CN101267422A - 一种正交频分复用系统的频域信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种正交频分复用系统的频域信道估计方法，本方法的特征在于，在接收端对导频子载波相位进行了补偿。本方法解决了OFDM系统带噪声抑制的DFT内插估计算法频域信道估计中导频子载波位置偏移量对于信道估计精度的影响，且实现复杂度低，适合硬件实现。

Description

一种正交频分复用系统的频域信道估计方法

技术领域

本发明属于移动通信领域，主要涉及正交频分复用(OFDM，OrthogonalFrequency Division Multiplexing)系统的频域信道估计技术。

背景技术

正交频分复用是一种特殊的多载波传输方案。它将一个宽带信道分成多个相互正交的窄带平坦衰落子信道同时传输数据，有利于克服无线信道的频率选择性衰落。在实际应用中，OFDM系统的解调方式可以分为相干解调和差分解调。采用差分解调时，接收机无需进行信道估计，能简化接收机的复杂度，但与相干解调相比，差分解调的性能要差3dB。而接收机进行相干检测则必须要通过信道估计来获取信道信息，信道估计的准确程度直接影响相干解调的性能。因此，OFDM系统的信道估计算法成为了当前研究的重点和热点。

OFDM系统的信道估计的方法已经有大量研究，其中，基于已知导频序列进行时频二维内插的方式应用最为广泛，本专利主要涉及其中的频域信道估计内插。为了提高系统的频谱利用率，在OFDM符号的所有子载波中只有部分能用于导频的传输，并利用这部分导频子载波进行OFDM系统的频域信道估计。

通常OFDM系统的频域导频子载波为等间隔放置，为描述方便，记OFDM符号的子载波总数为N，子载波序号为[0，N-1]，第一个导频子载波位置相对子载波0的偏移量为Δ∈{0，1，...，N-1}，相邻导频子载波的间隔为L，一个OFDM符号中导频子载波的总个数为K，一个OFDM符号中导频子载波序号的集合为{Δ，Δ+L，...，Δ+(K-1)L}，其中，相邻导频子载波间隔L的选择要保证其频率间隔小于信道的相干带宽B_D。上述导频子载波分配方式如图1所示。

考虑到无线信道的时变衰落特性和信道估计算法可实现性，基于导频辅助的频域信道估计常规算法有：

(1)线性内插或高阶内插估计算法。主要利用频率上与待估计子载波位置相邻的两个或者若干个导频子载波位置处的信道衰落值，通过内插进行信道估计。由于高阶内插估计需要用到更多导频子载波信息，性能会优于线性内插估计。具体参考：王文博，郑侃，宽带无线通信OFDM技术，人民邮电出版社，2003

(2)带噪声抑制的DFT内插估计算法。利用导频子载波所得到的离散信道估计序列 $\left\{{\hat{H}}_P\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\},$ 进行K阶的离散傅立叶逆变换(IDFT)，能够得到信道时域冲激响应序列的初始估计 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\}.$ 对该信道时域冲激响应进行滤波和补零得到N点滤波后的信道时域冲激响应估计序列{h[k]|k∈[0，N-1]}，并将其利用N阶离散傅立叶变换(DFT)变换，得到所有频域子载波的信道估计序列 $\left\{\hat{H}\right[k\left]\right|k\∈[0,N-1]\}.$ 该方案能在利用DFT进行内插的同时，抑制信道噪声的影响，提高信道估计精度，但对导频子载波的位置很敏感，导频子载波位置的变化会导致信道估计性能的迅速恶化。参见文献：Yuping Zhao，Aiping Huang，Anovel channel estimation method for OFDM mobile communicationssystems based on pilot signals and transform-domain processing，VehicularTechnology Conference，1997 IEEE 47th，Volume：3，4-7 May 1997，Page(3)：2089-2093，vol.3。

(3)基于频域预插值的信道估计算法。利用导频子载波所得到的离散信道估计序列通过线性或高阶内插获得OFDM符号内所有子载波位置处的初始信道估计序列；再利用方法(2)进行噪声抑制以解决方法(2)对导频位置较敏感的问题。参见文献：余秋星，张学林，一种适用于正交频分复用系统的信道估计方法，公开日2007年11月21日。

其中，方法(1)的实现复杂度较小，但是没有对噪声进行抑制，性能相对较差。方法(2)通过时域滤波处理，能够有效抑制噪声和干扰的影响，算法复杂度低，适合硬件实现，但该算法对导频子载波的位置很敏感，导频子载波位置的变化会导致信道估计性能的迅速恶化。方法(3)为解决方法(2)对导频子载波位置敏感的问题，首先在频域预插值得到所有子载波上信道估计的初值，再由时域滤波进行噪声抑制，该方案的性能取决于所选用的插值算法的精度和导频的数目，并且需要增加较大的运算量，但这些方法中都没有对域信道估计中导频子载波位置偏移量对于信道估计精度的影响进行消除。

发明内容

本发明提供了一种正交频分复用系统的频域信道估计方法，本方法解决了OFDM系统带噪声抑制的DFT内插估计算法频域信道估计中导频子载波位置偏移量对于信道估计精度的影响，且实现复杂度低，适合硬件实现。

为达到上述目的，本发明的信号处理步骤如下：

步骤1，发端发送含有导频信号序列的OFDM符号。其中OFDM符号的子载波总数为N，子载波序号记为[0，N-1]，导频子载波采用等间距方式排列，第一个导频子载波位置相对子载波0的偏移量记为Δ，相邻导频子载波间隔L放置，导频子载波数总共为K个，所有导频子载波上的导频数据构成导频序列{T_P[k]|k∈[0，K-1]}，其中k从0开始取值的子载波序号，导频序列可以是任意收发双方约定的预知序列。

步骤2，获取导频子载波位置处的信道估计序列。接收端从接收的OFDM符号中获取导频子载波位置处的信号序列{R_P[k]|k∈[0，K-1]}，并利用本地导频序列{T_P[k]|k∈[0，K-1]}和接收信号{R_P[k]|k∈[0，K-1]}的关系获取OFDM符号导频子载波位置处的信道估计序列 $\left\{{\hat{H}}_P\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\}.$

步骤3，傅立叶逆变换。对步骤2所得到的 $\left\{{\hat{H}}_P\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\}$ 作K点离散傅立叶逆变换，得到信道时域冲激响应的初始估计序列 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\}.$

步骤4，抑制噪声。将步骤3中得到的多径信道时域冲激响应初始估计序列 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\}$ 与给定门限T进行比较，如果 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\}$ 的幅度大于门限T，就将所述的初始估计序列 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\}$ 作为有效信号进行保留，否则，就将所述的初始估计序列 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\left\}\right\{\hat{h}\left[k\right]|k\∈[0,K-1\left]\right\}$ 作为噪声进行抑制，从而可以得到滤波后的信道时域冲激响应估计序列{h[k]|k∈[0，K-1]}，这样，可以选择出能量较强的有效路径。

步骤5，计算得到相位偏移序列。根据导频位置的偏移量Δ、相邻导频子载波间隔L、导频子载波总数K以及子载波总个数N等参数计算得到相位偏移序列{θ[k]|k∈[0，K-1]}

步骤6，相位补偿。对步骤4中的{h[k]|k∈[0，K-1]}按照式(1)的计算方法进行相位补偿，得到优化的信道时域冲激响应序列估计 $\left\{\tilde{h}\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\}.$

$\tilde{h}\left[k\right]=\exp \left(\mathrm{j\θ}\right[k\left]\right)\×\stackrel{\‾}{h}\left[k\right],k\∈[0,K-1]---\left(1\right)$

步骤7，将非2的幂次方序列补充到2幂次方。当步骤6中得到的优化的信道时域冲激响应序列估计 $\left\{\tilde{h}\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\}$ 的序列长度不是2的幂次方时，就对该序列 $\left\{\tilde{h}\right[k\left]\right|k\∈[0,K-1]\}$ 进行补0，得到N(N取2的幂次方)点的时域信道估计序列 $\left\{{\tilde{h}}^{\′}\right[k\left]\right|k\∈[0,N-1]\},$ N(N取2的幂次方)点的时域信道估计序列 $\left\{{\tilde{h}}^{\′}\right[k\left]\right|k\∈[0,N-1]\}$ 表示为式(2)所示；

${\tilde{h}}^{\′}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{c}\tilde{h}\left[k\right],k\∈[0,K-1]\\ 0,k\∈[K,N-1]\end{array}\right.---\left(2\right)$

步骤8，作傅立叶逆变换，将信号变换到频域。对步骤7中的序列 $\left\{{\tilde{h}}^{\′}\right[k\left]\right|k\∈[0,N-1]\}$ 作N点离散傅立叶变换，得到OFDM符号中所有子载波上的信道频域响应序列估计 $\left\{\hat{H}\right[k\left]\right|k\∈[0,N-1]\}.$

本发明的实质和有益效果：

由于本方法利用了傅立叶变换对中频域偏移等效为时域相移的原理，将接收到的OFDM信号中的频域估计序列通过DFT变换到时域，然后频域中频偏改换为在时域上进行了相位补偿，从而达到了减小导频位置偏移的影响，提高信道估计精度的同时，减小了计算或实现复杂度。(这是由于滤波后的信道时域冲激响应中往往只存在少量对应具较强多径信息的的非0元素，故相位补偿并不会占用太多的系统复杂度)。

本发明也可以应用于多输入多输出(MIMO，Multiple Input Multiple Output)正交频分复用系统中。

附图说明：

图1为OFDM符号频率子载波分配图案，子载波包括导频子载波和数据子载波。

图中，子载波总数为N，子载波序号为[0，N-1]。其中，1代表OFDM的频域，2代表第0个子载波位置，3代表第1个导频子载波位置相对第0个子载波的偏移量(Δ)，4代表第1个导频子载波位置，5代表导频子载波频域间隔(L)，6代表第2个导频子载波位置，7代表第K个导频子载波位置，8代表第N-1个导频子载波位置，9代表数据子载波，10代表导频子载波。

图2为本发明的数据处理流程图。

具体实施方式：

下面给出本发明的具体实施实例。需要说明的是：实例中的参数并不影响本专利的一般性。

一、发射端和接收端

二进制信息比特经过数字调制，按照图1进行子载波分配，进行IDFT，添加循环前缀(CP)，从发射机进行发射。

接收天线接收信号，完成去循环前缀，DFT变换，分离导频子载波和数据子载波的数据，通过信道估计和均衡，解调后恢复出发射端发送的信息比特。

二、实例

假设一个OFDM系统，子载波的总数为N＝1024，，子载波的序号为0～1023，循环前缀的长度选择为L_cp＝216，信号调制方式为QPSK，所需要估计的信道为6径信道。

在每个OFDM符号内，子载波分为数据子载波和导频子载波，导频子载波的间隔L＝4，第1个导频子载波相对第0个子载波的间隔Δ＝2，一个OFDM符号内总的导频数为K＝256，如图1所示。

导频子载波序号集合为{3，7，...，1023}，放置发射端和接收端已知的导频序列{T_P[k]|k∈[0，255]}。为了降低OFDM符号的峰均比，实例中采用恒模零自相关序列(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation，CAZAC)。其定义如下：

$T_P\left[k\right]=\exp \left(\frac{\mathrm{\π}{k}^2}{K}\right)---\left(3\right)$

其中，K为导频子载波的个数，k∈[0，K-1]。

本实例中导频间距L＝4，在实际的情况中，通常需要根据传输信道的统计特性估算信道相干带宽，并保证相邻导频子载波的频域间距在相干带宽之内。

接收端信道估计处理如下：

1)接收端对接收信号进行去循环前缀，IDFT处理后，提取导频子载波集合{3，7，...，1023}上的信号{R_P[k]|k∈[0，255]}。利用接收端本地存储的发射导频序列{T_P[k]|k∈[0，255]}，采用最小二乘法求得OFDM符号导频位置上的信道频率响应序列估计 $\left\{{\hat{H}}_P\right[k\left]\right|k\∈\left[\mathrm{0,255}\right]\}$ 如式(4)所示。

${\hat{H}}_P\left[k\right]=\frac{R_P\left[k\right]}{T_P\left[k\right]},k\∈\left[\mathrm{0,255}\right]---\left(4\right)$

2)对序列 $\left\{{\hat{H}}_P\right[k\left]\right|k\∈\left[\mathrm{0,255}\right]\}$ 作K＝256点离散傅立叶逆变换，得到信道时域冲激响应估计序列 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\∈\left[\mathrm{0,255}\right]\};$

3)对连续M个OFDM符号的时域冲激响应估计序列 $\left\{\hat{h}\right[i,k\left]\right|i[1,M],k\∈\left[\mathrm{0,255}\right]\}$ 做平均，将均值的Q倍作为门限T，如式(5)所示。

$T=Q\×\left(\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\hat{h}\right[i,k\left]\right)---\left(5\right)$

其中，i代表OFDM符号的序号，本实例中选择M＝5，Q＝6。

实际系统中可以根据时延和信噪比的大小进行选择。

4)忽略OFDM符号的序号i，将每个OFDM符号内的估计序列 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\∈\left[\mathrm{0,255}\right]\}$ 与给定门限T比较，如式(6)所示，得到滤波后的信道时域冲激响应估计序列{h[k]|k∈[0，255]}。

$\stackrel{\&OverBar;}{h}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{cc}\hat{h}\left[k\right]\&GreaterEqual;T,& \left|\hat{h}\right[k\left]\right|\&GreaterEqual;T\\ 0,& \left|\hat{h}\right[k\left]\right|<T\end{array}\right.,k\&Element;\left[\mathrm{0,255}\right]---\left(6\right)$

5)根据频域频移对应时域相移的原理对滤波后的时域冲激响应估计序列{h[k]|k∈[0，255]}进行相位补偿，得到优化的信道时域冲激响应序列估计 $\left\{\tilde{h}\right[k\left]\right|k\&Element;\left[\mathrm{0,255}\right]\}.$

$\tilde{h}\left[k\right]=\exp \left(\mathrm{j\&theta;}\right)\&times;\stackrel{\&OverBar;}{h}\left[k\right]$

$=\exp \left(j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{k\&Delta;}\right)\&times;\stackrel{\&OverBar;}{h}\left[k\right],k\&Element;\left[\mathrm{0,255}\right]---\left(7\right)$

本实例中，Δ＝4，N＝1024，因此式(7)也可以写做式(8)。

$\tilde{h}\left[k\right]=\exp \left(j\frac{\mathrm{\&pi;k}}{128}\right)\&times;\stackrel{\&OverBar;}{h}\left[k\right],k\&Element;\left[\mathrm{0,255}\right]---\left(8\right)$

由于滤波后的时域冲激响应估计序列{h[k]|k∈[0，255]}的非0元素对应有效的多径信息，在6径信道的条件下，这样的元素通常只有20个左右，对这部分信息进行相位补偿的复杂度较低。

6)对优化的信道时域冲激响应序列估计 $\left\{\tilde{h}\right[k\left]\right|k\&Element;\left[\mathrm{0,255}\right]\}$ 进行补0的操作如式(9)所示，得到1024点的时域信道估计序列 $\left\{{\tilde{h}}^{\&prime;}\right[k\left]\right|k\&Element;\left[\mathrm{0,1024}\right]\}.$

${\tilde{h}}^{\&prime;}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{c}\tilde{h}\left[k\right],k\&Element;[0,255]\\ 0,k\&Element;\left[\mathrm{256,1023}\right]\end{array}\right.---\left(9\right)$

7)对序列 $\left\{{\tilde{h}}^{\&prime;}\right[k\left]\right|k\&Element;\left[\mathrm{0,1023}\right]\}$ 进行1024点的离散傅立叶变换，得到OFDM符号上所有子载波的频域响应序列估计 $\left\{\hat{H}\right[k\left]\right|k\&Element;\left[\mathrm{0,1023}\right]\}.$

Claims (5)

1、一种正交频分复用系统的频域信道估计方法，包括发端发送OFDM符号(含有导频信号序列的OFDM符号)、接收端接收到OFDM符号后，利用本地导频序列{T_P[k]|k∈[0，K-1]}和接收信号{R_P[k]|k∈[0，K-1]}的关系获取OFDM符号导频子载波位置处的信道估计序列 $\left\{{\hat{H}}_P\right[k\left]\right|k\&Element;[0,K-1]\},$ 对信道估计序列 $\left\{{\hat{H}}_P\right[k\left]\right|k\&Element;[0,K-1]\}$ 做K点离散傅立叶逆变换，得到信道时域冲激响应的初始估计序列 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\&Element;[0,K-1]\},$ 然后在进行噪声抑制、离散傅立叶变换到频域等过程，

其特征在于：导频子载波采用等间距方式排列，第一个导频子载波位置相对子载波0的偏移量记为Δ，相邻导频子载波间隔L放置，导频子载波数总共为K个，所有导频子载波上的导频数据构成导频序列{T_P[k]|k∈[0，K-1]}，导频序列可以是任意收发双方约定的预知序列；

其特征还在于，在噪声抑制与作离散傅立叶变换到频域之间还包括以下步骤：

步骤1：根据导频位置的偏移量Δ、相邻导频子载波间隔L、导频子载波总数K以及子载波总个数N等参数计算得到相位偏移序列{θ[k]|k∈[0，K-1]}

步骤2：对信道时域冲激响应的初始估计序列 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\&Element;[0,K-1]\}$ 按照式

(1)的计算方法进行相位补偿，得到优化的信道时域冲激响应序列估计 $\left\{\tilde{h}\right[k\left]\right|k\&Element;[0,K-1]\};$

$\tilde{h}\left[k\right]=\exp \left(\mathrm{j\&theta;}\right[k\left]\right)\&times;\stackrel{\&OverBar;}{h}\left[k\right],k\&Element;[0,K-1]---\left(1\right).$

2、根据权利要求1所述的一种正交频分复用系统的频域信道估计方法，其特征在于：其中的干扰抑制方法可以为：对多径信道时域冲激响应初始估计 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\&Element;[0,K-1]\}$ 与给定门限T进行比较，如果 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\&Element;[0,K-1]\}$ 的幅度大于门限T，就将所述的初始估计序列 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\&Element;[0,K-1]\}$ 作为有效信号进行保留，否则，就将所述的初始估计序列 $\left\{\hat{h}\right[k\left]\right|k\&Element;[0,K-1]\}$ 作为噪声进行抑制，

从而可以得到滤波后的信道时域冲激响应估计序列{h[k]|k∈[0，K-1]}，这样，可以选择出能量较强的有效路径。

3、根据权利要求1所述的一种正交频分复用系统的频域信道估计方法，其特征在于：所述的相位偏移序列的计算方法为 $\mathrm{\&theta;}=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{k\&Delta;},k\&Element;\left[\mathrm{0,255}\right].$

4、根据权利要求1所述的一种正交频分复用系统的频域信道估计方法，其特征在于：接收端从接收的OFDM信号的提取导频位置上的信道频率响应估计序列 $\left\{{\hat{H}}_P\right[k\left]\right|k\&Element;\left[\mathrm{0,255}\right]\}$ 可以采用最小二乘法 ${\hat{H}}_P\left[k\right]=\frac{R_P\left[k\right]}{T_P\left[k\right]},k\&Element;\left[\mathrm{0,255}\right]$ 求得。

5、根据权利要求1或权利要求2所述的一种正交频分复用系统的频域信道估计方法，其特征在于：在噪声的抑制方法中的噪声门限T可以设置为信号平均值的Q倍。

Images