在发射端和接收端，分别使用多个发射天线和接收天线。传统的通信系统是单输入单输出(Single-Input Single-Output，简称为SISO)方式，基于发射分集和接收分集的多输入单输出(Multi-Input Single-Output，简称为MISO)方式、单输入多输出(Single-Input Multi-Output，简称为SIMO)方式也是MIMO的特殊情况。MIMO的基本思想是在发射、接收或收发双端采用多个天线，通过空时处理技术，充分利用信道之间的独立衰落特性，提高频谱利用率、通信质量和系统容量。例如：贝尔实验室的Foschini等人，提出了一种分层空时结构，它将信源数据分成几个子数据流，独立进行编码/调制。分层空时编码系统在21dB的平均信噪比下可以达到42b/s/Hz的带宽利用率，这样的带宽利用率对于单发射单接收系统是不可想象的。

高速业务和用户数的激增使得对频谱的需求量急剧增加，而频谱资源是有限的，所以结合MIMO和OFDM这两项先进的技术，一方面可以提高频谱利用率，另一方面可以有效抵抗频率选择性衰落。而对于相干检测的MIMO-OFDM系统，信道估计极大地影响着整个通信系统的性能。

目前在MIMO-OFDM系统中，采用的信道估计方法大致可以分为：基于训练序列的最小均方误差(Minimum Mean-Square Error，简称为MMSE)估计、基于训练序列的最小二乘(LeastSquares，简称为LS)估计、基于导频的信道估计、盲估计和半盲估计。相关技术中，将信道冲激响应系数幅度与预定门限相比较，选择不小于门限的信道冲激响应的元素作为重要路径，并使其它元素设置为零。舍弃低于预定门限的信道冲激响应能量，虽然简化了降低算法的复杂度。但是，一方面无助于提高信噪比能力，另一方面无助于准确构建信道冲激响应。在低信噪比信道下，无法正常估计出信道响应。在另外一种方法中，对于所述正交频分复用系统的多个接收天线中的每一个接收天线，利用所述接收天线接收的导频序列，计算所述接收天线与每一个发射天线之间信道的信道冲击响应序列和信道频率响应序列；其中，所述导频序列为梳状导频序列，所述每一个发射天线对应的导频符号占据相同的频域位置，而在时域中彼此分开，这种方法中，信噪比在20dB，MSE才能达到10^-2左右；在更低信噪比信道下，性能更差。

可见，相关技术中，基于训练序列的估计实现方法比较简单。但是，这些算法直接采用接收信号除以发送已知信号获取信道估计值，所以估计的精度不高，在低信噪比时的性能恶化明显。

发明内容

本发明旨在提供一种多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法及装置，以解决相关技术中估计算法精度不高的问题。

本发明的一个方面提供了一种多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法，包括：根据接收天线接收到的信号，确定所述接收天线和发送天线间多径信道的信道响应；对所述确定的信道响应进行逆傅立叶变换，得到所述多径信道的冲激响应；对所述多径信道的冲激响应进行迭代时变滤波；对所述滤波后的冲激响应进行傅立叶变换。

进一步地，所述迭代时变滤波用于对所述多径信道的冲激响应进行噪声消除和/或信号重建。

进一步地，所述迭代时变滤波按照以下方式进行：所述滤波后的第r个接收天线和第q个发送天线间多径信道的冲激响应

其中，k为迭代次数，G为Gabor变换矩阵，

为Gabor展开式矩阵，Ф为噪声过滤函数，

为第r个接收天线和第q个发送天线间多径信道的冲激响应。

进一步地，确定第r个接收天线和第q个发送天线间多径信道的信道响应H_Prq通过以下方式进行：通过信道估计算法确定在接收到的信号中训练导频符号位置处的H_Prq，其中，所述信道估计算法包括以下之一：最小均方误差估计算法、最小二乘估计算法、基于导频的信道估计算法、盲估计算法、半盲估计算法；根据在训练导频符号位置处的H_Prq，通过插值方式得到在第r个接收天线和第q个发送天线间的所有子载波位置的信道响应

进一步地，所述多输入多输出正交频分复用系统的所有发送天线中，不同的发送天线采用不同位置的子载波发送所述训练导频符号。

进一步地，第q个发送天线发送所述训练导频符号的子载波的位置编号

其中，i＝1，...，K，N是第q个发送天线对应的子载波的总数，K为第q个发送天线重复发送所述训练导频符号的次数。

进一步地，在对所述滤波后的冲激响应进行傅立叶变换之后，还包括：根据在接收到的信号中的参考导频符号，估计出所述接收天线和发送天线间多径信道的相位偏移量；采用所述相位偏移量对经傅立叶变换得到的信道响应进行相位补偿。

进一步地，所述多输入多输出正交频分复用系统的所有发送天线中，不同的发送天线采用相同位置的子载波发送所述参考导频符号。

进一步地，所述发送天线发送所述参考导频符号的子载波的位置编号为其中，N是第q个发送天线对应的子载波的总数，M为每个发送天线重复发送所述训练导频符号的次数，l为预设的所述发送天线发送所述参考导频符号的子载波的起始位置编号。

本发明的另一个方面提供了一种多输入多输出正交频分复用系统的信道估计装置，包括：信道响应确定模块，用于根据接收天线接收到的信号，确定所述接收天线和发送天线间多径信道的信道响应；逆傅立叶变换模块，用于对所述确定的信道响应进行逆傅立叶变换，得到所述多径信道的冲激响应；迭代时变滤波器，用于对所述多径信道的冲激响应进行迭代时变滤波；傅立叶变换模块，用于对所述滤波后的冲激响应进行傅立叶变换。

通过本发明，在采用普通的估计算法确定出多径信道的信道响应后，对确定的信道响应进行IFFT后，对IFFT得到的冲激响应进行迭代时变滤波，再对滤波后的冲激响应进行FFT，该方法考虑了诸如高斯白噪声和子载波之间的干扰等因素的影响，通过以上的迭代时变滤波过程，从一定程度上减小了负面因素造成的影响，解决了相关技术中因未考虑这些影响导致估计精度较低的问题，提高了信道估计的精度。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据本发明实施例的多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法的流程图；

图2是根据本发明实施例的多输入多输出正交频分复用系统的信道估计装置的结构框图；

图3是根据实施例1的信道估计方法的详细流程图；

图4是根据实施例2的数据传输帧结构示意图；

图5是根据实施例2的训练导频符号、参考导频符号图案的示意图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

图1是根据本发明实施例的多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法的流程图，如图1所示，包括：

步骤S102，根据接收天线接收到的信号，确定接收天线和发送天线间多径信道的信道响应；

步骤S104，对确定的信道响应进行逆傅立叶变换，得到多径信道的冲激响应；

步骤S106，对多径信道的冲激响应进行迭代时变滤波；

步骤S108，对滤波后的冲激响应进行傅立叶变换。

以上方法考虑了诸如高斯白噪声和子载波之间的干扰等因素的影响，通过以上的迭代时变滤波过程，从一定程度上减小了负面因素造成的影响，解决了相关技术中因未考虑这些影响导致估计精度较低的问题，提高了信道估计的精度。

需要说明的是，在具体实施中，可以根据实际情况采用具体的迭代时变滤波算法，可以起到减小噪声、干扰等影响估计精度的因素的影响的作用，从而提高信道估计精度。另外，在工程实践中，为了提高运算效率，以上的傅立叶变换可以采用快速傅立叶变换(Fast FourierTransform，简称为FFT)来实现，逆傅立叶变换也可以采用快速逆傅立叶变换(Inverse FastFourier Transform，简称为IFFT)来实现。

优选地，以上的迭代时变滤波可以用于对多径信道的冲激响应进行噪声消除和/或信号重建。在具体实施中，迭代时变滤波可以按照以下方式进行：滤波后的第r个接收天线和第q个发送天线间多径信道的冲激响应其中，k为迭代次数，G为Gabor变换矩阵，

为Gabor展开式矩阵，Ф为噪声过滤函数，

为第r个接收天线和第q个发送天线间多径信道的冲激响应。通过这种优选的迭代滤波算法，克服了高阶迭代滤波运算复杂度过高的问题，同时，能够实现较高精度的信道估计，从而克服了现有MIMO-OFDM通信系统信道估计方法在低信噪比信道下估计精度和实现复杂度之间的矛盾，能够实现一定的信噪比增益、满足一定的估计精度，且实现复杂度较低。

在具体实施中，确定第r个接收天线和第q个发送天线间多径信道的信道响应H_Prq可以通过以下方式进行：

通过信道估计算法确定在接收到的信号中训练导频符号位置处的H_Prq，其中，信道估计算法包括以下之一：最小均方误差估计算法、最小二乘估计算法、基于导频的信道估计算法、盲估计算法、半盲估计算法；

根据在训练导频符号位置处的H_Prq，通过插值方式得到在第r个接收天线和第q个发送天线间的所有子载波位置的信道响应

为了接收端能够完全地区分开不同发送天线发来的信号，多输入多输出正交频分复用系统的所有发送天线中，不同的发送天线可以采用不同位置的子载波发送训练导频符号。作为一种优选的实施方式，第q个发送天线发送训练导频符号的子载波的位置编号

其中，i＝1，...，K，N是第q个发送天线对应的子载波的总数，K为第q个发送天线重复发送训练导频符号的次数。

在实际的MIMO-OFDM系统中，信道估计可能是在同步之后进行的，同步技术对信道估计的性能有着一定的影响。同步技术中定时偏移、频偏估计的误差和信道的缓慢变化，都会造成子载波相位的旋转或偏移，因此，需要对信道估计的结果进行相位补偿，具体地，在对滤波后的冲激响应进行傅立叶变换之后，可以根据在接收到的信号中的参考导频符号，估计出接收天线和发送天线间多径信道的相位偏移量；再采用相位偏移量对经傅立叶变换得到的信道响应进行相位补偿。

需要说明的是，以上的多输入多输出正交频分复用系统的所有发送天线中，不同的发送天线可以采用相同位置的子载波发送参考导频符号。具体地，发送天线发送参考导频符号的子载波的位置编号为其中，N是第q个发送天线对应的子载波的总数，M为每个发送天线重复发送训练导频符号的次数，l为预设的发送天线发送参考导频符号的子载波的起始位置编号。作为一种优选的方式，可以令

图2是根据本发明实施例的多输入多输出正交频分复用系统的信道估计装置的结构框图，该装置包括：信道响应确定模块22，用于根据接收天线接收到的信号，确定接收天线和发送天线间多径信道的信道响应；逆傅立叶变换模块24，用于对确定的信道响应进行逆傅立叶变换，得到多径信道的冲激响应；迭代时变滤波器26，用于对多径信道的冲激响应进行迭代时变滤波；傅立叶变换模块28，用于对滤波后的冲激响应进行傅立叶变换。

需要说明的是，迭代时变滤波器26所采用的迭代时变滤波算法可以是用于对多径信道的冲激响应进行噪声消除和/或信号重建的算法，具体地，可以为

其中，k为迭代次数，G为Gabor变换矩阵，

为Gabor展开式矩阵，Ф为噪声过滤函数，

为第r个接收天线和第q个发送天线间多径信道的冲激响应。

以下描述的实施例1-2，综合了上述多个优选实施例的技术方案。

实施例1

该实施例详细描述了以上的信道估计算法的具体实施过程。在该实施例中：

训练导频符号：为收发两端均已知的符号，由数据帧的第一个OFDM符号(即训练OFDM符号)的特定子载波传送。在训练OFDM符号中，对于N_t个发送天线中的第q个天线，等间隔地插入K个训练导频符号，其第一个传送训练导频符号的子载波号是q-1，在非训练导频符号子载波处发送幅度为0的0符号。

参考导频符号：为收发两端均已知的符号，由数据帧的第一个OFDM符号后的OFDM符号(即数据传输OFDM符号)的特定子载波传送。所有的发送天线由相同的子载波发送参考导频符号。

图3是根据实施例1的信道估计方法的详细流程图，如图3所示，基于以上的设置，该信道估计方法包括如下步骤：

步骤301，用LS方法得到第r个接收天线(接收天线总数为N_r)、第q个发送天线对的训练导频符号位置信道响应H_Prq；

步骤302，对

通过插值得到该收发天线对间的所有子载波位置的信道响应值

步骤303，对

作IFFT由频域转换到时域，得到多径信道的冲激响应

步骤304，通过迭代时变滤波器进行噪声消除以及信号重建，得到滤波后的信道冲激响应

步骤305，对h′_rq作FFT由时域转到频域，得到信道的响应

步骤306，重复以上步骤301～步骤305，可以得到所有收发天线对间当前信道的信道响应估计初值H′；

步骤307，由该数据帧的参考导频符号估计出信道相位的偏移量φ_rq，其中q＝1，...，N_t；r＝1，...，N_r；

步骤308，利用步骤307得到的偏移量φ_rq，对步骤六信道响应估计初值H′进行相位补偿，得到该收发天线对间的最终信道响应估计H。

通过以上方法，克服了现有MIMO-OFDM通信系统信道估计方法在低信噪比信道下估计精度和实现复杂度之间的矛盾，能实现一定的信噪比增益，满足一定的估计精度，且能补偿由于系统非理想同步引起的子载波相位偏移，并且，该方法实现复杂度较低，能够满足工程实现的要求。

实施例2

常规的MIMO-OFDM发射系统由信道编码、空时编码、各个发送通道上的OFDM调制器(串并变换、IFFT、加循环前缀(Cyclic Prefix，简称为CP))并且经过数模转换(D/A)和上变频最后经过各个天线发射出去对于多径比较丰富且多径时延较大的信道来讲，每个OFDM上的子载波信息经历的可能是平坦衰落，利于均衡。接收机是发射的逆过程，包括各个接收通道的下变频、模数转换(Analogical to Digital Conversion，简称为ADC)、时间/码元与频率同步、信道估计均衡、FFT解调、并串转换、空时解码和信道解码。整个过程简述如下：

发送端：

图4是根据实施例2的数据传输帧结构示意图，构造如图4所示的帧结构，一帧由一个训练OFDM符号和M_t个数据传输OFDM符号组成。首先构造第q(q＝1，...，N_t)个发送天线的一帧信号：对于训练OFDM符号，记为

其中m表示一帧中的第m个OFDM符号(此时m＝0)，k表示子载波序号(k＝0，...，N-1，N为每个OFDM符号对应的子载波的总数)，其中发送训练导频符号的子载波是

在非训练导频符号子载波处，发送0符号；对于数据传输OFDM符号，等间隔插入M个导频(作为参考导频符号)，其位置是

记为

非导频位置发送数据。图5是根据实施例2的训练导频符号、参考导频符号图案的示意图，本实施例的训练导频符号、参考导频符号图案如图5所示。本例中，取

然后经过IFFT后，插入CP，最后通过相应的第q个天线发射出去。

接收端：

对于每个接收天线，经过同步后去掉循环前缀，进行FFT变换，得到

$Y_{m,k}^{\left(r\right)}=\underset{q=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{m,k}^{\left(q\right)}{H}_{m,k}^{(r,q)}+W_{m,k}^{\left(r\right)}---\left(1\right)$

其中，m＝0，1，2，...，M_t，k＝0，1，...，N-1，r＝1，...，N_r，是第r个接收天线接收到的信号，

是第r个接收天线的第m个OFDM符号中第k个子载波对应的高斯白噪声的傅立叶变换，

是第r个接收天线第q个发射天线间第m个OFDM符号第k个子载波对应的信道频域响应。

迭代时变滤波器的滤波过程为：

其中，k为迭代次数，G为Gabor变换矩阵，为Gabor展开式矩阵，Ф为噪声过滤函数；

为步骤303中的多径信道的冲激响应；

为滤波后的多径信道冲激响应。

信道时域冲激响应h(n)可以表示为

$h\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{f}_{\mathrm{Di}}\mathrm{Tn}\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_i),0\≤n\≤N-1---\left(3\right)$

其中，L是多径数，h_i是第i径的复增益，f_Di是多普勒频移，τ_i是第i条多径的时延。

从以上的描述中，可以看出，以上实施例提供的方案实现了如下技术效果：

1)对于不同的发射天线，在训练OFDM符号处采用不同子载波传送训练导频符号，使得各个天线上的导频排列位置相互错开，可以去除信道估计时各个天线导频间的相互干扰，而且可以将MIMO信道转换为多个独立而且相互正交的单入单出信道，因而借助于简单的LS方法估计得到训练符号处的所有天线对之间的信道响应；

2)采用迭代时变滤波器，降低了高斯白噪声的影响和子载波之间的干扰，提高了信道估计的精度；

3)以上方案基于LS准则进行的信道估计，而且迭代时变滤波信号处理算法简单，因此计算复杂度低，而且易于实现。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种多输入多输出正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，包括：

根据接收天线接收到的信号，确定所述接收天线和发送天线间多径信道的信道响应；

对所述确定的信道响应进行逆傅立叶变换，得到所述多径信道的冲激响应；

对所述多径信道的冲激响应进行迭代时变滤波；

对所述滤波后的冲激响应进行傅立叶变换。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述迭代时变滤波用于对所述多径信道的冲激响应进行噪声消除和/或信号重建。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述迭代时变滤波按照以下方式进行：

所述滤波后的第r个接收天线和第q个发送天线间多径信道的冲激响应

其中，k为迭代次数，G为Gabor变换矩阵，

为Gabor展开式矩阵，Ф为噪声过滤函数，

为第r个接收天线和第q个发送天线间多径信道的冲激响应。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，确定第r个接收天线和第q个发送天线间多径信道的信道响应H_Prq通过以下方式进行：

通过信道估计算法确定在接收到的信号中训练导频符号位置处的H_Prq，其中，所述信道估计算法包括以下之一：最小均方误差估计算法、最小二乘估计算法、基于导频的信道估计算法、盲估计算法、半盲估计算法；

根据在训练导频符号位置处的H_Prq，通过插值方式得到在第r个接收天线和第q个发送天线间的所有子载波位置的信道响应

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述多输入多输出正交频分复用系统的所有发送天线中，不同的发送天线采用不同位置的子载波发送所述训练导频符号。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，第q个发送天线发送所述训练导频符号的子载波的位置编号

其中，i＝1，...，K，N是第q个发送天线对应的子载波的总数，K为第q个发送天线重复发送所述训练导频符号的次数。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在对所述滤波后的冲激响应进行傅立叶变换之后，还包括：

根据在接收到的信号中的参考导频符号，估计出所述接收天线和发送天线间多径信道的相位偏移量；

采用所述相位偏移量对经傅立叶变换得到的信道响应进行相位补偿。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述多输入多输出正交频分复用系统的所有发送天线中，不同的发送天线采用相同位置的子载波发送所述参考导频符号。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述发送天线发送所述参考导频符号的子载波的位置编号为

其中，N是第q个发送天线对应的子载波的总数，M为每个发送天线重复发送所述训练导频符号的次数，l为预设的所述发送天线发送所述参考导频符号的子载波的起始位置编号。

10.一种多输入多输出正交频分复用系统的信道估计装置，其特征在于，包括：

信道响应确定模块，用于根据接收天线接收到的信号，确定所述接收天线和发送天线间多径信道的信道响应；

逆傅立叶变换模块，用于对所述确定的信道响应进行逆傅立叶变换，得到所述多径信道的冲激响应；

迭代时变滤波器，用于对所述多径信道的冲激响应进行迭代时变滤波；

傅立叶变换模块，用于对所述滤波后的冲激响应进行傅立叶变换。

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