CN105991489A - 利用频域过采样来实现信道均衡的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种在正交频分复用系统(OFDM)接收机中的利用频域过采样来实现信道均衡的方法，属于数字通信技术领域。该方法首先对接收到的OFDM信号在频域里进行过采样，其次对估计的信道信息在频域里进行过采样，再次，对过采样得到的虚拟子载波信号利用过采样的信道进行均衡，最后把均衡后的虚拟子载波信号转换成时域信号后，再转换到非过采样频域里的实际子载波上的数据信号。该方法的输出信号可以被解调和译码，从而还原OFDM系统传输的数据。该方法可以通过提高过采样率来提升OFDM系统接收机的误码率性能。

Description

利用频域过采样来实现信道均衡的方法

技术领域

本发明涉及数字通信技术领域，特别涉及一种针对正交频分复用(OFDM，Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)系统的利用频域过采样来实现信道均衡的方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)系统已经被广泛的应用在各种有线和无线通信领域。然而系统在传输过程中会遇到各种各样的衰弱和噪声干扰。例如为了防止多径干扰，通常在OFDM数据块之间加入保护间隔(GI)。如果保护间隔的长度不小于信道的最大多径延时，则GI之间的数据块不会产生任何干扰。按照GI的填充方法的不同，OFDM系统可分为：循环前缀(CP)类型OFDM，零填充(ZP)类型OFD和训练序列(TDS)类型的OFDM。其中CP OFDM被广泛应用在欧美DAB，DVB，IEEE802.11，IEEE802.16d/e(WIMAX)等；ZP OFDM则被应用在需要较低传输功耗的应用里，例如UWB-MBOA标准；而中国的数字地面电视传播标准则采用了自己定义的TDS类型OFDM。由于保护间隔采用了已知的训练序列，因此可以很方便地从接收到的OFDM信号里消除，从而避免干扰。本质上讲，TDS-OFDM在消除训练序列后可认为是ZP OFDM，而CP OFDM在消除CP后也可认为是一种ZP OFDM。本发明提出了一种利用频域过采样来实现信道均衡的方法和装置，它可以直接应用于ZP OFDM系统里，也可以消除了保护间隔后的CP和TDS OFDM系统里。

近年来，已经有一些文献研究了利用频域过采样来实现信道均衡的方法，从而降低系统的误码率(BER)。文献[Yanxin Yan，Yi Gong，et al.，“A frequency-domain oversampling detector forzero-padded MC-CDMA system，”IEEE ICICS 2009，pp.1639-1643.Dec.2009.]和[Yanxin Yan，Yi Gong，Maode Ma，Qinghua Shi，“Iterative frequency-domain fractionally spaced receiver for zero-paddedmulti-carrier code division multiple access systems，”IET communications，vol.8，iss.17，pp.2993-3000，Nov.2014]提出了频域过采样最小均方差均衡器和对角化最小均方差均衡器用于基于ZP OFDM的MC-CDMA系统。文献[Q.Shi，L.Liu，et al.，“Fractionally spaced frequency-domain MMSE receiverfor OFDM systems，”IEEE Trans.Veh.Technol.，vol.59，pp.4400-4407，Nov.2010]提出了频域过采样最小均方差均衡器用于ZP OFDM系统。这些文献里所采用的均衡器都能得到比传统OFDM均衡器更好的BER性能，也就是更低的BER。其中，最小均方差均衡器能够得到最好的BER性能，但是复杂度很高，很难应用于实际的通信系统。从最小均方差均衡器推导出的对角化最小均方差均衡器相对来说较容易实现。但BER性能有所降低。上述文献里的对角化最小均方差均衡器只涉及到固定过采样率，但没有充分考虑利用提高过采样率来改善系统BER性能，同时也没有提出具体的实现方式.

并本发明提出了利用增加频域过采样率来提高对角化最小均方差均衡器的性能。这种方法提高了文献里的对角化最小均方差均衡器的性能，并且较容易在实际的系统里实现。

发明内容

本发明的目的在于，在OFDM系统里，利用频域过采样方法来提高系统的BER性能。

为实现以上目的或者其他目的，本发明提供了一种用于OFDM系统接收机的频域过采样对角化最小均方差均衡方法。本发明可以直接用于ZP类型的OFDM。对于循环前缀(CP)类型OFDM或训练序列(TDS)类型的OFDM，其循环前缀或训练序列应先从接收到的信号的保护间隔中消除后，得到等效的ZP类型OFDM，才能使用本发明。所述方法包括：

步骤A：将接收到的时域里基带信号经过时域采样，下变频、低通滤波，时间、频率同步以后，得到基带离散信号y[n]；选取一个完整的OFDM符号，即n＝0，1，...，N+G-1。这里，n＝0表示时间同步后OFDM符号的第一点，N表示发射端发送的OFDM符号长度，也就是OFDM的实际子载波数，G表示由多径信道产生的OFDM符号的拖尾，也就是多径信道的最长路径的延时。

步骤B：在所述OFDM符号y[n]的后面添0，使得y[n]长度为L，这里L＝MN，即n＝0，1，...，N+G-1，...，L-1；M表示过采样率。然后对y[n]进行L点离散傅立叶变换(DFT)，即频域过采样，把y[n]转换到过采样频域里的L个虚拟子载波上，得到信号Y[k]，k＝0，1，...，L-1。

步骤C：采用现有的信道估计方法得到实际频域里的N个实际子载波的信道信息H_N[i]，i＝0，1，...，N-1；对H_N[i]进行过采样率为M的过采样，得到过采样频域里的L个虚拟信道信息H[k]，k＝0，1，...，L-1；

步骤D：根据现有的噪声估计算法得到信道上高斯噪声的能量来设定噪声的方差σ²。

步骤E：在过采样频域里利用所述H[k]对所述L个虚拟子载波信号Y[k]进行均衡.即这里，H[k]^H表示H[k]的共轭复数。得到均衡后的L个虚拟子载波信号R[k]。

步骤F：把所述均衡后的L个虚拟子载波信号R[k]转换为N个实际子载波信号

所述步骤F具体包括：

步骤F1：利用L点离散傅立叶逆变换(IDFT)把均衡后的过采样频域里L个虚拟子载波信号R[k]

转换到时域里，得到均衡后时域里的信号r[n]，n＝0，1，...，L-1；

步骤F2：把所述均衡后时域里的信号r[n]截取前面N点，进行N点DFT转换，得到实际频域里均

衡后的N个实际子载波信号这里k＝0，1，...，N-1；可以用来进行后续的解码处理。

所述步骤A得到的是基带信号，允许有一定的频偏。如果是非基带信号，则需要转换到基带。

所述步骤A使用的OFDM信号可以是零填充(ZP)类型的OFDM，循环前缀(CP)类型OFDM或

训练序列(TDS)类型的OFDM；对于循环前缀(CP)类型OFDM或训练序列(TDS)类型的OFDM，

其循环前缀或训练序列应先从接收到的信号的保护间隔中消除后才能使用。

所述步骤C中的过采样包括：通过对信道时域冲击相应h[q]添加0后进行L点的DFT变换来实现，这里，h[q]可以通过H_N[i]进行IDFT得到。

所述步骤B和C使用的过采样包括：通过添0后用L点DFT来实现，这里，过采样率M＝L/N根据系统需要确定，可以不必为(N+G)/N，通过增加M来提升系统BER性能，且M可以不必为整数。

所述步骤D中对噪声的方差σ²的设定包括：根据预期的系统的噪声水平预先指定。

所述步骤F具体包括：当过采样率M为整数倍时，可以通过简单的每M个子载波里选一子载波来得到正常频域里N个子载波上的信号但BER性能会有所降低。

所述步骤B，C，F1和F2具体包括：所用到的DFT和IDFT可以分别用快速傅立叶变换(FFT)和快速傅立叶逆变换(IFFT)来实现。

以上所述的频域过采样对角化最小均方差均衡方法可以通过增加过采样率，即FFT大小，来改善系统的BER性能。因此FFT大小可以不必等于N+G。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

本发明结合了频域里的过采样和对角化最小均方差均衡方法，通过增加过采样率来改善系统的BER性能。本发明相对传统的OFDM均衡方法而言，可以较大的改善BER性能；相对最小均方差均衡方法而言，复杂度大大降低，只需要改变DFT的大小，可以很方便的在实际系统里应用。

附图说明

从结合附图的以下详细说明中，将会使本发明的上述和其他目的及优点更加完整清楚，其中，相同或相似的要素采用相同的标号表示。

图1是本发明所述的ZP类型的OFDM信号示意图。

图2是本发明所述的CP类型的OFDM信号示意图。

图3是本发明所述的TDS类型的OFDM信号示意图。

图4是按照本发明一实施例的频域过采样对角化最小均方差均衡方法流程图；

图5是按照本发明一实施例的频域过采样对角化最小均方差均衡方法的模块结构示意图；

具体实施方法

下面介绍的是本发明的多个可能实施例中的一个，旨在提供对本发明的基本了解，并不旨在确认本发明的关键或决定性的要素或限定所要保护的范围。容易理解，根据本发明的技术方案，在不变更本发明的实质精神下，本领域的一般技术人员可以提出可相互替换的其他实现方式。因此，以下具体实施方式以及附图仅是对本发明的技术方案的示例性说明，而不应当视为本发明的全部或者视为对本发明技术方案的限定或限制。

为了使本发明的目的，技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图4和附图5对本发明实施方式作进一步地详细描述。作为示例，本发明所提出的均衡方法只对接收到的一个OFDM符号进行操作，对其它的OFDM符号则可以采用相同的操作。作为示例，本发明假设针对ZP OFDM，其中子载波数为N。多径的最长路径为G，保护间隔大于或等于G，参见图1。对于循环前缀(CP)类型OFDM或训练序列(TDS)类型的OFDM，其循环前缀或训练序列应先从接收到的信号的保护间隔中消除后，保留多径信道产生的OFDM符号的拖尾才能使用，分别参见图2和图3。由多径信道产生的OFDM符号的拖尾，在图1至图3中以三角形表示。作为示例，以下步骤只针对一个包括保护间隔的OFDM符号进行处理，其它的OFDM符号可以采用相同的方法进行处理。本发明里所提及的过采样率可以根据实际应用的复杂度，性能要求来选择，可以不必等于(N+G)/N，例如可以选择为2，3，4等。也就是DFT大小可以不必等于N+G。

参见图4和图5，本发明提供的频域过采样对角化最小均方差均衡方法，其具体包括以下步骤：

步骤S110：将时域里基带信号经过时域采样，下变频、低通滤波，时间、频率同步以后，得到基带离散信号y[n]。对于每一个完整的OFDM符号而言，n＝0，1，...，N+G-1。这里，n＝0表示时间同步后一个OFDM符号的第一点，N表示发射端发送的OFDM符号长度，也就是OFDM的实际子载波数，G表示由多径信道产生的OFDM符号的拖尾长度，也就是多径信道的最长路径的延时。

步骤S120：在所述OFDM符号y[n]的后面添0，使得y[n]长度为L，这里L＝MN，n＝0，1，...，N+G-1，...，L-1；M表示过采样率。然后对y[n]进行L点快速傅立叶变换(FFT)，即频域过采样，把y[n]转换到过采样频域里的L个虚拟子载波上，得到信号Y[k]，k＝0，1，...，L-1。本步骤可以由模块210完成。所得频域信号可以表示为向量Y＝[Y[0] Y[1] ... Y[L-1]]^T，这里，上标^T表示转置操作，可以由(1)式表示：

$Y={\mathrm{HF}}_L\left[\begin{array}{c}{F}_N^{-1}\\ 0_{L-N}\end{array}\right]d+F_L\left[\begin{array}{c}{v}_{N+G}\\ 0_{L-N-G}\end{array}\right]---\left(1\right);$

其中，对角矩阵H表示L个子载波的信道信息，其主对角上元素为H[0]，H[0]，...，H[L-1]，由步骤S130得到；F_L表示L点DFT变换矩阵，F_N ^-1表示N点IDFT变换矩阵，向量v_N+G表示L-N点不相关的均值为0方差为σ²的高斯噪声，向量0_L-N和0_L-N-G分别表示L-N和L-N-G维零向量。

频域过采样对角化最小均方差均衡器可以表示为(2)式，具体可以由步骤S130到S170来实现：

$\hat{d}={\left(F_L\left[\begin{array}{c}{F}_N^{-1}\\ 0_{L-N}\end{array}\right]\right)}^H{H}^H{({\mathrm{HH}}^H+I{\mathrm{\σ}}^2)}^{-1}Y=\left[\begin{array}{cc}{F}_N& 0_{L-N}\end{array}\right]F_L^{-1}{H}^H{({\mathrm{HH}}^H+I{\mathrm{\σ}}^2)}^{-1}Y---\left(2\right);$

其中，I表示单位矩阵，向量表示N个子载波上经过均衡后的信号。

步骤S130：可以采用现有的信道估计方法得到信道的时域冲击相应h[q]，这里q＜N。在h[q]后面添加0后进行L点的FFT变换，即频域过采样，得到过采样频域里L个虚拟子载波的信道信息H[k]，k＝0，1，...，L-1。本步骤可以由模块220完成。

步骤S140：根据现有的噪声估计算法得到信道上高斯噪声的能量来设定噪声的方差σ²，或者根据预期的系统的噪声水平预先指定方差值。本步骤可以由模块230完成。

步骤S150：在过采样的频域里利用所述H[k]对所述L个虚拟子载波信号Y[k]进行均衡.即这里，H[k]^H表示H[k]的共轭复数。得到均衡后的L个虚拟子载波信号R[k]。本步骤可以由模块240完成。

步骤S160：把均衡后的L个虚拟子载波信号R[k]利用L点快速傅立叶逆变换(IFFT)转换到时域里，得到均衡后时域里的信号r[n]，n＝0，1，...，L-1。本步骤可以由模块250完成。

步骤S170：把均衡后时域里的信号r[n]截取前面N点，进行N点FFT转换，得到N个载波上的均衡后的数据信号这里k＝0，1，...，N-1。可以用来进行后续的解码处理。本步骤可以由模块260完成。

需要理解的是，本发明实施例的图1和图2所示的频域过采样对角化最小均方差均衡方法的具体实现方式不是限制性的，其可以通过软件或硬件、或它们的组合的方式实现，例如，通过DSP芯片中写入用于执行以上步骤S110至S170的程序来实现，也可以通过各种门级电路组合来实现。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改，优化和等同替换等，均应包含在本发明的保护范围之内。例如，对于中国数字电视标准DTMB，在接收到的OFDM信号消除训练序列后，也可以看作是ZP OFDM，因此也可以应用本发明提供的频域过采样对角化最小均方差均衡方法。

Claims (8)

1.一种用于正交频分复用(OFDM)系统接收机的利用频域过采样来实现信道均衡的方法，其特征在于，所述方法具体包括：

步骤A：将接收到的时域里基带信号经过时域采样，下变频、低通滤波，时间、频率同步以后，得到基带离散信号y[n]；选取一个完整的OFDM符号，即n＝0，1，...，N+G-1；这里n＝0表示时间同步后OFDM符号的第一点，N表示发射端发送的OFDM符号长度，也就是OFDM的实际子载波数，G表示由多径信道产生的OFDM符号的拖尾长度，也就是多径信道的最长路径的延时；

步骤B：在所述的OFDM符号y[n]的后面添0，使得y[n]长度为L，这里L＝MN，即n＝0，1，...，N+G-1，...，L-1；M表示过采样率；然后对y[n]进行L点离散傅立叶变换(DFT)，即频域过采样，把y[n]转换到过采样频域的L个虚拟子载波上，得到信号Y[k]，k＝0，1，...，L-1；

步骤C：采用现有的信道估计方法得到实际频域里的N个实际子载波的信道信息H_N[i]，i＝0，1，...，N-1；对H_N[i]进行过采样率为M的过采样，得到过采样频域里的L个虚拟信道信息H[k]，k＝0，1，...，L-1；

步骤D：根据现有的噪声估计算法得到信道上高斯噪声的能量来设定噪声的方差σ²；

步骤E：在过采样的频域里利用所述H[k]对所述L个虚拟子载波信号Y[k]进行均衡，即 k＝0，1，...，L-1；这里，H[k]^H表示H[k]的共轭复数，得到均衡后的L个虚拟子载波信号R[k]；

步骤F：把均衡后的L个虚拟子载波上的信号R[k]转换到N个实际子载波信号

2.根据权利要求1所述的OFDM系统接收机的利用频域过采样来实现信道均衡的方法，其特征在于，所述步骤A得到的y[n]是基带信号，允许有一定的频偏；如果是非基带信号，则需要转换到基带。

3.根据权利要求1所述的OFDM系统接收机的利用频域过采样来实现信道均衡的方法，其特征在于，所述步骤A使用的OFDM信号可以是零填充(ZP)类型的OFDM，循环前缀(CP)类型OFDM或训练序列(TDS)类型的OFDM；对于循环前缀(CP)类型OFDM或训练序列(TDS)类型的OFDM，其循环前缀或训练序列应先从接收到的信号的保护间隔中消除后才能使用。

4.根据权利要求1所述的OFDM系统接收机的利用频域过采样来实现信道均衡的方法，其特征在于，所述步骤C中的过采样包括：通过对信道时域冲击相应h[q]添加0后进行L点的DFT变换来实现，这里，h[q]可以通过H_N[i]进行IDFT得到。

5.根据权利要求1或3所述的OFDM系统接收机的利用频域过采样来实现信道均衡的方法，其特征在于，所述步骤B和C使用的过采样通过添0后用L点DFT来实现，这里，过采样率M＝L/N根据系统需要确定，可以不必为(N+G)/N，通过增加M来提升系统BER性能，且M可以不必为整数。

6.根据权利要求1所述的OFDM系统接收机的利用频域过采样来实现信道均衡的方法，其特征在于，所述步骤D中对噪声的方差σ²的设定包括：根据预期的系统的噪声水平预先指定。

7.根据权利要求1所述的OFDM系统接收机的利用频域过采样来实现信道均衡的方法，其特征在于，所述步骤F具体包括：

步骤F1：利用L点离散傅立叶逆变换(IDFT)把均衡后的过采样频域里L个虚拟子载波信号R[k]转换到时域里，得到均衡后时域里的信号r[n]，n＝0，1，...，L-1；

步骤F2：把均衡后时域里的信号r[n]截取前面N点，进行N点DFT转换，得到实际频域里均衡后的N个实际子载波信号这里k＝0，1，...，N-1，可以用来进行后续的解码处理。

8.根据权利要求1所述的OFDM系统接收机的利用频域过采样来实现信道均衡的方法，其特征在于，所述步骤F包括，当过采样率M为整数倍时，可以通过简单的每M个子载波里选一子载波来得到N个实际子载波上的信号