CN101895492A

CN101895492A - 一种单载波频域均衡技术的过采样接收方法

Info

Publication number: CN101895492A
Application number: CN 201010246268
Authority: CN
Inventors: 王刚; 肖悦; 雷霞; 李少谦
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2010-08-04
Filing date: 2010-08-04
Publication date: 2010-11-24

Abstract

该发明属于单载波频域均衡(SC-FDE)传输技术中的过采样接收方法。包括：对接收到的发射信号进行滤波处理，以所发符号频率2-6倍的整数倍进行过采样，去除循环前缀，时频变换处理，信道均衡，频时变换处理及信号解调还原为比特信号。该发明针对发射端信号经成形滤波处理后、使得发射信号的带宽增大的现象，通过成倍提高接收端(机)的采样频率，然后对采样后的数据信号进行去循环前缀处理及相应的FFT变换和信道均衡处理，从而确保不失真地还原出原信号。因而本发明具有在相同的频谱效率的条件下，显著改善了SC-FDE系统的性能，大幅度降低了误码率，有效地提高了通信的质量、可靠性及传输的效率等特点。

Description

一种单载波频域均衡技术的过采样接收方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，特别涉及一种可有效抵抗多径衰落影响的单载波频域均衡(SC-FDE)传输技术的过采样接收方法。

背景技术

由于宽带无线接入系统的工作环境一般都存在严重的多径衰落，寻找一种有效抵抗多径衰落影响的传输技术成为这类系统物理层研究的核心问题。人们提出了正交频分复用(OFDM)和单载波频域均衡(SC-FDE)技术。从基带处理的角度来看，这两种技术的共同之处是：它们均通过对数据帧加入循环前缀来进行数据传输，并且都使用FFT(快速傅立叶变换)和IFFT(逆快速傅立叶变换)变换对基带信号进行处理；而两者之间的不同之处则在于：OFDM系统分别在发射端和接收端进行IFFT和FFT变换和相应的处理，而SC-FDE技术则只在接收端进行这些变换和处理；而在传输原理和实现成本上这两种技术存在很大的差异：OFDM系统采用多个子载波来进行信号传输，存在着发射功率峰均比大和由于子载波的频偏而带来的载波间干扰等问题；信号的峰平功率比高意味着发射机前端的功率放大器必须在很大的动态范围内具有良好的线性度，增加了系统的实现复杂度和成本，并且为了减弱功放的非线性效应，还要进行大幅度的功率回退，这又降低了系统的功率效率。

而在SC-FDE技术(系统)中每个符号的能量分布在系统的整个带宽内，避免了OFDM系统所引入的峰均比问题，因而对功放的要求明显降低，随之带来射频系统成本大大降低；同时，SC-FDE技术还降低了系统对频偏影响的敏感程度。图1即为传统的SC-FDE技术(系统)工作流程示意图，在该系统中：发射端，拟发射的比特信号经过调制处理、得到经过调制后的时域数据串，并在该数据串中各数据块前加入循环前缀，然后经成形滤波处理为模拟信号后、发射；接收端，接收到发射端的信号、通过接收滤波器4滤波处理以滤除传输过程中的干扰，然后以发射端发射符号的频率对模拟信号进行采样5，去除循环前缀6处理将其还原为时域数据信号(串)，对所得数据信号中各数据块进行FFT变换处理7、将其转变为频域数据信号，再对所得频域信号作信道均衡处理8，之后再通过IFFT变换处理9、将其转变为时域信号，最后经过解调、将该时域信号还原为发射时的比特信号，从而完成信号的接收。上述传统的SC-FDE技术由于发射端成形滤波处理的原因，往往会使发射信号的频率(带宽)增大，而接收过程中仍采用与信号发射时的符号频率进行采样，难以完全复原发射时的信号，还需通过信道编码来保证通信的可靠性；而信道编码的过程是在源数据码流中加插码元、在接收端进行判错和纠错，该方法虽然可在一定程度上确保通信的可靠性，但却存在频谱的利用率及信息(数据)传输的效率低等缺陷。

发明内容

本发明的目的是针对背景技术存在的缺陷，改进设计一种单载波频域均衡技术的过采样接收方法，以达到在相同的频谱效率的条件下，显著改善SC-FDE系统的性能、降低误码率，有效提高通信的质量、可靠性及传输的效率等目的。

本发明的解决方案是在发射端(系统)的发射方式、流程维持不变的条件下，针对因发射端对加入循环前缀的信号经成形滤波处理后，会使发射的模拟信号带宽(频率)增大；故通过成倍提高接收端(机)的采样频率、以确保不失真地还原出原信号，然后对采样后的数据信号进行去循环前缀处理及相应的FFT变换和信道均衡处理，以达到完全复原发射时的信号的效果。

本发明的接收方法包括；

步骤1.滤波处理：对接收到的发射信号进行滤波处理，得到时域的模拟信号；

步骤2.过采样：对步骤1处理后的模拟信号进行过采样，以发射端所发符号频率为准、采样频率为所发符号频率2倍以上的整数倍，在相同时间内成倍扩大采样点的数量、以完整保留原始信号中的信息；

步骤3.去除循环前缀：对步骤2采样所得数据信号进行去除循环前缀处理，以去除各数据块前面的前缀、得到时域数据信号(串)；

步骤4.时频变换：对步骤3去除循环前缀后的数据信号中各数据块进行FFT变换处理，将其转变为频域数据信号；

步骤5.信道均衡：对步骤4所得频域数据信号进行信道均衡处理，以对信道畸变进行补偿；

步骤6.频时变换：对经步骤5信道均衡后的数据块进行IFFT变换处理，将其变换回时域，得到发送时的时域数据串；

步骤7.信号解调：对步骤6的时域数据串进行解调，还原为比特信号。

上述采样频率为所发符号频率2倍以上的整数倍，其采样频率为发射端所发符号频率的2-6倍。

本发明针对因发射端经成形滤波处理后、使得发射信号的带宽增大，通过成倍提高接收端(机)的采样频率，然后对采样后的数据信号进行去循环前缀处理及相应的FFT变换和信道均衡处理，从而可确保不失真地还原出原信号。因而本发明具有在相同的频谱效率的条件下，SC-FDE系统的性能得到显著改善，大幅度降低了误码率，有效地提高了通信的质量、可靠性及传输的效率等特点。

附图说明

图1是传统的SC-FDE系统工作流程示意图(方框图)；

图中，发射流程：1.调制处理，2.加入循环前缀，3.发射成形滤波处理；接收流程：4.接收机滤波处理，5.采样，6.去除循环前缀，7.FFT变换，8.信道均衡，9.IFFT变换，10.解调处理。

图2为本发明SC-FDE系统工作流程示意图(方框图)，该附图同时作为摘要附图：

图中，发射流程与背景技术相同；接收流程：4.接收机滤波处理，5.过采样(处理)，6.去除循环前缀，7.FFT变换，8.信道均衡，9.IFFT变换，10.解调处理。

图3为本发明具体实施方式中实施例1和实施例2与传统的SC-FDE系统接收方式在EVA(Extended Vehicular A)信道下仿真运行的性能对比示意图(坐标图)；其中：u＝1的曲线是基于传统的SC-FDE系统的性能曲线，u＝2，4的曲线分别为过采样因子u分别为2、4的SC-FDE系统的性能曲线。

具体实施方式

实施例1：本实施例中的采样频率为发射端所发符号频率的2倍、即u＝2，发射流程与背景技术相同，本实施例发射方法(流程)与背景技术相同，即为：

步骤1.信号调制：拟发射的比特信号经调制处理1，得调制后的某一帧的时域数据块：

x＝[x[0]，...，x[N-1]]^T

其中，上标“[]^T”表示矩阵的转置，N表示每帧时域数据块的长度；本实施例调制方式采用QPSK、每帧时域数据块的长度N＝64；

步骤2.插入循环前缀：经过步骤1调制后的时域数据块，通过加入循环前缀2，将时域数据块后面N_g个数据复制到前面、形成前缀，得到新的数据块：

\tilde{x} = {[\tilde{x} [- N_{g}], \cdot \cdot \cdot, \tilde{x} [- 1], \tilde{x} [0], \cdot \cdot \cdot, \tilde{x} [N - 1]]}^{T}

其中，

为包含循环前缀的数据块，N_g为循环前缀的长度；该数据块中循环前缀部分为：

{[\tilde{x} [- N_{g}], \cdot \cdot \cdot, \tilde{x} [- 1]]}^{T} = {[x [N - N_{g}], \cdot \cdot \cdot, x [N - 1]]}^{T}

该数据块中的有用数据部分为：

{[\tilde{x} [0], \cdot \cdot \cdot, \tilde{x} [N - 1]]}^{T} = {[x [0], \cdot \cdot \cdot, x [N - 1]]}^{T}

本实施例循环前缀的长度为N_g＝12；

步骤3.成形滤波：包含循环前缀的数据块

通过发射成形滤波处理3，得到模拟信号：

x (t) = Σ_{n = - N_{g}}^{N - 1} \tilde{x} [n] p_{T} (t - nT)

其中，p_T(t-nT)表示发射成形滤波器的单位冲激响应p_T(t)时延nT后的函数，T表示发射符号周期；本实施例所发符号频率为0.96兆赫兹、即发射符号周期T＝1.0417微秒，发射成形滤波器采用单位冲击响应为p_T(t)、滚降系数为α＝1的根升余弦滤波器。

本实施例接收流程(步骤)：

步骤1.滤波处理：接收到的信号通过接收机滤波处理4，得到时域的模拟信号：

r (t) = Σ_{n = - N_{g}}^{N - 1} \tilde{x} [n] c (t - nT) + z (t),

其中，c(t-nT)表示发射成形滤波器、信道和接收滤波器的级联的总的单位冲激响应c(t)＝p_T(t)*h(t)*p_R(t)时延nT后的函数，“*”表示线性卷积运算符，p_T(t)、h(t)、p_R(t)分别为发射成形滤波器、多径信道和接收滤波器的单位冲激响应，z(t)＝w(t)*p_R(t)为加性高斯白噪声通过接收滤波器之后的噪声，w(t)表示加性高斯白噪声。本实施例接收滤波器亦采用单位冲击响应为p_R(t)、滚降系数为α＝1的根升余弦滤波器；

步骤2.过采样：经步骤1处理后的模拟信号r(t)通过过采样5，然后以发射端所发符号频率0.96兆赫兹的2倍作为采样频率，即以2/T＝1.92兆赫兹为采样频率进行采样，得到长度为2(N+N_g)的采样数据块：

{\tilde{r}}_{2} = {[r_{2} [- 2 N_{g}], \cdot \cdot \cdot, r_{2} [2 N - 1]]}^{T};

步骤3.去除循环前缀：经过步骤2过采样处理后的数据块，经过去除循环前缀6，以去除数据块前面的前缀，得到不包含前缀的长度为2N＝128的时域数据块：

r₂＝[r₂[0]，...，r₂[2N-1]]^T；

步骤4.时频变换：经步骤3去除循环前缀后的数据块r₂，通过FFT 7转变为频域数据块R₂，系统等效为：

R₂＝F_2Nr₂＝C₂X+Z₂，

其中：F_2N为2N点的FFT矩阵，第p行q列的元素p＝0，...，2N-1，q＝0，...，2N-1，X为调制时域数据块x的N点FFT变换，Z₂为通过接收滤波器之后噪声的2N点FFT变换，为等效的信道矩阵，这样X就等效为在2个子系统，即上传输，其中第v(v＝0，1)个子矩阵为对角线元素为

的N×N对角矩阵，第k(0≤k≤N-1)个对角线上的元素C₂[m](0≤m≤2N-1)为c₂[n]的2N点FFT变换，c₂[n]＝c(nT/2)为对级联信道冲激响应进行过采样后的离散冲激响应；

步骤5.信道均衡：经步骤4时频变换后的数据块，通过信道均衡8，对信道畸变进行补偿，信道均衡采用最小均方误差准则，得到频域数据块的值：

\hat{X} = W_{MMSE} R_{2}

其中

为信道均衡矩阵，上标“[]^H，[]^-1”表示矩阵的共轭转置和逆，R_p是噪声z₂[n]的协方差矩阵，其中第m行，第n列的元素为SNR表示信噪比；

步骤6.频时变换：经步骤5信道均衡后的数据块

通过N点IFFT 9，进行IFFT变换处理，变换到时域，得到对发送的时域数据块的估计值：

\hat{x} = F_{N}^{H} \hat{X}

步骤7.信号解调：经步骤6处理的时域数据块

通过解调处理10，将其解调还原为发射比特信号，本实施例解调方式采用QPSK解调。

图3中带圆形标记的点线为本实施例仿真运行的性能曲线，带“*”标记的虚线为背景技术的性能曲线；仿真中信道为EVA信道，最大多普勒频移为150Hz，仿真比特信噪比为0、3、6、9、12、15、18、21、24dB；在误比特率＝3×10^-4下，本实施例相比背景技术，有4dB性能增益。

实施例2：本实施例中的采样频率为发射端所发符号频率的4倍，即u＝4；其中：

发射流程及接收流程中的步骤1均与实施例1相同；

步骤2.过采样：经步骤1处理后的模拟信号r(t)通过过采样5，以发射端所发符号频率为准、采样频率为所发符号频率0.96兆赫兹的4倍，即4/T＝3.84兆赫兹为采样频率进行采样，得到长度为4(N+N_g)的采样数据块：

{\tilde{r}}_{4} = {[r_{4} [- 4 N_{g}], \cdot \cdot \cdot, r_{4} [4 N - 1]]}^{T};

此后的步骤3～步骤7亦均与实施例1相同。

附图3中带方形标记的实线为本实施例仿真运行的性能曲线，带圆形标记的点线为实施例1仿真运行的性能曲线，以“*”标记的虚线为背景技术的性能曲线；仿真中信道为EVA信道，最大多普勒频移为150Hz，仿真比特信噪比为0、3、6、9、12、15、18、21、24dB。在误比特率＝3×10^-4下，本实施例相比背景技术及实施例1，分别有4.3dB、0.3dB的性能增益。

Claims

1.一种单载波频域均衡技术的过采样接收方法，包括；

步骤3.去除循环前缀：对步骤2采样所得数据信号进行去除循环前缀处理，以去除各数据块前面的前缀、得到时域数据信号；

2.按权利要求1所述单载波频域均衡技术的过采样接收方法，其特征在于所述采样频率为发射端所发符号频率的2-6倍。