CN102238112B - 基于探测信号的信道响应估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于Sounding信号的信道响应估计方法及装置，通过分别对承载Sounding信号的各个子载波进行信道响应估计，从而最终实现对信道的准确估计。其中，方法包括：确定终端向基站发送的探测信号、基站接收的由探测信号通过信道传输后得到的接收信号、探测信号序列的发送方式；根据探测信号、接收信号，分别确定承载所述探测信号的载波中的不相邻的子载波的信道响应估计值；根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值以及所述发送方式，确定承载所述探测信号的载波中位于两个不相邻的子载波之间的其他子载波的信道响应估计值。

Description

基于探测信号的信道响应估计方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种基于探测信号的信道响应估计方法及装置。

背景技术

MIMO(Multi-input Multi-output)作为宽带移动通信的一项关键技术，已经在3G系统中广泛的采用。波束赋形是一种非常适用于MIMO应用的技术，其通过不同的发射天线来发送相同的数据，可以形成指向特定用户的赋形波束，从而有效提高天线增益，降低用户之间的干扰，实现很好的覆盖。

在利用波束赋形技术进行波束赋形前，需要获知信道信息，在频分双工(FDD，Frequency-division duplexing)系统中，由于上下行信道没有对称性，通常采用码本的方式进行反馈来获取信道信息；而在时分双工(TDD，Time-division duplexing)系统中，由于上下行信道具有对称性，可以采用信道探测(Sounding)的方式进行反馈来获取信道信息。具体地，在TDD系统中采用Sounding的方式获取信道信息的方式为：移动台(MS，Mobile Station)向基站(BS，Base Station)发送Sounding信号，使BS能够获知BS到MS的信道响应，当发射设备和接收设备恰好校准时，BS就可以根据测量的上行信道响应，估计下行信道响应，在估计出下行信道响应后，就可以采用波束赋形算法自适应的产生赋形权值系数进行下行波束赋形。

由于对信道响应估计的准确度直接会影响到波束赋形的性能，因此，需对信道响应进行准确估计。

发明内容

本发明提供一种基于探测信号的信道响应估计方法及装置，用以利用Sounding信号实现对信道进行准确的估计。

本发明方法包括：

一种基于Sounding信号的信道响应估计方法，包括：确定终端向基站发送的Sounding信号、基站接收的由Sounding信号通过信道传输后得到的接收信号、Sounding信号序列的发送方式；根据Sounding信号、接收信号，分别确定承载所述Sounding信号的载波中的不相邻的子载波的信道响应估计值；根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值以及所述发送方式，确定承载所述Sounding信号的载波中位于两个不相邻的子载波之间的其他子载波的信道响应估计值。

较佳地，根据Sounding信号、接收信号，分别确定不相邻的子载波的信道响应估计值具体包括：从承载Sounding信号的载波所包含的子载波中，选取包含预定个数连续子载波的不同子载波集合，并确定选取的子载波集合中各个子载波所分别承载的Sounding信号的部分序列；按照分别确定各子载波集合包含的一个子载波的信道响应估计值的方式，根据接收信号以及所述部分序列，确定不相邻的子载波的信道响应估计值。

较佳地，当所述发送方式为循环Cyclic方式时，根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值以及所述发送方式，确定位于两个子载波之间的其他子载波的信道响应估计值具体为：根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值，按照下述公式，确定位于两个不相邻的子载波之间的任意子载波的信道响应估计值：

其中，为所述任意子载波的信道响应估计值，k为终端编号，w为所述任意子载波在承载所述Sounding信号的各子载波中的预设排列编号，P为根据所述Cyclic方式，从与所述Cyclic方式对应的预设序列形式中确定的所述预定个数，m为满足mP<w<(m+1)P的任意整数， 分别为确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值。

较佳地，当所述发送方式为抽取Decimation方式时，根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值以及所述发送方式，确定位于两个不相邻的子载波之间的其他子载波的信道响应估计值具体为：根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值，按照下述公式，确定位于两个不相邻的子载波之间的任意子载波的信道响应估计值：

${\hat{H}}_k\left(w\right)=(1-\frac{l}{D}){\hat{H}}_k(\mathrm{mD}+g)+\frac{l}{D}{\hat{H}}_k((m+1)D+g)$

其中，为所述任意子载波的信道响应估计值，k为终端编号，w为所述任意子载波在承载所述Sounding信号的各子载波中的预设排列编号，D为根据所述Decimation方式，从与所述Decimation方式对应的预设序列形式中确定的预设参数值，m为满足mD<w<(m+1)D的任意整数，l＝w-mD-g，g从所述预设序列形式中确定的预设偏移值，分别为确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值。

一种基于Sounding信号的信道响应估计装置，包括：信号及发送方式确定单元，用于确定终端向基站发送的Sounding信号、基站接收的由Sounding信号通过信道传输后得到的接收信号、Sounding信号序列的发送方式；第一估计值确定单元，用于根据信号及发送方式确定单元确定的Sounding信号、接收信号，分别确定承载所述Sounding信号的载波中的不相邻的子载波的信道响应估计值；第二估计值确定单元，用于根据第一估计值确定单元确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值，以及信号及发送方式确定单元确定的发送方式，确定承载所述Sounding信号的载波中位于两个不相邻的子载波之间的其他子载波的信道响应估计值。

本发明有益效果为：本发明实施例通过根据终端向基站发送的Sounding信号、基站接收的由Sounding信号通过信道传输后得到的接收信号，分别确定承载Sounding信号的载波中的不相邻的子载波的信道响应估计值，进一步根据确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值以及Sounding信号序列的发送方式，确定承载Sounding信号的载波中位于确定的两个子载波之间的其他子载波的信道响应估计值，从而通过对子载波的信道响应估计，实现了对整个信道的准确估计。

附图说明

图1为本发明实施例提供的一种基于Sounding信号的信道响应估计方法的具体流程示意图；

图2为根据本发明实施例提供的方法所选取的子载波集合的示意图；

图3为本发明实施例提供的方法在实际中的应用流程示意图；

图4为实施例提供的一种基于Sounding信号的信道响应估计装置的具体结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例提供一种基于Sounding信号的信道响应估计方案，通过分别对承载Sounding信号的各个子载波进行信道响应估计，从而最终实现对信道的准确估计。

本发明实施例首先提供一种基于Sounding信号的信道响应估计方法，该方法的具体流程示意图如图1所示，包括以下步骤：

步骤11，确定终端向基站发送的Sounding信号、基站接收的由Sounding信号通过信道传输后得到的接收信号、Sounding信号序列的发送方式；

步骤12，根据Sounding信号、接收信号，分别确定承载Sounding信号的载波中的不相邻的子载波的信道响应估计值，在本发明实施例中，可以但不限于采用以下步骤实现该步骤12：

首先，从承载Sounding信号的载波中，选取包含预定个数L个的连续子载波的子载波集合，比如，针对循环Cyclic方式，这里的预定个数L可以为P(P可以是4、8、16、32等)，从而可以选取出分别包含P个连续子载波的集合，而针对抽取Decimation方式，这里的预定个数L为1，从而可以选取出分别包含1个子载波的集合；

然后，确定选取的子载波集合中包含的各个子载波所分别承载的Sounding信号的部分序列，比如，针对循环Cyclic方式，若选取的子载波集合的示意图如图2所示，选取的第一个子载波集合包含的连续子载波为子载波0～3，选取的第二个子载波集合包含的连续子载波为子载波4～7，则针对第一个子载波集合，可以确定子载波0～3所承载的相应的Sounding信号的部分序列B_k＝[b_k(0),b_k(1),...,b_k(L-1)]^T(L＝4，k为发送Sounding信号的终端的编号，该编号用于指示Sounding信号是由该第k个终端发送来的)，而针对第二个子载波集合，则需要确定子载波4～7所承载的相应的Sounding信号的部分序列，子载波4～7所承载的该部分序列也可以由上式B_k＝[b_k(0),b_k(1),...,b_k(L-1)]^T这样的形式进行表示；

最后，按照分别确定各子载波集合包含的一个子载波的信道响应估计值的方式，根据接收信号以及上述确定的部分序列，确定不相邻的子载波的信道响应估计值，比如，针对循环Cyclic方式，当预定个数L为4时，以第一个子载波集合中的子载波为子载波0～3为例，在本发明实施例中，假设经过信道传输后的子载波0～3所承载的接收信号的部分序列的表达式为R＝[r(0),r(1),...,r(L-1)]^T(其中L＝4)，则可以按照如下式[1]所示的方式来确定一个子载波的信道响应估计值：

${\hat{H}}_k={\left(B_k^H{B}_k\right)}^{-1}{B}_k^{H}R---\left[1\right]$

在上式[1]中，子载波0～3所承载的Sounding信号的部分序列为B_k＝[b_k(0),b_k(1),b_k(2),b_k(3)]^T，而相应的接收信号的部分序列R＝[r(0),r(1),r(2),r(3)]^T，将B_k和R代入到式[1]中，就能确定子载波1的信道响应估计值，而类似地，针对子载波4～7，按照公式[1]，也能确定出子载波5的信道响应估计值，从而实现对两个子载波的信道响应估计值的确定(根据上式确定的信道响应估计值为子载波1、5的信道响应估计值的原因请见后文中的公式推导过程，在此不再赘述)；

步骤13，根据Sounding信号的发送方式以及步骤12中分别确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值，确定承载Sounding信号的载波中位于确定的该两个不相邻的子载波之间的其他子载波的信道响应估计值。

在上述步骤13中，根据Sounding信号的发送方式以及步骤12所确定的两个子载波的信道响应估计值，可以采用线性插值的方法来确定位于确定的该两个子载波之间的其他子载波的信道响应估计值，以下分别针对Cyclic方式和Decimation方式分别对采用的线性插值方法进行说明：

针对Cyclic方式，可以根据步骤12中确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值，按照下述公式[2]，确定位于确定的这两个子载波之间的任意子载波的信道响应估计值：

其中，为该任意子载波的信道响应估计值，k为终端编号，w为该任意子载波在承载Sounding信号的各子载波中的预设排列编号(比如，子载波3在承载Sounding信号的各子载波中的预设排列编号为3，而子载波5在承载Sounding信号的各载波中的预设排列编号为5)，P为根据该Cyclic方式，从与Cyclic方式对应的预设序列形式中确定的预定个数，该预定个数可能是4、8、16、32等(该预设序列形式是现有技术中已有的形式，将在后文中对其进行详细介绍，在此不再赘述)，m为满足mP<w<(m+1)P的任意整数，而则分别为确定的两个子载波中各子载波的信道响应估计值，比如，若为上述确定的子载波1的信道响应估计值，则为上述确定的子载波5的信道响应估计值。采用上述公式[2]，可以逐个对位于子载波1与子载波5之间的子载波2～4进行信道响应估计。

针对Decimation方式，可以根据步骤12中确定的两个子载波的信道响应估计值，按照下述公式[3]，确定位于两个子载波之间的任意子载波的信道响应估计值：

${\hat{H}}_k\left(w\right)=(1-\frac{l}{D}){\hat{H}}_k(\mathrm{mD}+g)+\frac{l}{D}{\hat{H}}_k((m+1)D+g)---\left[3\right]$

其中，为该任意子载波的信道响应估计值，k为终端编号，w为该任意子载波在承载Sounding信号的各个载波中的预设排列编号，D为从与Decimation方式对应的预设序列形式中确定的预设参数值(该预设序列形式同样是现有技术中已有的形式，将在后文中对其进行详细介绍，在此不再赘述)，m为满足mD<w<(m+1)D的任意整数，l＝w-mD-g，g从所上述的预设序列形式中确定的预设偏移值，而则分别为确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值。

采用本发明实施例提供的该方案，能够先完成对承载Sounding信号的载波中的不相邻子载波的信道响应估计值的确定，然后再根据确定的两个不相邻子载波的信道响应估计值，以及Sounding信号序列的发送方式，逐个确定承载Sounding信号的载波中位于确定的两个不相邻子载波之间的其他子载波的信道响应估计值，从而通过对子载波的信道响应估计，可以实现对整个信道的准确估计，此外，本发明实施例采用的该方案的一个优势在于：只需要通过简单的加法运算和乘法运算，就可以很容易得到上行Sounding信道响应估计，因此复杂度较低，非常适合在实际通信系统中实现。

以下以本发明实施例在实际中的应用为例，详细说明本发明实施例提供的上述方案的具体应用流程，该具体应用流程的示意图如图3所示，包括以下步骤：

步骤31，根据Sounding信号的UL Sounding Command IE中的字段信息，确定Sounding信号的序列发送方式，并根据确定的Sounding信号的序列发送方式，从对应于不同发送方式的预设序列形式的表达式中确定后续对信道进行估计时所需的数据，比如，针对Cyclic方式，需确定预定个数P等，而针对Decimation方式，需确定确定上述的预设参数值D，以及预设偏移值g等；

在实现步骤31时，根据802.16e协议可知，如果UL Sounding Command IE中的separability type为0，则表示Sounding信号为Cyclic方式，对应于该Cyclic方式的预设序列形式的表达式如下式[4]：

$b_x=\left\{\begin{array}{cc}[2\&CenterDot;(\frac{1}{2}-G\left(\right[x+u+{\mathrm{offset}}_D\left(\mathrm{fft}\right)\left]\mathrm{mod}2048\right))]e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;xz}}{P}},& x\&Element;B,x\&NotEqual;\frac{N_{\mathrm{used}}-1}{2}\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left[4\right]$

由于该式[4]是现有技术中已有的表达式，且其中的各个参数在802.16e协议都做了定义，因此本发明实施例中仅对[4]中的各参数做简单说明：其中，x是承载Sounding信号的子载波在通信系统当前所用的承载Sounding信号的各个子载波中的预设索引(也为预设排列编号)，其满足0≤x≤N_used-1，N_used是被用于承载Sounding信号的子载波的个数，G是低PAPR Gloay序列，其具体定义可以参见802.16e协议8.4.6.2.7节表464，P为前文所述的预定个数，也可以称为最大循环移位索引，z是指定的循环移位索引，其范围从0到P-1，B为用于承载Sounding信号的各个子载波构成的子载波组/频带组，u是PAPRreduction，safety zone和sounding zone IE中定义的移位值，fft是现有技术中针对上述序列形式所上设定的FFT大小，offset_D(fft)为现有技术中设定的指定一个FFT时候的偏移，详见802.16e协议8.4.6.2.7节表465，针对Cyclic方式，需要从上式[4]中确定参数P的值等；

如果UL Sounding Command IE中的separability type为1，则表示Sounding序列的发送方式为Decimated方式，对应于该Decimated方式的预设序列形式的表达式如下式[5]：

$b_x=\left\{\begin{array}{cc}[2\&CenterDot;(\frac{1}{2}-G\left(\right[x+u+{\mathrm{offset}}_D\left(\mathrm{fft}\right)\left]\mathrm{mod}2048\right))],& x\&Element;B,x\&NotEqual;\frac{N_{\mathrm{used}}-1}{2},x\mathrm{mod}D=g\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left[5\right]$

由于该式[5]是现有技术中已有的表达式，且其中的各个参数在802.16e协议都做了定义，因此本发明实施例中仅对[5]中的各参数做简单说明：其中，x是承载Sounding信号的子载波在通信系统当前所用的用于承载Sounding信号的各个子载波中的预设索引(也为预设排列编号)，其满足0≤x≤N_used-1，N_used是被用于承载Sounding信号的子载波的个数，G是低PAPR Gloay序列，其具体定义可以参见802.16e协议8.4.6.2.7节表464，fft是FFT大小，offset_D(fft)指定一个FFT时候的偏移，详见802.16e协议8.4.6.2.7节表465，B为用于承载Sounding信号的各个子载波构成的子载波组/频带组，D为预定参数值decimation value，g为预设偏移值即实际的decimation偏移量，针对Decimation方式，需要从上式[5]中确定D和g的值等；

步骤32，利用终端发送的Sounding信号和基站接收的接收信号，按照下述公式[6]对子载波进行信道响应估计，具体地，可以分别实现确定不相邻的子载波的信道响应估计值，如图2所示，在采用下述公式[6]进行一次子载波估计时，选取的子载波集合可以包含子载波0～3，从而得到子载波1的信道响应估计值，而在进行另二次子载波估计时，选取的子载波集合可以包含子载波4～7，从而得到子载波5的信道响应估计值；

${\hat{H}}_k={(B_k^H-B_k)}^{-1}{B}_k^{H}R---\left[6\right]$

由于该公式[6]与公式[1]相同，因此其中各符号的含义不再赘述，以下主要说明该公式[6]的详细推导过程：

对于Sounding信号采用Cyclic方式，假设任意发送的两个Sounding信号序列为其中x为承载Sounding信号的任一子载波在承载Sounding信号的各个子载波中的位置或者预设排列编号，此外，假设上述两个Sounding信号序列中非零子载波索引的起始位置/排列编号均为x₀，非零子载波索引的结束位置/排列编号均为x₁，序列的循环移位索引为n₀，序列的循环移位索引为n₁，则可以得到如下式[7]：

$\begin{array}{c}\underset{x=x_0}{\overset{x_1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_x^0{\left(b_x^1\right)}^{*}=\underset{x=x_0}{\overset{x_1}{\mathrm{\&Sigma;}}}2\&CenterDot;(\frac{1}{2}-G([x+u+{\mathrm{offset}}_D\left(\mathrm{fft}\right)]\mathrm{mod}2048\left)\right)\&CenterDot;e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;x}{n}_0}{P}}\\ \&times;2\&CenterDot;(\frac{1}{2}-G\left(\right[x+u+{\mathrm{offset}}_D\left(\mathrm{fft}\right)\left]\mathrm{mod}2048\right))\&CenterDot;e^{+j\frac{2\mathrm{\&pi;x}{n}_1}{P}}\\ =\underset{x=x_0}{\overset{x_1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;x}(n_0-n_1)}{P}}\\ =\frac{e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}(n_0-n_1)x_0}{P}}-e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}(n_0-n_1)(x_1+1)}{P}}}{1-e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}(n_0-n_1)}{P}}}=\frac{e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}(n_0-n_1)x_0}{P}}(1-e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}(n_0-n_1)(x_1+1-x_0)}{P}})}{1-e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}(n_0-n_1)}{P}}}\end{array}---\left[7\right]$

根据上式[7]可知，与正交的条件如下式[8]：

$1-e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}(n_0-n_1)(x_1+1-x_0)}{P}}=0---\left[8\right]$

可以推出上式等价于下式[9]：

$\frac{2\mathrm{\&pi;}(n_0-n_1)(x_1+1-x_0)}{P}=2\mathrm{\&pi;N}---\left[9\right]$

其中N为任意整数，又因为0≤n₀≤P-1，0≤n₁≤P-1，且n₀≠n₁，则有：

0<|n₀-n₁|<P  [10]

|n₀-n₁|为1到P-1的任意整数，由[9]和[10]可以得出，与正交的条件是：

x₁+1-x₀＝NP  [11]

由于Sounding信号序列采用Cyclic方式时，正交序列的长度P和相干带宽近似，因此当假设终端k发送的长度为P的信号序列的信道响应H_k是一个常量时，基站接收到的经信道传输后的接收信号可以表示为：

$R=\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}{B}_k{H}_k+a---\left[12\right]$

其中R＝[r(0),r(1),...,r(P-1)]^T为基站接收到的接收信号，B_k＝[b_k(0),b_k(1),...,b_k(P-1)]^T为终端k发送的序列，a＝[a(0),a(1),...,a(P-1)]^T为信道噪声。

假设为终端k发送的Sounding信号的信道响应估计值，根据最小方差准则LS，代价函数为：

$C=\left|\right|R-\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}{B}_k{\hat{H}}_k\left|\right|={(R-\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}{B}_k{\hat{H}}_k)}^H(R-\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}{B}_k{\hat{H}}_k)---\left[13\right]$

对上述代价函数执行最小化运算得到：

$\frac{\&PartialD;C}{\&PartialD;{\hat{H}}_n}=-B_n^{H}R+B_n^H{B}_n{\hat{H}}_n+\underset{k\&NotEqual;n}{\mathrm{\&Sigma;}}{B}_n^H{B}_k{\hat{H}}_k=0---\left[14\right]$

因为B_k和B_n满足正交性条件，故有因此可以推断得到信道响应估计公式为：

${\hat{H}}_n={\left(B_n^H{B}_n\right)}^{-1}{B}_n^{H}R$

即有：

${\hat{H}}_k={\left(B_k^H{B}_k\right)}^{-1}{B}_k^{H}R$

类似Sounding序列Cyclic方式，可以求出Decimation方式下，Sounding信号的信道响应估计值同样为上式[6]所示，进一步地，可以将其转换为如下表达式：

${\hat{H}}_k={\left(b_k^H\left(g\right)b_k\left(g\right)\right)}^{-1}{b}_k^H\left(g\right)r\left(g\right)---\left[15\right]$

步骤33，根据步骤32中确定的对两个子载波的信道响应估计值，可以采用线性插值的方法，获得位于该两个子载波之间的其他子载波的信道响应估计值，通过改变选取的子载波集合，可以实现对整个载波的信道响应估计，以下详细介绍利用线性插值方法估计其他子载波的信道响应估计值时所使用的公式的具体推导过程：

针对Cyclic方式，假设终端k发送的Sounding信号序列的信道响应H_k具有如下形式：

H_k＝FG_k  [16]

其中，H_k＝[H_k(0),H_k(1),...,H_k(P-1)]^T为信道响应向量， $F=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ 1& 1\\ ...& ...\\ P-1& 1\end{array}\right]$ 为位置索引矩阵，G_k＝[g_k(0),g_k(1)]^T为待解的系数，此外，基站接收的接收信号可以表示为：

$R=\underset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}\mathrm{diag}\left(B_k\right)H_k+a---\left[17\right]$

其中R＝[r(0),r(1),...,r(P-1)]^T为基站接收到的接收信号，B_k＝[b_k(0),b_k(1),...,b_k(P-1)]^T为终端k发送的序列，a＝[a(0),a(1),...,a(P-1)]^T为信道噪声，将[17]的等式左右两边同时乘以可以得到：

$B_n^{H}R=B_n^H\mathrm{diag}\left(B_n\right)H_n+\underset{k\&NotEqual;n}{\mathrm{\&Sigma;}}{B}_n^H\mathrm{diag}\left(B_k\right)H_k+B_n^{H}a---\left[18\right]$

如果假设终端k的信道响应H_k缓慢变化，则有那么位置为的子载波的信道响应估计值近似为：

通过插值方法，可以推出其它位置为w的子载波的信道响应估计值的表达式[20]：

其中，与前文类似，P为从与Cyclic方式对应的预设序列形式中确定的预定个数，m为满足mP<w<(m+1)P的任意整数，而分别为确定的两个子载波中各子载波的信道响应估计值，假设步骤32中确定出了子载波1、子载波5的信道响应估计值，且当前要计算子载波编号为4的子载波的信道响应估计值，则可以以子载波1的信道响应估计值作为并将子载波5的信道响应估计值作为代入上式[20]中，同时，还需要将根据w＝4，P＝4而得到的l、m的值均代入到上式[20]中，从而计算得到子载波4的信道响应估计值，同理，根据已计算得到的子载波1、5的信道响应估计值以及l、m的值，还可以计算出子载波2、3的信道响应估计值。通过改变选取的子载波集合，采用本发明实施例提供的方案可以逐个实现对多个子载波的信道响应估计值的确定。

针对Decimation方式，同理可以得到按照线性插值方法进行信道响应估计所需的表达式[21]：

$\begin{array}{c}{\hat{H}}_k\left(w\right)={\hat{H}}_k(\mathrm{mD}+g+l)\\ =(1-\frac{1}{D}){\hat{H}}_k(\mathrm{mD}+g)+\frac{l}{D}{\hat{H}}_k((m+1)D+g)\end{array}---\left[21\right]$

该式[21]中的各个参数的含义可以参见前文对式[3]中各参数含义的解释，在此不再赘述。

此外，在上述步骤32中，对子载波进行信道响应估计时所选取的子载波集合中，一个子载波集合中包含子载波的最大编号与另一个子载波集合中包含的子载波的最大编号最好是相隔P，如图2所示，假设P＝4，那么如果选取的一个子载波集合中包含的子载波为子载波0～3，则选取的另一个子载波集合中包含的子载波可以为4～7，以保证子载波编号7与3之间的差值为4。

由本发明实施例提供的该方案在实际中的应用可知，本发明实施例提供的该方案可以通过一些简单的运算有效地实现对子载波的信道响应估计值的确定，从而最终实现对信道的准确估计。

相应地，本发明实施例还提供一种基于Sounding信号的信道响应估计装置，该装置的具体结构示意图如图4所示，包括以下功能单元：

信号及发送方式确定单元41，用于确定终端向基站发送的Sounding信号、基站接收的由Sounding信号通过信道传输后得到的接收信号、Sounding信号序列的发送方式；

第一估计值确定单元42，用于根据信号及发送方式确定单元41确定的Sounding信号、接收信号，分别确定承载Sounding信号的载波中的不相邻的子载波的信道响应估计值；

第二估计值确定单元43，用于根据第一估计值确定单元42确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值，以及信号及发送方式确定单元41确定的发送方式，确定承载Sounding信号的载波中位于两个不相邻的子载波之间的其他子载波的信道响应估计值。

较佳地，第一估计值确定单元42可以进一步划分为以下功能模块，包括：

选取模块，用于从承载Sounding信号的载波所包含的子载波中，选取分别包含预定个数连续子载波的不同子载波集合；部分序列确定模块，用于确定选取模块选取的子载波集合中各个子载波所分别承载的Sounding信号的部分序列；信道响应估计值确定模块，用于按照分别确定选取模块选取的各子载波集合包含的一个子载波的信道响应估计值的方式，根据接收信号以及部分序列确定模块确定的部分序列，确定两个不相邻的子载波的信道响应估计值。

较佳地，当Sounding信号序列的发送方式为Cyclic方式时，第二估计值确定单元43具体可以但不限于用于根据确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值，按照下述公式，确定位于该两个不相邻的子载波之间的任意子载波的信道响应估计值：

其中，为该任意子载波的信道响应估计值，k为终端编号，w为该任意子载波在承载Sounding信号的各子载波中的预设排列编号，P为根据Cyclic方式，从与Cyclic方式对应的预设序列形式中确定的所述预定个数，m为满足mP<w<(m+1)P的任意整数， 分别为确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值。

而当Sounding信号序列的发送方式为Decimation方式时，第二估计值确定单元43具体可以但不限于用于根据确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值，按照下述公式，确定位于确定的两个不相邻的子载波之间的任意子载波的信道响应估计值：

${\hat{H}}_k\left(w\right)=(1-\frac{l}{D}){\hat{H}}_k(\mathrm{mD}+g)+\frac{l}{D}{\hat{H}}_k((m+1)D+g)$

其中，为该任意子载波的信道响应估计值，k为终端编号，w为该述任意子载波在承载所述Sounding信号的各子载波中的预设排列编号，D为根据所述Decimation方式，从与Decimation方式对应的预设序列形式中确定的预设参数值，m为满足mD<w<(m+1)D的任意整数，l＝w-mD-g，g从该预设序列形式中确定的预设偏移值，分别为确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (10)

1.一种基于探测信号的信道响应估计方法，其特征在于，包括：

确定终端向基站发送的探测信号、基站接收的由探测信号通过信道传输后得到的接收信号、探测信号序列的发送方式；

根据探测信号、接收信号，分别确定承载所述探测信号的载波中的不相邻的子载波的信道响应估计值；

根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值以及所述发送方式，确定承载所述探测信号的载波中位于两个不相邻的子载波之间的其他子载波的信道响应估计值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据探测信号、接收信号，分别确定不相邻的子载波的信道响应估计值具体包括：

从承载探测信号的载波所包含的子载波中，选取包含预定个数连续子载波的不同子载波集合，并确定选取的子载波集合中各个子载波所分别承载的探测信号的部分序列；

按照确定各子载波集合包含的一个子载波的信道响应估计值的方式，根据接收信号以及所述部分序列，确定不相邻的子载波的信道响应估计值。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，当所述发送方式为循环Cyclic方式时，根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值以及所述发送方式，确定位于两个子载波之间的其他子载波的信道响应估计值具体为：

根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值，按照下述公式，确定位于两个不相邻的子载波之间的任意子载波的信道响应估计值：

其中，为所述任意子载波的信道响应估计值，k为终端编号，w为所述任意子载波在承载所述探测信号的各子载波中的预设排列编号，P为根据所述Cyclic方式，从与所述Cyclic方式对应的预设序列形式中确定的所述预定个数，m为满足mP<w<(m+1)P的任意整数， 分别为确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，当所述发送方式为抽取Decimation方式时，根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值以及所述发送方式，确定位于两个不相邻的子载波之间的其他子载波的信道响应估计值具体为：

从承载探测信号的载波所包含的子载波中，选取包含1个子载波的不同子载波集合，并根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值，按照下述公式，确定位于两个不相邻的子载波之间的任意子载波的信道响应估计值：

${\hat{H}}_k\left(w\right)=(1-\frac{l}{D}){\hat{H}}_k(\mathrm{mD}+g)+\frac{l}{D}{\hat{H}}_k((m+1)D+g)$

其中，为所述任意子载波的信道响应估计值，k为终端编号，w为所述任意子载波在承载所述探测信号的各子载波中的预设排列编号，D为根据所述Decimation方式，从与所述Decimation方式对应的预设序列形式中确定的预设参数值，m为满足mD<w<(m+1)D的任意整数，l＝w-mD-g，g从所述预设序列形式中确定的预设偏移值，分别为确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据探测信号的UL SoundingCommand IE中的字段信息，确定探测信号序列的发送方式。

6.一种基于探测信号的信道响应估计装置，其特征在于，包括：

信号及发送方式确定单元，用于确定终端向基站发送的探测信号、基站接收的由探测信号通过信道传输后得到的接收信号、探测信号序列的发送方式；

第一估计值确定单元，用于根据信号及发送方式确定单元确定的探测信号、接收信号，分别确定承载所述探测信号的载波中的不相邻的子载波的信道响应估计值；

第二估计值确定单元，用于根据第一估计值确定单元确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值，以及信号及发送方式确定单元确定的发送方式，确定承载所述探测信号的载波中位于两个不相邻的子载波之间的其他子载波的信道响应估计值。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，第一估计值确定单元具体包括：

选取模块，用于从承载探测信号的载波所包含的子载波中，选取包含预定个数连续子载波的不同子载波集合；

部分序列确定模块，用于确定选取模块选取的子载波集合中各个子载波所分别承载的探测信号的部分序列；

信道响应估计值确定模块，用于按照分别确定选取模块选取的各子载波集合包含的一个子载波的信道响应估计值的方式，根据接收信号以及部分序列确定模块确定的部分序列，确定不相邻的子载波的信道响应估计值。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，当所述发送方式为循环Cyclic方式时，所述第二估计值确定单元具体用于根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值，按照下述公式，确定位于两个不相邻的子载波之间的任意子载波的信道响应估计值：

其中，为所述任意子载波的信道响应估计值，k为终端编号，w为所述任意子载波在承载所述探测信号的各子载波中的预设排列编号，P为根据所述Cyclic方式，从与所述Cyclic方式对应的预设序列形式中确定的所述预定个数，m为满足mP<w<(m+1)P的任意整数， 分别为确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值。

9.如权利要求7所述的装置，其特征在于，当所述发送方式为抽取Decimation方式时，所述第二估计值确定单元具体用于从承载探测信号的载波所包含的子载波中，选取包含1个子载波的不同子载波集合，并根据两个不相邻的子载波的信道响应估计值，按照下述公式，确定位于两个不相邻的子载波之间的任意子载波的信道响应估计值：

${\hat{H}}_k\left(w\right)=(1-\frac{l}{D}){\hat{H}}_k(\mathrm{mD}+g)+\frac{l}{D}{\hat{H}}_k((m+1)D+g)$

其中，为所述任意子载波的信道响应估计值，k为终端编号，w为所述任意子载波在承载所述探测信号的各子载波中的预设排列编号，D为根据所述Decimation方式，从与所述Decimation方式对应的预设序列形式中确定的预设参数值，m为满足mD<w<(m+1)D的任意整数，l＝w-mD-g，g从所述预设序列形式中确定的预设偏移值，分别为确定的两个不相邻的子载波的信道响应估计值。

10.如权利要求6所述的装置，其特征在于，信号及发送方式确定单元具体用于根据探测信号的UL Sounding Command IE中的字段信息，确定探测信号序列的发送方式。